JP2008011649A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】装置全体のサイズが小さく、電源電圧を効率良く昇圧することができる半導体集積回路装置を提供する。
【解決手段】半導体集積回路装置は、電源電位Vccから該電源電位よりも高い第1の昇圧電位VPPSへ昇圧する第1のチャージポンプ回路CP1と、第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器PG2、および、第1の昇圧電位のパルスを受けて電源電位を第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位VPPWへ昇圧するキャパシタCpwを含む第2のチャージポンプ回路CP2とを備えている。
【選択図】図1
【解決手段】半導体集積回路装置は、電源電位Vccから該電源電位よりも高い第1の昇圧電位VPPSへ昇圧する第1のチャージポンプ回路CP1と、第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器PG2、および、第1の昇圧電位のパルスを受けて電源電位を第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位VPPWへ昇圧するキャパシタCpwを含む第2のチャージポンプ回路CP2とを備えている。
【選択図】図1
Description
本発明は、半導体集積回路装置に係り、例えば、DRAMのワード線の電位を生成する半導体集積回路装置に関する。
半導体集積回路装置の微細化が進むとその装置の信頼性を確保するために、電源電圧を低下させる必要がある。しかし、DRAMでは、ワード線の駆動電位を低くすると、データ読出し/データ書込みにおけるデータの信号量が低下する。従って、DRAMのセルアレイに使用される電位は、周辺ロジック回路に使用される電位に比べて低電位化が困難である。例えば、ワード線の駆動電位(内部電源電位VPP)は、外部からの電源電位(Vcc)の約2倍の電位に設定されている。
一般に、電源電位Vccを駆動電位VPPへ昇圧するために、チャージポンプ回路を使用する。チャージポンプ回路は、入力と出力との間をカップリング結合するポンプキャパシタを有する。ポンプキャパシタは、リングオシレータからクロック信号を受けて、カップリング効果によって出力側の電位を昇圧する。
例えば、ポンプキャパシタの出力側電極の当初電位をVccとし、その入力側電極へ入力されるクロック信号のパルス振幅をVccとする。この場合、理想的なチャージポンプ回路は、1つのポンプキャパシタによってVcc×2の昇圧電位を出力することができる。しかし、実際には、チャージポンプ回路を構成する素子(例えば、トランジスタ)のリーク電流等により昇圧効率は低下する。電源電圧を低下させると、チャージポンプ回路の昇圧効率はさらに低下することが知られている。
チャージポンプ回路の昇圧効率の低下を補償するために、複数のチャージポンプ回路を並列に接続し、電荷供給能力を向上させる方策がある。しかし、この方策では、低下傾向にある電源電圧を内部電源電位VPPまで昇圧させることはできない。また、半導体集積回路装置のチップサイズが増加してしまう。
特開2004−247689号公報
装置全体のサイズが小さく、電源電圧を効率良く昇圧することができる半導体集積回路装置を提供することである。
本発明に係る実施形態に従った半導体集積回路装置は、電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、前記第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記第1の昇圧電位のパルスを受けて前記電源電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路と、を備えている。
本発明に係る他の実施形態に従った半導体集積回路装置は、電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、前記第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記第1の昇圧電位のパルスを受けて前記第1の昇圧電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路と、を備えている。
本発明に係るさらに他の実施形態に従った半導体集積回路装置は、電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、前記電源電位を受けて該電源電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記電源電位のパルスを受けて前記第1の昇圧電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路とを備え、前記キャパシタは、前記電源電位のパルスを受ける入力側電極と、前記第2の昇圧電位を生成する出力側電極とを含み、前記出力側電極の電位は、電源によって前記電源電位まで充電され、前記第1のチャージポンプの出力によって前記第1の昇圧電位まで昇圧され、さらに、前記入力側電極に入力される前記電源電位のパルスによって前記第2の昇圧電位まで昇圧されることを特徴とする。
