JP2007523549A - 有効なチャネルの評価のための装置および方法ならびにパイロットシーケンスを提供するための装置および方法 - Google Patents

Abstract

受信シーケンスから有効なチャネルを評価するためのチャネル評価器であって、前記受信シーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントからＮ_T個の通信チャネルを介して受信ポイントに送信可能なＮ_T個のパイロットシーケンスの重畳を含むものであり、ここでＮ_T−１個のパイロットシーケンスは、第１のパイロットシーケンスの変調されたバージョンであり、前記有効なチャネルは、前記Ｎ_T個の送信ポイントから前記受信ポイントに延びる前記Ｎ_T個のチャネルの重畳を含むものであり、選択された値のＮ_T個の集合を提供するためのセレクタ（１０１）であって、ある値の集合内のｍ番目の値から開始する前記受信シーケンスに含まれる前記値の集合からＤＮ_T番目ごとの値を選択することにより前記選択された値のＮ_T個の集合のうち選択された値のｍ番目の集合を提供し、ここでＤはパイロット間隔である、セレクタ（１０１）と、フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたポイントでの前記有効なチャネルの評価を含んだ前記フィルタされた値のｍ番目の集合を提供するために、前記選択された値のｍ番目の集合をフィルタするフィルタ（１０５）とを備える。

Description

本発明は、電気通信の分野、特に受信機が２つ以上の送信アンテナから信号を受信するマルチ入力のシナリオにおけるチャネル評価の分野に関する。

今日および将来のモバイル無線アプリケーションに必要な高データレートに対して着実に増加しつつある要求は、使用可能な帯域幅、すなわち使用可能なチャネル容量を効率的に利用する高データレートの送信技術を必要としている。従って、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）送信システムが近年かなりの重要性を確立している。ＭＩＭＯシステムは、各々が送信アンテナを有する複数の送信ポイントと、各々が受信アンテナを有する複数の受信ポイントとを用いて、異なる通信チャネルを介し複数の送信ポイントによって送信される信号を受信する。ＭＩＭＯシステムの重要なサブセットは、複数の送信ポイントと、それぞれの送信ポイントから（共通の）受信ポイントに延びる異なる通信チャネルを介し複数の送信ポイントによって送信される信号を受信する単一の受信ポイントとを用いるマルチ入力シングル出力（ＭＩＳＯ）システムである。

ＭＩＭＯシステム、つまり複数の送信および受信アンテナを用いるシステムは、モバイル通信システムの容量を改良するために使用することができる。複数のＭＩＭＯ送信技術のうち、周期的遅延ダイバーシティ技術（ＣＤＤ）は将来の通信システムの有望な候補である。ＣＤＤは、Ａ．Ｄａｍｍａｎｎ、Ｓ．Ｋａｉｓｅｒらによる「Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｃｏｍｆｏｒｍａｂｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＤＶＢ−Ｔ Ｓｙｓｔｅｍ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００１）、Ｓａｎ Ａｎｔｏｎｉｏ，ＵＳＡ，ｐｐ．３１００−３１０５，Ｎｏｖ．２００１に記載されているように、同一信号の遅延バージョンを複数の送信アンテナが送信する送信アンテナダイバーシティ方式である。より具体的には、ＣＤＤ技術は、ＭＩＭＯチャネルを周波数選択性が高い等価なシングル入力マルチ出力（ＳＩＭＯ）チャネルに変換、つまり空間ダイバーシティが周波数ダイバーシティに変換され、ここでオリジナル信号の各バージョンは、パラメータを設計するアンテナ固有遅延によって遅延される。

周期的な遅延が導入されるとシンボル間干渉（ＩＳＩ）が回避できるため、周期的遅延ダイバーシティ技術を好ましくは、例えばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）のようなマルチキャリア送信シナリオにおいて使用することにより、例えばＯＦＤＭ方式の直交性が維持される。外部チャネルデコーダ、例えばトレリスデコーダは、周波数選択チャネルのダイバーシティを利用できるため、ＣＤＤはダイバーシティの追加ソースであると考えることができる。

マルチキャリア変調、特に直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、広範なデジタル通信システムにうまく適用されている。ＯＦＤＭは１９６０年代に初めて導入された。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用して、ＯＦＤＭ変調技術を効率的に利用できる。通信チャネルの最大遅延よりも長いガードインターバル（ＧＩ）にサイクリック・プレフィックスを導入することによって、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を完全に排除でき、また受信信号の直交性も維持できる。未来のモバイル通信システムは、現在のシステムよりも数倍高いデータレートをサポートすることになるため、適切なコード化およびインターリービングによるマルチキャリアシステムは、受信信号のスペクトル表現を提供する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の適用による効果的な実施と、無線チャネルの欠陥に対する十分な堅牢性との両方を提供する。

マルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ、マルチキャリア符号分割多重化）と称される別のＯＦＤＭベースアプローチにおいては、周波数および／または時間方向の拡散が、ＯＦＤＭ変調に加えて導入されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは、Ｓ．Ａｂｅｔａ，Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ，Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉらによる「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ／ＤＳ−ＣＤＭＡ ａｎｄ ＭＣ−ＣＤＭＡ ｆｏｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｐａｃｋｅｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ」，ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．Ｅ８４−Ｂ，ｐｐ．４０６−４１４、Ｍａｒ．２００１に記載されているような４Ｇシステムのダウンリンクに対する有望な候補とみなされてきた。さらに、Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ、Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉらによる「Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）」，ｉｎ ３ｒｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐｒｅａｄ，Ｓｐｅｃｔｒｕｍ，＆Ｒｅｌａｔｅｄ Ｔｏｐｉｃｓ（ＭＣ−ＳＳ２００１），Ｏｂｅｒｐｆａｆｆｅｎｈｏｆｅｎ，Ｇｅｒｍａｎｙ，Ｓｅｐ．２００１には、可変拡散係数を使用するＭＣ−ＣＤＭＡシステム、つまり４Ｇエアインタフェースのダウンリンク用の直交周波数および符号分割多重アクセスの可変拡散係数（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）について記載されている。