本発明による半導体集積回路装置は、装置全体のサイズが小さく、電源電圧を効率良く昇圧することができる。
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態を説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。
(第1の実施形態)
図1は、本発明に係る第1の実施形態に従った昇圧回路100の回路図である。昇圧回路は、例えば、DRAMの半導体装置内に内蔵され、電源電圧Vccを内部電位VPPWへ昇圧して出力するように構成されている。内部電位VPPWは、例えば、DRAMのメモリセルに接続されたワード線を駆動するために使用される。
図1は、本発明に係る第1の実施形態に従った昇圧回路100の回路図である。昇圧回路は、例えば、DRAMの半導体装置内に内蔵され、電源電圧Vccを内部電位VPPWへ昇圧して出力するように構成されている。内部電位VPPWは、例えば、DRAMのメモリセルに接続されたワード線を駆動するために使用される。
昇圧回路100は、第1のチャージポンプ回路CP1および第2のチャージポンプ回路CP2を備えている。第1のチャージポンプ回路CP1は、電源電位Vccを受けて電源電位Vccのパルス信号を出力するパルス発生器PG1と、パルス発生器PG1からのパルス信号を受けて電源電位Vccを第1の昇圧電位VPPSへ昇圧するポンプキャパシタCpsとを備えている。パルス発生器PG1は、例えば、リングオシレータである。
ポンプキャパシタCpsの入力側電極は、ノードEsにおいてパルス発生器PG1の出力と接続されている。ポンプキャパシタCpsの出力側電極は、ノードFsにおいてトランジスタT1に接続されている。トランジスタT1は、電源電位VccとノードFsとの間に接続されており、ノードFsに電源電位Vccを与える。ポンプキャパシタCps、トランジスタT1、T2、T3、キャパシタC1は、1つの昇圧ユニットBU1を構成している。本実施形態では、昇圧ユニットBU1は1つだけ示されている。しかし、必要に応じて複数の昇圧ユニットBU1をノードEsとチャージポンプ回路CP1の出力との間に並列接続してよい。複数の昇圧ユニットBU1を並列接続することにより、第1のチャージポンプ回路CP1は、第1の昇圧電位VPPSをより高くすることができる。
トランジスタT2がノードGsと第1のチャージポンプ回路CP1の出力との間に接続されている。トランジスタT2のゲートは、ノードBsに接続されている。ノードBsは、キャパシタC1を介してノードDsに接続されており、かつ、トランジスタT3を介してノードGsに接続されている。
第2のチャージポンプ回路CP2は、第1の昇圧電位VPPSを受けて第1の昇圧電位VPPSのパルス信号を出力するパルス発生器PG2と、パルス発生器PG2からのパルス信号を受けて電源電位Vccを第2の昇圧電位VPPWへ昇圧するポンプキャパシタCpwとを備えている。パルス発生器PG2は、例えば、リングオシレータである。
ポンプキャパシタCpwの入力側電極は、ノードEpにおいてパルス発生器PG2の出力と接続されている。ポンプキャパシタCpwの出力側電極は、ノードFpにおいてトランジスタT4に接続されている。トランジスタT4は、電源電位VccとノードFpとの間に接続されており、ノードFpに電源電位Vccを与える。ポンプキャパシタCpw、トランジスタT4、T5、T6およびキャパシタC2は、1つの昇圧ユニットBU2を構成している。本実施形態では、昇圧ユニットBU2は1つだけ示されている。しかし、必要に応じて複数の昇圧ユニットBU2をノードEpとチャージポンプ回路CP2の出力との間に並列接続してよい。複数の昇圧ユニットBU2を並列接続ことによって、第2のチャージポンプ回路CP2は、第2の昇圧電位VPPWをより速く昇圧することができる。
トランジスタT5がノードGpと第2のチャージポンプ回路CP2の出力との間に接続されている。トランジスタT5のゲートは、ノードBpに接続されている。ノードBpは、キャパシタC2を介して電位Dpに接続されており、かつ、トランジスタT6を介してノードGpに接続されている。
第2の昇圧電位VPPWは、ワード線(図示せず)に接続されており、データ読出し/データ書込み時にワード線を駆動するために使用される。
図2は、パルス発生器PG1の具体例を示す回路図である。パルス発生器PG1は、直列接続されたNANDゲートG1および複数のインバータを備えている。NANDゲートG1は、入力INからの信号と、出力信号の反転信号とを入力し、これらの信号のNAND演算を行う。
トリガ信号がロウレベル(LOW)であるときには、NANDゲートG1はハイレベル(HIGH)を出力する。このとき、パルス発生器PG1はロウを出力しているので、パルス信号は生成されていない。尚、NANDゲートG1は、出力信号の反転信号としてハイを受け取る。
トリガ信号がハイになると、NANDゲートG1の一方の入力は直ちにハイになる。しかし、出力信号の反転信号は、インバータを介してNANDゲートG1へフィードバックされるため、入力INに入力される信号に比べて遅延してNANDゲートG1へ入力される。従って、トリガ信号がハイになった当初においては、NANDゲートG1の2つの入力はともにハイとなり、これにより、パルス発生器PG1の出力はハイに立ち上がる。その後、出力信号の反転信号が、入力INに入力される信号に遅れてハイからロウへ立ち下がると、パルス発生器PG1の出力はロウへ立ち下がる。この出力信号ロウは、さらにNANDゲートG1へフィードバックされるので、出力がさらにハイになる。この動作を繰り返すことによって、パルス発生器PG1は、多数のパルス信号を生成する。