複数の送信および受信アンテナ（ＭＩＭＯ）を用いるシステムが、モバイル無線システムの通信容量および品質を改良するためにＯＦＤＭと併用可能である。Ａ．Ｎａｇｕｉｂ，Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ、Ａ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋらによる「Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．７６−９２，Ｍａｙ ２０００に記載されているような時空間コードや、空間多重化などの複数の送信アンテナを具備するＯＦＤＭシステムについては、異なる信号が異なる送信アンテナから同時に送信される。Ａ．Ｗｉｔｔｎｅｂｅｎによる「Ａ Ｎｅｗ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ’９３），Ｇｅｎｅｖａ Ｓｗｉｔｚｅｒｌａｎｄ，ｐｐ．１６３０−１６３４，Ｍａｙ １９９３には、異なるアンテナがデータストリームの遅延バージョンを送信する低複雑性送信遅延ダイバーシティ方式について記載されている。これは、人工的なシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生まれることを意味している。しばしばモバイル通信システムに必要とされるイコライザをイコライジングのために受信機で用いると、異なる送信ポイントが備えている異なる送信アンテナからの信号が無相関である場合にダイバーシティが利用可能である。

上記文献に記載されているようなオリジナルの送信ダイバーシティ方式は、周期的遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）と称されるＯＦＤＭに適用可能である。ＤＦＴ（離散フーリエ変換）が周期シフトを位相シフトに変換するという特性を利用することにより、周期的遅延ダイバーシティがＩＳＩを導入せずに提供できる。これは低複雑性の送信機構造をもたらす一方、従来のＯＦＤＭ受信機は維持される。このことは、ＣＤＤが、標準仕様を変えずに無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）規格、８０２．１１ａおよびＨＩＰＥＲＬＡＮ／２規格、またはデジタルブロードキャスト規格ＤＶＢ−Ｔなどの既存の規格に組み込むことができるということを示唆している。残念ながら、ＣＤＤがチャネルをより周波数選択的なものにすると、標準チャネル評価器は、実現されるダイバーシティの利益を部分的に相殺する大きな評価誤りを起こすことがある。特に、完全なチャネル情報を具備するＣＤＤ−ＯＦＤＭの望ましい性能を実現するように思われる大きい周期的な遅延について、実際のチャネルの周波数選択性は極めて厳しい。

ＣＤＤ−ＯＦＤＭの主な利点の１つは、受信機への影響がないこと、つまり同一の受信機構造、例えば単アンテナＯＦＤＭシステムが使用できるという点である。

しかしながら、無線システムにおけるコヒーレント送信技術であるＣＤＤの使用により、チャネル評価として既知のモバイル無線チャネルのトラッキングが必要となる。例えば、マルチパスフェージングチャネルでＯＦＤＭ信号を送信すると、受信信号は未知の振幅および位相のばらつきを有することになる。コヒーレント送信について、これらの振幅および位相のばらつきは、チャネル評価技術を適用することによって評価されるべきである。

チャネルが周波数選択的であるほど、コード化されたＯＦＤＭシステムは良好に機能する。上述のように、ＣＤＤはマルチ入力チャネルを、周波数選択性の高い等価なシングル入力（シングルアンテナ）チャネルに変換する。例えばＣＤＤによるＯＦＤＭについては、Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ−ｓｐｒｉｎｇ ２００４），Ｍｉｌａｎ，Ｉｔａｌｙ，Ａｐｒ．２００４で公開されたＧ．Ｂａｕｃｈ、Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋらによる「Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ｉｎ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」によって、周期的な遅延は可能な限り大きいものであるべきことが分かった。しかしながら、周波数選択的な通信チャネルを介した送信では、通信チャネルの周波数選択的な動作について記述する正確なチャネル評価を提供する効率的なチャネル評価技術が必要となる。通信チャネルの周波数動作は通常、チャネル伝達関数によって記述されるものであり、これはチャネルインパルス応答のスペクトル表現である。

通常、チャネル評価は、送信機から受信機に送信されるパイロットシーケンス（パイロットシンボル）に基づいて実行されるため、１つの通信チャネルまたは複数の通信チャネルは、（既知の）パイロットシーケンスおよびこの受信バージョンを利用することによって評価可能である。受信機において、（既知の）パイロットシンボルおよびこの受信バージョンは、ＯＦＤＭシステムにとって重要な、例えばチャネル伝達関数の評価を得るために評価される。パイロットシンボル支援チャネル評価（ＰＡＣＥ）について、ＭＣ−ＣＤＭＡを含むＯＦＤＭベースシステムは、チャネルインパルス応答を評価するために全く同一のアルゴリズムを用いることができる。従って、説明の簡潔化のために、以下、ＯＦＤＭシステムを一例とする。他のＯＦＤＭベースシステムへの拡張は容易である。

しかしながら、チャネル伝達関数は多くの周波数ポイントでサンプリングされなければならないため、チャネル評価は、評価する通信チャネルの周波数選択性の増加に伴ってさらに困難になる。ＣＤＤ−ＯＦＤＭはチャネルをより周波数選択的なものとするため、実現可能な性能向上は、複数の質の悪いチャネル評価に関連する質の悪いチャネル評価により制限されることになる。

ＣＤＤ送信技術は新たな研究分野であるため、特にＣＤＤ送信システムについてのチャネル評価の問題はまだ解決されていない。

ＣＤＤのチャネル評価に関する従来技術のアプローチは、チャネルが完全に既知であり、これがチャネル入力応答の係数の完全な情報を示唆していること、またはチャネル評価が、従来のシングル入力シングル出力（ＳＩＳＯ）チャネル評価器、つまりシングルアンテナシステムで使用する評価器を使用して実行されることのいずれかを想定している。しかしながら、このチャネル評価アプローチは、小さい周期的な遅延の場合しか十分な結果を提供しない。Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ−ｓｐｒｉｎｇ ２００４），Ｍｉｌａｎ，Ｉｔａｌｙ，Ａｐｒ．２００４で公開されたＧ．Ｂａｕｃｈ、Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋらによる「Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ｉｎ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」において導出されているように、ＣＤＤが提供するチャネル周波数選択性を完全に利用するために、周期的な遅延はできる限り大きいものであるべきである。

以下、ＣＤＤ−ＯＦＤＭアプローチについて詳細に説明する。

図１０は、ＯＦＤＭ変調器（左側）およびＯＦＤＭ復調器（右側）のそれぞれのブロック図である。

ＯＦＤＭ変調器は、ＩＦＦＴ変換器１１０３（ＩＦＦＴ＝逆高速フーリエ変換）に接続したＮ_C個の出力を有するシリアルパラレルコンバータ１１０１（Ｓ／Ｐ）を備えている。ＩＦＦＴ変換器１１０３は、ガードインターバル導入ブロック１１０５（ＧＩ＝ガードインターバル）に接続したＮ_FFT個の出力を有している。ガードインターバル導入ブロック１１０５は、送信信号を提供するための出力を有するパラレルシリアルコンバータ１１０７（Ｐ／Ｓ）に接続した複数の出力を有している。

図１０の右側に示されているＯＦＤＭ復調器は、ＯＦＤＭ変調器とは対照的な構造を有している。特に、ＯＦＤＭ復調器は、１つの入力と、ガードインターバル削除ブロック１１１１に接続した複数の出力とを有するシリアルパラレルコンバータ１１０９を備えている。ガードインターバル削除ブロック１１１１は、Ｎ_FFT個の入力および複数の出力を有するＦＦＴ変換器１１１３に接続した複数の出力を有しており、ここでＦＦＴ変換器１１１３のＮ_C個の出力は、受信信号を提供するための出力を有するＰ／Ｓコンバータ１１１５に接続している。

ここで検討しているＯＦＤＭベースＭＩＭＯシステムの場合、１つのＯＦＤＭ変調器が送信アンテナごとに用いられるのに対し、ＯＦＤＭ復調は受信アンテナごとに独立して実行される。ＯＦＤＭにおいて信号ストリームは、通常任意のマルチキャリア変調方式の場合Ｎ_C個のパラレルサブストリームに分割される。ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるｌ番目のシンボルブロックにおける、一般にサブキャリアと称されるｉ番目のサブストリームは、Ｘ_l,iと表される。Ｎ_FFT個のポイントを具備する逆ＤＦＴがブロックごとに実行され、続いてＸ_l,nを取得するためにＮ_GI個のサンプルを有するガードインターバルが導入される。デジタルアナログ変換（Ｄ／Ａ）後、信号ｘ（ｔ）が、インパルス応答ｈ（ｔ，τ）を有するモバイル無線チャネルで送信される。

図１１は、チャネル評価のためのマルチ入力シングル出力（ＭＩＳＯ）ＯＦＤＭシステムのブロック図を示している。

図１１の左側に示されている送信機は、周波数および時間方向の通信チャネルを評価するための二次元（２Ｄ）パイロットシーケンスを生成するためのブロック１２０１を備えている。さらに送信機は、送信するデータストリームにパイロットシーケンスを導入するための複数のマルチプレクサ１２０３と、得られた信号を変調するための複数のＯＦＤＭ変調器１２０５とを備えており、ここで各ＯＦＤＭ変調器は、変調信号を複数の通信チャネルを介して図１１の右側に示されている受信機に送信するためのそれぞれの送信アンテナ１２０７に接続している。

受信機は、ＯＦＤＭ復調器１２１１に接続した受信アンテナ１２０９を備えている。ＯＦＤＭ復調器１２１１の出力は、パイロットシーケンスの受信バージョンを逆多重化するためのデマルチプレクサ１２１３（ＤＭＵＸ）に接続している。デマルチプレクサ１２１３は、チャネル評価のためのチャネル評価器１２１５と、検出ブロック１２１７、例えば受信データストリームを提供するためのイコライザとに接続している。

複数の送信アンテナを用いるシステムのチャネル評価においては、マルチ入力シングル出力システム、つまり１つの受信アンテナを用いるシステムを通常参照する。チャネル評価に関する限り、チャネル評価は受信アンテナブランチごとに独立して実行されるため、ＭＩＭＯシステムへの拡張は容易である。そのため、以下ＭＩＳＯシステムについて考える。

一般的に各送信アンテナは、ｘ⁽μ⁾（ｔ）およびｈ⁽μ⁾（ｔ，τ）で表される、通信チャネルを介して伝搬する独立データストリームを送信する。ここで、μは送信アンテナのインデックスである。受信機において、これらの信号は重畳（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｅｄ）される。

同期が完全であると仮定すると、サンプリングインスタントｔにおける等価なバスバンドシステムの受信信号は以下のようになる。

ここで、Ｎ_Tは送信アンテナの総数であり、ｘ⁽μ⁾（ｔ）はＯＦＤＭ変調後の送信アンテナμの送信信号を表しており、ｎ（ｔ）は付加ガウスノイズを表しており、Ｎ_sym＝Ｎ_FFT＋Ｎ_GIはＯＦＤＭシンボルごとのサンプル数を表している。受信機において、ガードインターバルは削除され、ＯＦＤＭ復調の入力Ｙ_l,iを得るために、信号サンプルの受信ブロックに対しＤＦＴを実行することによって情報が再生される。ＯＦＤＭ復調後の受信信号は以下のように与えられる。