図3は、パルス発生器PG2の具体例を示す回路図である。パルス発生器PG2の構成は、パルス発生器PG1の構成と同様でよい。ただし、パルス発生器PG1を構成する各素子は電源電位Vccの供給を受けて動作するのに対し、パルス発生器PG2を構成する各素子は第1の昇圧電位VPPSの供給を受けて、VPPSの振幅を有するパルス信号を生成する。
図1を再度参照して、昇圧回路100の動作を説明する。ポンプキャパシタCpsを充電する際には、トランジスタT1のゲート電位AsおよびトランジスタT3のゲート電位Csを電位VPPSにする。昇圧回路100内で生成された電位VPPSは、通常、図示されない電源キャパシタ等にプールされているので、ゲート電位AsおよびCsにはこの電位VPPSを用いればよい。
ゲート電位AsおよびCsを電位VPPSにすることによって、ノードFs、GsおよびBsには、スタート電位として電源電位Vccが印加される。これにより、ノードFs、GsおよびBsが電源電位Vccまで充電される(第1の動作)。尚、このとき、トランジスタT1およびT3はオン状態であるが、トランジスタT2はオフ状態である。
ゲート電位Asは、ノードEsの電位と同期して駆動され、ノードEsがハイレベル(Vcc)のときにロウレベル(ゼロ(Vss))となり、ノードEsがロウレベル(Vss)のときにハイレベル(VPPS)となるように制御される。ゲート電位Csは、第1の動作時ではゲート電位Asと同時にハイレベル(VPPS)となるように制御される。
次に、ゲート電位AsおよびCsを低下させた後、パルス信号発生器PG1が、電源電位Vccの振幅を有するパルス信号を生成する。このパルス信号はノードEsへ供給される。このパルス信号の供給を受けて、ノードEsの電位は、ほぼゼロ(Vss)からVccへ上昇する。ノードEsの電位がVccへ上昇することにより、ノードFsおよびGsの電位は、ポンプキャパシタCpsを介してほぼ2×Vccへ昇圧される(第2の動作)。
ノード電位Csは、第2の動作時においては、一時的にハイレベル(VPPS)となるようにパルス制御される。ゲート電位Csをハイレベル(VPPS)にすることによって、ノードBsの電位を電位(VPPS−Vth3)にすることができる。Vth3は、トランジスタT3の閾値電圧である。
ノード電位Csが立ち下がり、トランジスタT3がオフ状態になった後、電位VDsがノードDsに印加されると、ノードBsが電源電位VPPS−Vth3からVPPS−Vth3+VDsへ昇圧される。ノードBsの電位は、ノードGsの電位2×VccがトランジスタT2において電圧降下しないようにVPPS+Vth2(Vth2=T2の閾値電圧)以上であればよい。従って、電位VDsは、Vth2+Vth3以上であればよく、例えば、Vccでよい。電源Vccは、通常、トランジスタT1〜T6の閾値電圧よりも相当高いからである。
ノードBsの電位がVPPS−Vth3+VDsになることによって、トランジスタT2が低抵抗のオン状態になり、ノードFs、Gsの電位2×Vccが第1のチャージポンプ回路CP1の出力に伝達される。このとき、第1のチャージポンプ回路CP1の出力電位としての第1の昇圧電位VPPSは、理想的にはほぼ2×Vccとなるが、実際には、トランジスタT2を介しているので、Vccから2×Vccの範囲内のいずれかの電位になる。
その後、ノードDsをロウレベルに戻し、ノードBsの電位をVPPS−Vth3に戻す。即ち、トランジスタT2をオフにする。さらにトランジスタT3をオン状態にして、ノードBsとノードGsの電位を等しくしつつ、ノードEsの電位をVccからゼロ(Vss)へ下げる(第3の動作)。このときノードGsに存在する電荷量は、VSSPの出力によって第1の動作時において充電された電荷量よりも少ない状態にある。従って、ノードGs、Bsの電位は、Vccより低い電位へ低下する。ノードGs、Bsの電位をVccへ再度充電するために、上記第1の動作を再度実行する。尚、通常、第1および第3の動作をリセット動作と呼び、第2の動作をセット動作と呼ぶ。
その後、第1のチャージポンプ回路は、リセット動作およびセット動作を繰り返すことによって、第1の昇圧電位VPPSの出力を維持する。
次に、第1の昇圧電位VPPSは、第2のチャージポンプ回路CP2内のパルス発生器PG2へ入力される。ポンプキャパシタCpwを充電する際には、トランジスタT4のゲート電位ApおよびトランジスタT6のゲート電位Cpをそれぞれ第1の昇圧電位VPPSおよび第2の昇圧電位VPPWにする。従って、ノードFp、GpおよびBpには、スタート電位として電源電位Vccが印加されている。これにより、ノードFp、GpおよびBpが電源電位Vccまで充電される(第4の動作)。尚、このとき、トランジスタT4およびT6はオン状態であるが、トランジスタT5はオフ状態である。
ゲート電位Apは、ノードEpの電位と同期して駆動され、ノードEpがハイレベル(VPPS)のときにロウレベル(ゼロ(Vss))となり、ノードEpがロウレベル(ゼロ(Vss))のときにハイレベル(VPPS)となるように制御される。ゲート電位Cpは、第4の動作時では、ゲート電位Apと同時にハイレベル(VPPW)となるように制御される。