ここで

および

はそれぞれ、送信された情報シンボルと、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｉにおける送信アンテナμのチャネル伝達関数（ＣＴＦ）を表している。項Ｎ_l,iはゼロ平均および分散Ｎ₀である付加ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を表している。以下、送信信号は、各々がＮ_C個のサブキャリアを有するＬ個のＯＦＤＭシンボルからなるとする。

図１２は、周期的遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を利用するＯＦＤＭベースシステムの送信機のブロック図である。

送信機は、マルチプレクサ１３０３のさらなる入力を介して提供されるデータストリームに多重化するためのマルチプレクサ１３０３に提供されるパイロットシーケンスを生成するためのブロック１３０１を備えている。マルチプレクサ１３０３は、パラレルシリアルコンバータ１０３７（Ｐ／Ｓ）に接続した複数の出力を有するＩＦＦＴ変換器１３０５（ＩＦＦＴ：逆高速フーリエ変換）に接続した複数の出力を有している。そしてＰ／Ｓコンバータ１０３７によって提供された信号は、Ｎ_T個の同一のコピーに分割される。ここでＮ_Tは、送信ポイント数を表している。信号パス１３０９を介して提供された第１のコピーは、ガード導入ブロック１３１１に提供される。ガードインターバル導入後、得られた信号は第１のアンテナ１３１３を介して送信される。

第２の信号パス１３１５を介して提供された第２のコピーは、周期的に遅延させる要素１３１７に提供される。ガードインターバル導入後、得られた信号は第２の送信アンテナ１３１９を介して送信される。従って、Ｎ_T番目の信号のコピーが、Ｎ_T番目の信号パス１３２１を介して周期的に遅延させる要素１３２３に提供される。ガードインターバル導入後、得られた信号はＮ_T番目のアンテナ１３２５を介して送信される。

標準的なＯＦＤＭシステムとの主な違いは、ガードインターバルの導入およびさらなる送信機におけるフロントエンド処理を行う前の

個のサンプルのアンテナ固有の遅延を含んだ送信機における遅延要素（遅延ユニット）である。信号処理は通常デジタル処理として実行されるため、遅延要素は周期的なシフトを実行するように構成することができる。

図１３は、ＯＦＤＭベースの送信システムにおける対応する受信機のブロック図である。受信機は、ガードインターバル削除ブロック１４０３に接続した受信アンテナ１４０１を備える。ガードインターバルを削除した後、得られた信号は、ＦＦＴ変換器１４０７に接続した複数の出力を有するシリアルパラレルコンバータ１４０５（Ｓ／Ｐ）に提供される。ＦＦＴ変換器１４０７は、チャネル評価のためにパイロットシーケンスを受信したものを逆多重化するためのデマルチプレクサ１４０９（ＤＭＵＸ）に接続した複数の出力を有している。デマルチプレクサ１４０１は、チャネル評価器１４１１および検出器１４１３に接続している。検出器１４１３は例えば、チャネル評価器１４１１によるチャネル評価プロバイダを使用して受信信号をイコライジングする。

受信機は、等価な単一のアンテナチャネルを監視するため、受信機フロントエンドは、ＣＤＤが使用されているいないに関わらず、影響を受けない。

しかしながら、（送信機でのＩＦＦＴ後の）時間ドメインにおける周期的な遅延は、（受信機でのＦＦＴ後の）周波数ドメインにおける受信機での位相シフトに変換されるため、ＣＤＤ送信技術は、チャネルをより周波数選択的なものにする。従って、全てのサブキャリアがパイロットシンボルであるならば、標準的なＯＦＤＭ受信機を使用する場合のみ確実なチャネル評価が可能である。しかしながらこの場合、このアプローチは、パイロットシーケンスの送信中に情報の送信が全くできないという問題がある。すなわち、チャネル評価はある時刻でのみ実行可能であるため、チャネル変化の連続トラッキングは実行できない。この問題について後に詳細に説明する。

上記のとおり、有効ＣＴＦは、個別の通信チャネルに関連付けられた複数の個別のＣＴＦの重畳（ｓｕｐｅｒｐｏｓｉｔｉｏｎ）を含んでいる。しかしながら、それぞれのＣＴＦに関連付けられたそれぞれの周期的な遅延は、追加の位相シフトを導入する遅延係数に関連付けられた追加のチャネル特性を導入するため、個別のＣＴＦは直接的には重畳されない。従って、従来のＯＦＤＭ受信機の標準チャネル評価ユニットは、ＣＤＤ送信シナリオにおけるチャネル評価に適用される場合には機能しないであろう。Ａ．Ｄａｍｍａｎｎ、Ｓ．Ｋａｉｓｅｒらによる「Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｃｏｎｆｏｒｍａｂｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＤＶＢ−Ｔ Ｓｙｓｔｅｍ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００１），Ｓａｎ Ａｎｔｏｎｉｏ，ＵＳＡ，ｐｐ．３１００−３１０５，Ｎｏｖ．２００１において、ＣＤＤは従来のＯＦＤＭ受信機に準拠し、完全に標準的であると記載されているが、上記の問題は明らかに、残念ながらこれは一般的に事実ではないということを示しており、これについては後に詳述する。