回路100で生成された電位VPPWは、通常、図示されない電源キャパシタ等にプールされているので、ゲート電位Cpにはこの電位VPPWを用いればよい。
次に、ゲート電位ApおよびCpを低下させた後、パルス信号発生器PG2が、第1の昇圧電位VPPSの供給を受けて、振幅VPPSを有するパルス信号を生成する。このパルス信号は、ノードEpへ供給される。このパルス信号の供給を受けて、ノードEpの電位は、ほぼゼロ(Vss)からVPPSへ上昇する。ノードEpの電位がVPPSへ上昇することにより、ノードFpおよびGpの電位は、ポンプキャパシタCpwを介して電位Vcc+VPPSへ昇圧される(第5の動作)。
ノード電位Cpは、第5の動作において、一時的にハイレベル(VPPW)となるようにパルス制御される。ゲート電位Cpをハイレベル(VPPW)にすることによって、ノードBpの電位を電位(VPPW−Vth6)にすることができる。Vth6はトランジスタT6の閾値電圧である。
ノードCpの電位が立ち下がり、トランジスタT6がオフ状態になった後、電位VDpがノードDpに印加されると、ノードBpが電源電位VPPW−Vth6からVPPW−Vth6+VDpへ昇圧される。ノードBpの電位は、ノードGpの電位VPPS+VccがトランジスタT5において電圧降下しないようにVPPW+Vth5(Vth5=T5の閾値電圧)以上であればよい。従って、電位VDpは、Vth5+Vth6以上であればよく、例えば、Vccでよい。ノードBpの電位がVPPW−Vth6+VDpになることによって、トランジスタT5が低抵抗のオン状態になり、ノードFp、Gpの電位Vcc+VPPSが第2のチャージポンプ回路CP2の出力に伝達される。第2のチャージポンプ回路CP2の出力電位としての第2の昇圧電位VPPWは、理想的にはほぼVcc+VPPSとなるが、実際には、VPPSからVcc+VPPSの範囲内のいずれかの電位になる。
その後、ノードDpをロウレベルに戻し、ノードBpの電位をVPPW−Vth6に戻す。即ち、トランジスタT5をオフにする。さらにトランジスタT6をオン状態にして、ノードBpとノードGpの電位を等しくしつつ、ノードEpの電位をVPPSからゼロ(Vss)へ下げる(第6の動作)。このときノードGpに存在する電荷量は、VSSWの出力によって第1の動作時において充電された電荷量よりも少ない状態にある。従って、ノードGp、Bpの電位は、Vccより低い電位へ低下する。ノードGp、Bpの電位をVccへ再度充電するために、上記第4の動作を再度実行する。尚、通常、第4および第6の動作をリセット動作と呼び、第5の動作をセット動作と呼ぶ。
その後、第2のチャージポンプ回路は、リセット動作およびセット動作を繰り返すことによって、第2の昇圧電位VPPWの出力を維持する。
このように、本実施形態では、第1のチャージポンプ回路CP1が、電源電位Vccより高くかつワード線電位に使用するVPPWより低い第1の昇圧電位VPPSを生成する。第2のチャージポンプ回路CP2は第1の昇圧電位VPPSをパルス源として利用し、第2の昇圧電位VPPWを生成する。第2の昇圧電位VPPWがワード線駆動電位として利用される。このとき、第2のチャージポンプ回路CP2の電源は、Vccである。本実施形態は、複数のチャージポンプ回路を多段状に接続することによって、従来のチャージポンプ回路では生成することができなかった高電位を生成することが可能となる。
多段型チャージポンプ回路は、下流のチャージポンプで昇圧された電位をスタート電位として用いることも考えられる。即ち、図1に示すVPPSを、第2のチャージポンプ回路CP2のスタート電位Vsへ供給することも考えられる。しかし、このような多段型チャージポンプ回路では、充電時にノードFpおよびGpの電位は、電源電位Vccよりも高い第1の昇圧電位VPPSになる。このとき、ノードEpの電位はほぼゼロ(Vss)であるので、Vccよりも2倍近く高いVPPSの電位差がポンプキャパシタCpwに印加される。これは、ポンプキャパシタCpwの電極間絶縁膜を比較的厚く形成しなければならないことを意味する。電極間絶縁膜を厚くすると、キャパシタの容量を維持するために電極の面積を大きくしなければならない。
一方、本実施形態では、電位VPPSをパルス発生器PG2に与え、かつスタート電位Vsとして電源電位Vccを用いている。これにより、パルス発生器PG2から出力されるパルス信号の振幅はVPPS(<2×Vcc)になり、ノードFp、Gpの充電後の電位は電源電位Vccに等しくなる。従って、ポンプキャパシタCpwに印加される電位差は、VPPS+Vcc−VPPSであり、Vccを超えない。例えば、充電時には、ノードEpの電位がゼロ(Vss)であるのに対し、ノードFpの電位はVccである。昇圧時においては、ノードEpの電位はVPPSになるのに対し、ノードFpの電位はほぼVcc+VPPSになる。このように、ポンプキャパシタCpwの電極間の電位差は、常にVcc(<VPPS)を超えない。従って、本実施形態によれば、ポンプキャパシタCpwの電極間絶縁膜の膜厚は、比較的薄くすることができる。即ち、本実施形態による多段型チャージポンプ回路は、第1の昇圧電位VPPSをスタート電位Vsとして用いた多段型チャージポンプ回路よりも、占有面積を小さくすることができる。キャパシタは、他の回路素子(例えば、トランジスタ等)と比べて占有面積が大きく、かつ、ワード線を充電するためのポンプキャパシタCpwは、ポンプキャパシタCpsよりも大きく形成されている。従って、ポンプキャパシタCpwの占有面積を小さくすることは、昇圧回路100全体の小型化にとって有利である。さらに、昇圧回路100は、半導体メモリのチップ内に多数形成されることが多い。従って、昇圧回路100を小型化することは、半導体メモリ全体の小型化に貢献することができる。
本実施形態では、昇圧ユニットBU1およびBU2は、チャージポンプ回路CP1およびCP2のそれぞれに1つ設けられていた。しかし、複数の昇圧ユニットBU1がチャージポンプ回路CP1に並列接続されてもよい。複数の昇圧ユニットBU2がチャージポンプ回路CP2に並列接続されてもよい。複数の昇圧ユニットBU2がチャージポンプ回路CP2に並列接続されている場合、ポンプキャパシタCpwの占有面積が小さいことは、さらに有効である。
本実施形態による昇圧回路100は、CP1およびCP2からなる2段型チャージポンプ回路を備えていた。しかし、昇圧回路100は、3段以上のチャージポンプ回路を備えていてもよい。これにより、昇圧回路100は、第2の昇圧電位VPPWよりも高い電位を生成することができる。また、この場合も、ポンプキャパシタCpwの占有面積が小さいことは、非常に有効である。
トランジスタT1、T3、T4およびT6の各ゲート電位の制御回路は、シミュレーションを用いて、予め充電時間を見積もることにより、遅延回路で構成することができる。尚、ノードEpにレベル検知回路を接続し、このレベル検知回路によってこれらのゲート電位の制御をしてもよい。しかし、この場合には、回路が複雑になり、さらに、検知時間が昇圧回路100の動作周期を長期化する。その結果、昇圧効率が低下する可能性がある。
図4は、第2のチャージポンプ回路CP2の等価回路図である。充電時(状態1)において、クロック信号Φ=0、トランジスタT4はオン状態であり、トランジスタT5はオフ状態である。昇圧および転送時(状態2)において、クロック信号Φ=VPPS、トランジスタT4はオフになり、トランジスタT5がオンになる。尚、Clは、ワード線容量等の負荷容量である。
状態1および状態2を繰り返すことによって昇圧動作が実行される。状態1の電荷量および状態2の電荷量は、電荷保存の法則から一定に保持される。これを式で表すと式1のようになる。
Q=Cpw・Vcc+Cl・V0=Cpw・(V0‐VPPW)+Cl・VPPW (式1)
1回のパルス入力による昇圧電圧VPPWは、式2で表される。
VPPW=(Cpw・(Vcc+VPPS)+Cl・V0)/(Cpw+Cl) (式2)
ポンプ動作1回分の供給電荷をQ1とすると、Q1は、式3で表される。
Q1=Cl・(VPPW‐V0) (式3)
式2を式3へ代入すると、式4が成り立つ。
Q1=Cl・Cpw・(Vcc+VPPS‐V0)/(Cpw+Cl) (式4)
式4により、昇圧能力は、スタート電位(Vcc)とパルス電位(VPPS)に依存して向上する。昇圧能力への寄与に関しては、スタート電位(Vcc)とパルス電位(VPPS)とは等しい効果を有する。従って、上述のように、パルス信号として第1の昇圧電位VPPSを用いかつスタート電位Vsとして電源電位Vccを用いた場合の昇圧能力は、スタート電位Vsとして第1の昇圧電位VPPSを用いかつパルス信号として電源電位Vccを用いた場合の昇圧能力と等しい。従って、本実施形態は、昇圧能力を低下させること無く、ポンプキャパシタCpwの占有面積を小さくすることができる。
Q=Cpw・Vcc+Cl・V0=Cpw・(V0‐VPPW)+Cl・VPPW (式1)
1回のパルス入力による昇圧電圧VPPWは、式2で表される。
VPPW=(Cpw・(Vcc+VPPS)+Cl・V0)/(Cpw+Cl) (式2)
ポンプ動作1回分の供給電荷をQ1とすると、Q1は、式3で表される。
Q1=Cl・(VPPW‐V0) (式3)
式2を式3へ代入すると、式4が成り立つ。
Q1=Cl・Cpw・(Vcc+VPPS‐V0)/(Cpw+Cl) (式4)
式4により、昇圧能力は、スタート電位(Vcc)とパルス電位(VPPS)に依存して向上する。昇圧能力への寄与に関しては、スタート電位(Vcc)とパルス電位(VPPS)とは等しい効果を有する。従って、上述のように、パルス信号として第1の昇圧電位VPPSを用いかつスタート電位Vsとして電源電位Vccを用いた場合の昇圧能力は、スタート電位Vsとして第1の昇圧電位VPPSを用いかつパルス信号として電源電位Vccを用いた場合の昇圧能力と等しい。従って、本実施形態は、昇圧能力を低下させること無く、ポンプキャパシタCpwの占有面積を小さくすることができる。
(第2の実施形態)
図5は、第2の実施形態による昇圧回路200の回路図である。昇圧回路200は、第1の昇圧電位VPPSをスタート電位Vsとしても用いている。昇圧回路200のその他の構成は、第1の実施形態による昇圧回路100と同じでよい。この場合、ポンプキャパシタCpwは、第1の昇圧電位VPPSで充電しなければならない。
図5は、第2の実施形態による昇圧回路200の回路図である。昇圧回路200は、第1の昇圧電位VPPSをスタート電位Vsとしても用いている。昇圧回路200のその他の構成は、第1の実施形態による昇圧回路100と同じでよい。この場合、ポンプキャパシタCpwは、第1の昇圧電位VPPSで充電しなければならない。