図１４は、得られた通信チャネルの特性に関するＣＤＤの影響を示している。

ＣＤＤ−ＯＦＤＭの効果を示すために、有効ＣＴＦ１６０１を、Ｎ_T＝２の送信アンテナとして考える。ここで、第１の送信ポイントから受信ポイントに延びる第１のフラットフェージングチャネルは、ＣＴＦ Ｈ⁽¹⁾（ｆ）＝Ｈ⁽¹⁾を有しており、第２の送信ポイントから受信ポイントに延びる第２のフラットフェージングチャネルは、第２のＣＴＦ Ｈ⁽²⁾（ｆ）＝Ｈ⁽²⁾を有している。第１のＣＴＦおよび第２のＣＴＦは、両者とも周波数が独立した第１および第２のアンテナのＣＴＦであると考えることができる。さらに、ＯＦＤＭシンボルの期間の半分の周期的な遅延が、第２のアンテナ

に対して導入されるとする。ここでＴおよびＴ_sp1は、ＯＦＤＭシンボル期間およびサンプリング期間を表している。有効ＣＴＦ（監視されるＣＴＦ）の大きさ１６０１のスナップショットは、有効ＣＴＦがもはや周波数的に独立ではないことを表している。すなわち、周期的遅延ダイバーシティは、有効ＣＴＦの周波数依存性によって示されるかなりの周波数ダイバーシティを導入する。

個々のアンテナブランチＨ⁽¹⁾およびＨ⁽²⁾の２つの周波数的にフラットかつ独立したフェージングＣＴＦが、第２のアンテナの送信信号を周期的に遅延させることにより受信機において周波数選択的ＣＴＦ Ｈ（ｆ）に変換されていることが分かる。有効ＣＴＦの大きさ１６０１｜Ｈ（ｆ）｜は、｜Ｈ⁽¹⁾｜＋｜Ｈ⁽²⁾｜と｜Ｈ⁽¹⁾｜−｜Ｈ⁽²⁾｜との間で振動する正弦波である。

パイロットシンボル支援チャネル評価（ｐｉｌｏｔ−ｓｙｍｂｏｌ ａｉｄｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：ＰＡＣＥ）について、既知のシンボル（パイロット）が、Ｄ_f個のサブキャリアの等距離間隔で導入される。一例として、上記の例の場合、Ｄ_f＝２、つまり２番目ごとの送信サブキャリアは、パイロット（パイロット値）を含むとされる。この場合、Ｈ（ｆ＝２ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾のみが観察可能である。このことは、全サブキャリア上のチャネルを評価するために、パイロットシンボル間を基本的にインターポレートするための従来のＳＩＳＯチャネル評価器が、周波数フラットチャネル

を評価するであろうことを意味している。このことは、チャネルが奇数のサブキャリアについて評価不可能であることを意味しており、これにより奇数のサブキャリアのすべてが失われたことを意味している。Ｄ_f＝１のパイロット間隔を使用する場合、つまり全サブキャリアがパイロットシンボルである場合のみ、確実なチャネル評価が、上記シンボルの例の場合にも可能である。しかしながら、このアプローチは、パイロットシーケンスの送信中は情報の送信ができないため、使用可能な帯域幅を十分に利用できないという上記問題に関連している。

上記問題の一つの解決策は、ＭＩＳＯパイロットグリッドを導入すること、つまり各送信アンテナが、それぞれのパイロットシーケンスに割り当てられるということである。残念ながら、図１２に示されているＣＤＤ−ＯＦＤＭの単純なトランシーバ構造を維持することはできない。その代わり、パイロットグリッドはＯＦＤＭ変調前に導入されるため、各送信アンテナは、それぞれのＩＦＦＴユニットを必要とする。これは、複雑な送信機構造につがなる。

図１５は、アンテナごとに個々のパイロット導入ユニットを使用するＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの送信機のブロック図である。

データストリームは、複数の同一のコピーに分割され、各コピーは、パイロットシーケンスジェネレータ１５０３によって生成されるパイロットシーケンスをデータストリームのそれぞれのコピーに多重化するためのそれぞれのマルチプレクサ１５０１に提供される。マルチプレクサ１５０１は、複数のＩＦＦＴ変換器のうちのＩＦＦＴ変換器１５０５に接続した複数の出力を有している。各変換器１５０５はパラレルシリアルコンバータ１５０７に接続した複数の出力を有しており、各パラレルシリアルコンバータは、対応する信号パスに関連付けられている。上記説明によれば、第１の信号パス１５０９は、第１のアンテナ１５１３に接続した出力を有するガード導入ブロック１５１１に接続している。従って、第２の信号パス１５１５は、第１の遅延要素１５１７およびガード導入ブロックを介して、Ｎ_T個の送信アンテナのうちの別の送信アンテナに接続している。従って、Ｎ_T個のパスのうちのＮ_T番目のパス１５１９は、遅延要素１５１９およびガード導入ブロックによって関連付けられる送信アンテナに接続している。

図１５に示されている送信機は、追加のＩＦＦＴユニットがアンテナごとに必要となる場合に、生じる送信機の複雑度が増えることを示している。このことは、送信機および受信機双方の要件によって妥協されるであろうＣＤＤ送信技術の主要な利点の１つ、つまり簡略性に対して複雑度を増大させる。

受信機について、図１２に示されているような一般的な構造は、真のＭＩＳＯ評価器、つまりサブキャリア１つにつきＮ_T個のＣＴＦ（複数のＣＴＦ）を評価するのに適した評価器を備えている。しかしながら、これは一般的には、シングル入力シングル出力（ＳＩＳＯ）チャネル評価ユニットよりも複雑である。

複雑度の増大は、受信機が個別の通信チャネルのＣＴＦの評価を分割できるようにするために、追加の信号処理部分が送信アンテナパスごとに使用されるという事実による。

同じことが、異なる通信チャネルに関連付けられた複数のチャネルインパルス応答の重畳を備える有効なチャネルインパルス応答の場合にも言える。

本発明の目的は、有効なチャネルを効率良く評価するための概念を提供することである。

本目的は、請求項１に係るチャネル評価器、請求項２３に係るＮ_T個のパイロットシーケンスの生成装置、請求項３３に係る有効なチャネル評価方法、請求項３４に係るＮ_T個のパイロットシーケンスの提供方法、または請求項３５に係るコンピュータプログラムによって達成できる。