しかし、式4から分かるように、1回の昇圧動作によって、Q1=Cl・Cpw・(2VPPS‐V0)/(Cpw+Cl)という電荷が供給され得る。即ち、第2の実施形態は、1回の昇圧動作によって、ポンプキャパシタCpwに多くの電荷を供給することができる。また、ノードFpの電位は、Vcc+VPPS以上の電位である2×VPPSとなる。従って、昇圧回路200は、第2の昇圧電位VPPWとしてより高電位を出力することができる。
(第3の実施形態)
図6は、第3の実施形態による昇圧回路300の回路図である。昇圧回路300では、電源電圧VccがノードEpにトランジスタT7を介して接続されている。昇圧回路300のその他の構成は、第2の実施形態による昇圧回路200の構成と同様でよい。
図6は、第3の実施形態による昇圧回路300の回路図である。昇圧回路300では、電源電圧VccがノードEpにトランジスタT7を介して接続されている。昇圧回路300のその他の構成は、第2の実施形態による昇圧回路200の構成と同様でよい。
昇圧回路300は、電源電圧Vccを第1の昇圧電位Vs1として用いている。さらに、昇圧回路300は、第1の昇圧電位VPPSを第2の昇圧電位Vs2として用いている。これにより、ノードFpおよびGpの電位は、第4の動作時において、電源電圧Vccを用いてゼロ(Vss)からVccまで充電され、その後、第1ノード昇圧電位VPPSを用いてVccからVPPSまで充電される。充電時(第4の動作時)において、トランジスタT7のゲート電位Ap1がまずハイレベルになり、その後、トランジスタT4のゲート電位Ap2がハイレベルになる。このようなゲート電位の制御回路は、シミュレーションを用いて、予め充電時間を見積ることにより、遅延回路で構成することができる。尚、ノードFpにレベル検知回路を接続し、このレベル検知回路によってこれらのゲート電位の制御をしてもよい。しかし、この場合には、回路が複雑になり、さらに、検知時間が昇圧回路100の動作周期を長期化する。その結果、昇圧効率が低下する可能性がある。
ノードFpを第1の昇圧電位VPPSのみで充電すると、第2のチャージポンプ回路CP2の動作周期毎にCpw*{VPPS‐(VPPW‐VPPS)}の電荷を消費する。第1の昇圧回路VPPSは、第1のチャージポンプ回路CP1で生成されている。よって、第1の昇圧電位VPPSの消費は、第1のチャージポンプ回路CP1の個数の増加および第1のチャージポンプ回路CP1の出力電荷量の増加につながる。
これに対処するために、第3の実施形態では、ノードFpをVccまで電源電位Vccで充電し、VccからVPPSまで第1の昇圧電位VPPSで充電する。これにより、第3の実施形態による昇圧回路300は、第1の昇圧電位VPPSを用いることなく、容量の比較的大きなポンプキャパシタCpwを電位Vccまで充電することができる。従って、昇圧回路300は、第2の実施形態による昇圧回路200に比べて昇圧効率が良い。さらに、昇圧回路300は、電源電位Vccが低電圧化されても、昇圧回路の占有面積の増加を低く抑えることができる。
(第4の実施形態)
図7は、第4の実施形態による昇圧回路400の回路図である。昇圧回路400では、電源電圧VccがノードEpにトランジスタT7を介して接続されている。第1の昇圧電位VPPSは、パルス発生器PG2へ供給されておらず、第2のスタート電位Vs2として用いられている。パルス発生器PG2は、電源電位Vccの供給を受けて、振幅Vccのパルス信号を出力する。第1の昇圧電位VPPSは、第2のスタート電位Vs2としてトランジスタT4を介してノードFpへ供給される。昇圧回路400のその他の構成は、第3の実施形態による昇圧回路300の構成と同様でよい。
図7は、第4の実施形態による昇圧回路400の回路図である。昇圧回路400では、電源電圧VccがノードEpにトランジスタT7を介して接続されている。第1の昇圧電位VPPSは、パルス発生器PG2へ供給されておらず、第2のスタート電位Vs2として用いられている。パルス発生器PG2は、電源電位Vccの供給を受けて、振幅Vccのパルス信号を出力する。第1の昇圧電位VPPSは、第2のスタート電位Vs2としてトランジスタT4を介してノードFpへ供給される。昇圧回路400のその他の構成は、第3の実施形態による昇圧回路300の構成と同様でよい。
昇圧回路400は、電源電圧Vccを第1の昇圧電位Vs1として用いている。さらに、昇圧回路400は、第1の昇圧電位VPPSを第2の昇圧電位Vs2として用いている。これにより、ノードFpおよびGpの電位は、第4の動作において、電源電圧Vccを用いてゼロ(Vss)からVccまで充電され、その後、第1の昇圧電位VPPSを用いてVccからVPPSまで充電される。尚、充電時(第4の動作)において、トランジスタT7のゲート電位Ap1がまずハイレベルになり、その後、トランジスタT4のゲート電位Ap2がハイレベルになる。
第4の実施形態では、第3の実施形態と同様に、ノードFpをVccまで電源電位Vccで充電し、VccからVPPSまで第1の昇圧電位VPPSで充電する。これにより、第1の昇圧電位VPPSを用いることなく、容量の比較的大きなポンプキャパシタCpwを電位Vccまで充電することができる。従って、昇圧回路400は、昇圧効率が良い。さらに、昇圧回路400は、電源電位Vccが低電圧化されても、昇圧回路の占有面積の増加を低く抑えることができる。