本発明は、時間ドメイン信号または周波数ドメイン信号であるパイロットシーケンスを変調したものが、パイロットシーケンスと変調シーケンスの乗算から得られるということを発見したことに基づいている。変調シーケンスが非ゼロキャリア周波数を有するキャリア波を表す場合、パイロットシーケンスのある値に変調シーケンスの同じ係数が掛け合わされる。本発明によれば、有効なチャネル、つまり有効なチャネルインパルス応答または有効なチャネル伝達関数が、選択された値の１つ以上の集合を受信シーケンスから選択することによって直接評価され、ここで各値の集合は、送信機で使用される変調シーケンスの同一係数に関連した値のみを含んでいる。従って、変調の効果はない。各選択された値の集合は、異なる通信チャネルを介して送信される異なるパイロットシーケンスの重畳係数を含んでおり、ここで異なる通信チャネルは、チャネルインパルス応答またはチャネル伝達関数によって表すことができる。

上記の周期的なダイバーシティシナリオを一例として再び考えると、時間ドメイン信号の周期的な遅延は、時間ドメイン信号のスペクトル表現の係数に依存した位相シフトを導入する。この動作は、位相シフトシーケンスが非ゼロキャリア周波数を有するキャリア波を表す場合には時間ドメイン信号のスペクトル表現をアップコンバートまたはダウンコンバートすることに相当するため、時間ドメイン信号のスペクトル表現に、変調シーケンスである複素数または実数の位相シフトシーケンスを係数のように乗算することに等しい。ＯＦＤＭシステムを再度参照すると、周波数ドメインパイロットシーケンスに変調シーケンスが乗算される場合、パイロットシーケンスは周波数ドメインで変調可能である。変調シーケンスまたは得られたシーケンスの後続の値が、同じ大きさおよび反対の符号を有するように変調シーケンスが選択される場合、変調シーケンスは位相シフトシーケンスとすることが可能である。例えば位相シフトシーケンス＋１、−１、＋１、−１などは、１８０°の係数的な位相シフトを導入する。この場合、位相シフトシーケンス（変調シーケンス）は、正弦または余弦波のサンプリングバージョンとすることができる。

周期的遅延ダイバーシティシナリオの場合を一例として再度参照すると、有効なチャネル伝達関数はサブキャリアについて、つまり位相シフトシーケンス（変調シーケンス）のアップコンバートまたはダウンコンバートの同一係数に関連付けられた周波数ポイントについて直接評価することができる。位相シフトシーケンスについての上記実施形態の場合、１つおきのサブキャリアは、正の符号を有する位相シフトシーケンスの値（係数）に関連付けられる。従って、別の１つおきのサブキャリアが、負の符号を有する位相シフトシーケンスの別の１つおきの値に関連付けられる。本発明によると、有効なチャネル伝達関数は、位相シフトシーケンス（変調シーケンス）の符号および大きさについて同じ値に関連付けられた周波数ポイント（サブキャリア）での有効なチャネル伝達関数の係数を別個に評価することによって評価可能である。上記例を再度参照すると、有効なチャネル伝達関数は、１つおきのサブキャリア（偶数のサブキャリア）に関連付けられた周波数ポイント、かつ別の１つおきのサブキャリア（奇数のサブキャリア）に関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数を別個に評価することによって直接評価することができる。

個々のチャネル伝達関数は、有効なチャネル伝達関数の評価から再構築することができる。このために、例えば、偶数のサブキャリアでのチャネル伝達関数の評価、および奇数のサブキャリアでの有効なチャネル伝達関数の評価がインターポレートされ、Ｎ_T個の等式を決定するサブキャリア１つにつきＮ_T個の評価が得られる。

例えば、周期的な遅延は、図１４の実施形態に関して論じたように、ＯＦＤＭシンボル期間の半分に相当する。本発明によると、有効なチャネル伝達関数の係数は、偶数および奇数のサブキャリアについて別個に評価される。この場合、スペクトル表現に位相シフトシーケンスの係数を乗算することにより生じるアップコンバートまたはダウンコンバート効果が補償される。

一般的に、本発明によると、有効なチャネル伝達関数は、異なる集合内の周波数ポイントにおける有効なチャネル伝達関数についての複数の評価から評価され、ここで各集合内の周波数ポイントは、位相シフトシーケンスの等しい係数に関連付けられている。すなわち、それぞれの集合内の周波数ポイントに関連付けられた周波数ポイントにおいて有効なチャネル伝達関数を評価することにより、これらの周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価が提供される。

本発明によると、これらの評価は、例えば周波数ポイントでの受信信号のスペクトル表現をイコライジングするために使用可能である。しかしながら、異なる周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価は、考慮する周波数ポイントごとの評価を含んだ有効なチャネル伝達関数の複合的な評価に含めることができる。上記例の場合、有効なチャネル伝達関数の結果として得られる複合的な評価は複数の係数を含んでおり、１つおきの係数は、偶数のサブキャリアにおける有効なチャネル伝達関数の評価の後続の係数に対応しており、また別の１つおきの係数は、奇数のサブキャリアにおける有効なチャネル伝達関数の評価の一連の係数に対応している。

本発明によると、一例として、そのコピーが遅延される時間ドメインパイロットシーケンスが、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシナリオにおけるマルチキャリアシーケンスの周波数・時間変換から得られる場合でも、単純なＣＤＤ送信構造が維持できる。マルチキャリアシーケンスは、例えば周波数ドメインにおける第１のパイロットシーケンス（オリジナルシーケンス）の一連の値を、マルチキャリア変調方式の複数の一連のサブキャリアのＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てることにより取得可能である。従って、情報の値を残りのサブキャリアに割り当てることができるため、チャネルトラッキングのための同時データ送信およびパイロット送信が可能である。従って、時間ドメインにおけるパイロットシーケンスは、トレーニング部分と情報部分とを含んでいる。