第1から第4の実施形態において、第1および第2のチャージポンプ回路CP1およびCP2の各出力に安定化キャパシタSC1、SC2を接続してもよい。安定化キャパシタSC1、SC2は、第1および第2の昇圧電位VPPSおよびVPPWの大幅な電位変動を抑制することができる。
例えば、第2のチャージポンプ回路CP2は、第1の昇圧電位VPPを必要とする。第2のチャージポンプ回路CP2が動作するときには、第1のチャージポンプ回路もほぼ同時に動作する。従って、もし、安定化キャパシタSC1が第1のチャージポンプ回路CP1に無い場合には、動作開始当初において、第1の昇圧電位VPPSは、第2のチャージポンプ回路CP2へ供給され得ない。このため、第2のチャージポンプ回路CP2の昇圧効率は低下する。安定化キャパシタSC1、SC2が設けられていることによって、このような不具合を解決することができる。
図8は、パルス発生回路PG2の代替的な実施形態を示す回路図である。図3に示すパルス発生回路PG2は、第1の昇圧電位VPPSを電源として用いていた。しかし、上述の通り、第1の昇圧電位VPPSを用いることは、昇圧効率を低下させる原因となる。この不具合に対処するために、図8に示すパルス発生回路PG2は、電源電位Vccをできる限り利用するように構成されている。
ノードEpに接続され第1の昇圧電位VPPSを出力する最後のインバータInのみが、第1の昇圧電位VPPSからの電力供給を受ける。パルス発生回路PG2のその他のインバータおよびNANDゲートは、電源電位Vccからの電力供給を受ける。これにより、第1の昇圧電位VPPSは、1つのインバータInで用いられるのみである。従って、図8に示すパルス発生回路PG2を適用することによって、上記実施形態による昇圧回路の昇圧効率を向上させることができる。
図9から図12は、パルス発生回路PG2のさらに他の実施形態を示す回路図である。図9から図12で1つのパルス発生回路PG2を示している。
図9において、ノードEpに接続される出力は、トランジスタT10を介して電源電位Vccに接続されている。また、その出力は、トランジスタT11を介して第1の昇圧電位VPPSに接続されている。さらに、その出力は、トランジスタT12を介して接地されている。
ノードEpへ出力されるパルス信号は、電源電位Vccおよび第1の昇圧電位VPPSの両方を用いて生成される。まず、トランジスタT12がオン状態であり、ノードEpは、ゼロ(Vss)である。次に、トランジスタT12がオフになり、トランジスタT10がオンになる。これにより、ノードEpの電位は、Vccまで電源電位Vccによって上昇する。次に、トランジスタT10がオフになり、トランスファゲートT11がオンになる。これにより、ノードEpの電位は、VccからVPPSまで第1の昇圧電位VPPSによって上昇する。
これにより、パルス信号は、ゼロ(Vss)からVccまで電源電位Vccによって昇圧され、VccからVPPSまで第1の昇圧電位VPPSによって昇圧される。その結果、第1の昇圧電位VPPSの消費が減少するので、さらに昇圧効率が改善する。
図10から図12に示す回路は、図9に示す回路を制御する信号A、B、CおよびOUTを生成するための回路である。
図10に示す回路は、NANDゲートG10およびインバータ群In10によって信号OUTを生成する。NANDゲートおよびインバータ群は電源電位Vccによって駆動される。よって、図10に示す回路は、第1の昇圧電位VPPSを消費しない。
図11に示す回路は、信号OUTを受けて信号Aおよび信号Dを生成する回路である。この回路は、NORゲートG11を備えている。このNORゲートG11は、信号OUTと、遅延回路DLY1によって遅延された信号OUTの反転信号とを入力する。NORゲートの出力は、インバータIn11に供給される。インバータIn11は、第1の昇圧電位VPPSからの電力を受け、信号Aを出力する。信号Aは、信号OUTがロウになった時点t1から、遅延回路DLY1によって決定される所定期間の経過時t2までの間、ハイレベルになる。インバータIn11を除き、図11に示す素子は、電源電位Vccからの電力供給を受ける。
図12に示す回路は、信号OUTおよび信号Dを受けて信号Bおよび信号Cを生成する回路である。この回路は、NORゲートG12を備えている。このNORゲートG11は、信号OUTと、信号Dとを入力する。NORゲートの出力は、インバータIn12に供給される。インバータIn12は、第1の昇圧電位VPPSからの電力を受け、信号Bを出力する。信号Bは、時点t2から信号OUTがハイレベルになる時点t3までの間、ロウレベルになる。インバータIn12を除き、図12に示す素子は、電源電位Vccからの電力供給を受ける。
図13は、図9から図12に示したパルス発生回路PG2の動作を示すタイミング図である。t4からt6におけるパルス発生回路PG2の動作は、t1からt3におけるパルス発生回路PG2の動作と同様である。図13に示すように、信号Aおよび信号Bが動作することによって、ノードEpにパルス信号が供給される。
このように、t1〜t2において信号Aが活性(ハイ)であるときに、ノードEpは、ゼロ(Vss)からVccまで昇圧される。t2〜t3において信号Bが活性(ロウ)であるときに、ノードEpは、VccからVPPSまで昇圧される。図9から図12に示すパルス発生回路PG2は、第1の昇圧電位VPPSの消費が少なくなるので、昇圧効率が改善する。
Vcc・・・電源電位
VPPS・・・第1の昇圧電位
VPPW・・・第2の昇圧電位
CP1・・・第1のチャージポンプ回路
CP2・・・第2のチャージポンプ回路
PG1、PG2・・・パルス発生器
Cpw、Cps・・・キャパシタ
T1〜T7・・・トランジスタ
VPPS・・・第1の昇圧電位
VPPW・・・第2の昇圧電位
CP1・・・第1のチャージポンプ回路
CP2・・・第2のチャージポンプ回路
PG1、PG2・・・パルス発生器
Cpw、Cps・・・キャパシタ
T1〜T7・・・トランジスタ
Claims (5)
- 電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、
前記第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記第1の昇圧電位のパルスを受けて前記電源電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路と、を備えた半導体集積回路装置。 - 電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、
前記第1の昇圧電位を受けて該第1の昇圧電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記第1の昇圧電位のパルスを受けて前記第1の昇圧電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路と、を備えた半導体集積回路装置。 - 前記キャパシタは、前記第1の昇圧電位のパルスを受ける入力側電極と、前記第2の昇圧電位を生成する出力側電極とを含み、
前記出力側電極の電位は、電源によって前記電源電位まで充電され、前記第1のチャージポンプの出力によって前記第1の昇圧電位まで昇圧され、さらに、前記入力側電極に入力される前記第1の昇圧電位のパルスによって前記第2の昇圧電位まで昇圧されることを特徴とする請求項2に記載の半導体集積回路装置。 - 電源電位から該電源電位よりも高い第1の昇圧電位へ昇圧する第1のチャージポンプ回路と、
前記電源電位を受けて該電源電位のパルス信号を出力するパルス発生器、および、前記電源電位のパルスを受けて前記第1の昇圧電位を前記第1の昇圧電位よりも高い第2の昇圧電位へ昇圧するキャパシタを含む第2のチャージポンプ回路とを備え、
前記キャパシタは、前記電源電位のパルスを受ける入力側電極と、前記第2の昇圧電位を生成する出力側電極とを含み、
前記出力側電極の電位は、電源によって前記電源電位まで充電され、前記第1のチャージポンプの出力によって前記第1の昇圧電位まで昇圧され、さらに、前記入力側電極に入力される前記電源電位のパルスによって前記第2の昇圧電位まで昇圧されることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 前記パルス発生器は、前記第1の昇圧電位のパルスまたは前記電源電位のパルスを生成するために、前記電源電位で駆動される遅延回路を含むことを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の半導体集積回路装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006180148A JP2008011649A (ja) | 2006-06-29 | 2006-06-29 | 半導体集積回路装置 |
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JP2006180148A JP2008011649A (ja) | 2006-06-29 | 2006-06-29 | 半導体集積回路装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2008011649A true JP2008011649A (ja) | 2008-01-17 |
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ID=39069317
Family Applications (1)
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JP2006180148A Pending JP2008011649A (ja) | 2006-06-29 | 2006-06-29 | 半導体集積回路装置 |
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JP (1) | JP2008011649A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010022119A (ja) * | 2008-07-09 | 2010-01-28 | Panasonic Corp | 内部電圧発生回路 |
-
2006
- 2006-06-29 JP JP2006180148A patent/JP2008011649A/ja active Pending
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