本発明の概念のさらなる利点は、Ｄ_f＞１の場合における図１２および１３に示されているような従来の送信機および受信機構造が使用可能であることをもたらすＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの単純なトランシーバ構造が維持できるという点である。このようなより大きなパイロット間隔Ｄ_fは、帯域幅の効率的かつ堅牢なチャネル評価方式についてモバイルユーザの高速度性をサポートするのに必要となる。

本発明のさらなる利点は、本発明の概念によって任意の周期的な遅延

によるＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信システムの使用が可能になるということから得られる。従来のチャネル評価技術によってサポート可能な周期的な遅延

の範囲は制限されているのに対し、任意の

は本発明の方法を使用してサポート可能である。従来のＳＩＳＯ評価器は、最大の周期的な遅延

が選択される場合には、Ｄ_f＝１のパイロット間隔を有していなければならない。他方、本発明の評価方法は、

の最大の周期的な遅延のための評価器を提供する。さらに、Ｄ_fの選択についての制約は、従来の評価器と比較してそれ程厳しくない。これによりパイロットに起因するオーバーヘッドを効果的に削減することができる、つまり、パイロット間隔Ｄ_fを増大させることができる。さらに、Ｄ_f＝１のシステムについても本発明の評価器は利点を有するため、本発明の概念はチャネル評価の性能を改善できる。周期的な遅延についての情報が受信機において効率的に利用されるため、複雑度および計算コストを増大させることなく性能を改善できる。

さらに、本発明の概念は、受信機における有効なチャネルインパルス応答の評価に適用できる。有効なチャネルインパルス応答は、有効なチャネル伝達関数を周波数・時間変換したものである。パイロットシーケンスが時間ドメイン信号である場合、パイロットシーケンスと変調シーケンスの乗算は、パイロットシーケンスの時間ドメインサンプル（値）と、変調または位相シフトシーケンスの時間ドメイン値との係数的な乗算に等しい。通信チャネルがフラットフェージングチャネルである場合、フラットフェージングチャネルはシンボル間干渉を取り込んだり、ごくわずかなシンボル間干渉を取り込んだりしないため、有効なチャネルインパルス応答は、有効なチャネル伝達関数を評価するのと同様に評価できる。この点で、フラットフェージングチャネルは、例えば２つの後続の送信信号値間の時間間隔よりも短い短時間のチャネルインパルス応答を有するチャネルである。例えば、チャネルインパルス応答は、チャネルの影響を表す１つのタップのみによって表される。

従って、周波数ドメインにおける有効なチャネル伝達関数に関連する事項も有効なチャネルインパルス応答に適用するため、複数のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ有効なチャネルインパルス応答の後続の係数は、別個に評価できる。

本発明のさらなる実施形態について、以下の図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、受信シーケンスから有効なチャネルを評価するための本発明に係るチャネル評価器のブロック図である。

チャネル評価器は、単一の入力または複数の入力を介して受信シーケンスを受信するためのセレクタ１０１を備えている。セレクタ１０１はＮ_T個の出力を有しており、Ｎ_Tは通信チャネル数、つまり受信機における送信ポイント数である。セレクタの各出力は、Ｎ_T個のフィルタのうちのフィルタ１０５に接続しており、各フィルタ１０５は１つの出力を有している。

図１に示されている本発明に係るチャネル評価器は、受信シーケンスから有効なチャネルを評価する。受信シーケンスは、時間ドメイン信号または周波数ドメイン信号である。より具体的には、受信シーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントからＮ_T個の通信チャネルを介して１個の受信ポイントに送信可能なＮ_T個のパイロットシーケンスの重畳を含んでいる。Ｎ_T個のパイロットシーケンスのうち、Ｎ_T−１個のパイロットシーケンスは、上記説明したように第１のパイロットシーケンスを変調したものであってもよい。有効なチャネルは、Ｎ_T個の送信ポイントから受信ポイントに延びるＮ_T個のチャネルの重畳を含んでおり、ここで受信ポイントは、本発明のチャネル評価器を備えている。受信シーケンスが時間ドメイン信号の場合、有効なチャネルは、Ｎ_T個の個別の通信チャネルに関連付けられたＮ_T個のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ有効なチャネルインパルス応答である。従って、受信シーケンスが周波数ドメイン信号の場合、有効なチャネルは、Ｎ_T個の通信チャネルに関連付けられたＮ_T個のチャネル伝達関数の重畳を含んだ有効なチャネル伝達関数である。

本発明によると、セレクタ１０１は、選択された値のＮ_T個の集合を提供し、ここで各選択された値の集合は、変調シーケンス、つまり第１のパイロットシーケンスを変調する位相シフトシーケンスの同一の値（係数）に関連付けられた、選択された値を含んでいる。

より具体的には、本発明のセレクタ１０１は、受信シーケンスに含まれているある値の集合、言い換えると、この値の集合内のｍ番目の値から開始する受信シーケンスからＤＮ_T番目ごとの値を選択することにより、選択された値のＮ_T個の集合の選択された値のｍ番目の集合を提供する。ここで、Ｄはパイロット間隔である。

パイロット間隔がＤ＝１の場合、受信シーケンスの全ての値はパイロット情報、つまりパイロットシーケンス値を含んでいる。Ｄ＞１の場合、受信シーケンスに含まれているある値の集合内のＤ番目ごとの値はパイロット情報を含んでいる。例えば、受信シーケンスは、複数の時間ドメイン送信信号の重畳を含んだ時間ドメイン信号である。例えば、第１の送信信号は第１のパイロットシーケンスを含んでおり、他の送信信号は第１のパイロットシーケンスを変調したものを含んでいる。Ｄ＝１の場合、第１の送信信号の後続の値は第１のパイロットシーケンスの後続の値であるため、第１の送信信号は第１のパイロットシーケンスのみを含んでいる。Ｄ＞１の場合、第１のパイロットシーケンスの後続の値は、第１の送信信号のＤ番目ごとの値に割り当てられ、送信信号の他の値は、例えば情報値であってもよい。具体的には、送信信号はこの場合、第１のパイロットシーケンスの後続の値の間にあるＤ−１個の情報値を含んでいる。受信シーケンスが時間ドメイン信号である場合、Ｄ＝Ｄ_tである。ここで、Ｄ_tは、送信パイロットシーケンスの２つの後続の値の間のタイムインスタントである。

受信シーケンスが周波数ドメイン信号の場合、Ｄは周波数ドメインのパイロット間隔を表しており、受信シーケンスのＤ番目ごとの値は、チャネル情報を含んだサブキャリアに関連付けられる。従って、この場合はＤ＝Ｄ_fであり、ここでＤ_fは周波数ドメインのパイロット間隔、つまりパイロットシーケンス値を含んだ２つのサブキャリア間の周波数インターバル、一般的にはパイロット情報を表している。

選択された値のｍ番目の集合を選択するために、セレクタは、例えばある値の集合内のｍ番目の値から開始するｍ番目の部分集合を選択する。ゆえに、インデックスｍは、選択されるｍ番目の集合内の先頭に関する情報を提供するナンバリングインデックスである。

選択された値のＮ_T個の集合の各々は、有効なチャネル評価を提供するために関連フィルタ１０５によってフィルタされる。例えば、選択された値のｍ番目の集合をフィルタするためのフィルタ１０５は、フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたポイントでの有効なチャネル評価を含んだフィルタされた値のｍ番目の集合を提供する。ここでポイントは、周波数ドメイン受信シーケンスの場合の時間ドメイン受信シーケンス、または周波数ポイント（サブキャリア）の場合のタイムインスタントであってもよい。

より具体的には、フィルタ１０５の各々は、有効なチャネル評価を提供し、これは有効なチャネル伝達関数または有効なチャネル入力応答の評価である。Ｎ_T個のフィルタ１０５は、異なるポイント、つまり異なる周波数ポイントまたは異なる時間ポイントでの有効なチャネルのＮ_T個の評価を提供する。

Ｄ＞１の場合、受信シーケンスは複数の後続の受信シーケンス値を含んでおり、Ｄ番目ごとの受信シーケンス値は、第１のパイロットシーケンスの値によって決まるパイロット情報を含んでいる。一例として選択された値のｍ番目の集合を考えると、フィルタ１０５は、選択された値のｍ番目の集合内の後続の値の間のインターポレート値を含んだ値のインターポレートされたｍ番目の集合を提供するためのパイロット情報を含んだ選択された値のｍ番目の集合内の後続の値の間をインターポレートするためのインターポレートフィルタである。すなわち、選択された値のｍ番目の集合により決まるｍ番目の信号パスに関連付けられたフィルタ１０５は、後続の値の間をインターポレートし、これは、インターポレート値を提供するためにインターポレート用のサンプリングポイントまたはサポートポイントとして使用される。さらに、フィルタ１０５は、選択された値のインターポレートされたｍ番目の集合を、選択された値のｍ番目の集合として提供する。他のフィルタ１０５も同様に動作する。

フィルタ１０５は、選択された値の集合内の各々の後続の値の間のＤ−１個のインターポレート値を提供することができる。例えば、選択された値のｍ番目の集合に関連付けられたフィルタ１０５は、選択された値のｍ番目の集合内の後続の値の間のＤ−１個のインターポレート値を提供する。この場合、選択された値の集合の各々の長さは、受信シーケンスの長さまで拡張され、各フィルタ１０５は、受信シーケンス値ごと、つまりポイントごとの有効なチャネル評価を提供する。ここでＮ_T個の有効なチャネル評価のうちの各有効なチャネル評価は、異なる選択された値の集合に適用されるインターポレート方式を実行することにより提供される。例えば、フィルタ１０５はローパスインターポレートフィルタ、多項式インターポレートフィルタ、またはウィーナーインターポレートフィルタである。さらに、フィルタ１０５は、ローパスフィルタであってもよい。

上記のとおり、受信シーケンスは、時間ドメインシーケンスであってもよい。この場合、有効なチャネルは、Ｎ_T個のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ有効なチャネルインパルス応答であり、ここで受信シーケンスは、送信シーケンス、例えば上記の第１の送信シーケンスの受信バージョンを含んでいる。送信シーケンスは、送信シーケンスのＤ番目ごとの値に第１のパイロットシーケンスの後続の値を割り当てることにより得られる。ここでＤは、上記説明したように、送信シーケンスにおける第１のパイロットシーケンスの後続の値の間の時間間隔である。特に、第１のパイロットシーケンスのそれぞれの値に、例えば送信する情報を含んだＤ−１個の送信値が続き、ここで第１のパイロットシーケンスの値はパイロット情報、つまりチャネル評価に使用する追加情報である。時間ドメイン受信シーケンスの場合、セレクタは、ｍ番目のタイムインスタントで受信可能なｍ番目の値で開始する選択された値のｍ番目の集合を提供し、ＤＮ_T番目ごとのタイムインスタントで受信可能なＤＮ_T番目ごとの値を選択する。すなわち、時間ドメイン受信シーケンスは、セレクタ１０１によって順次処理されるシリアルデータスクリームであってもよい。従って、セレクタ１０１は、受信シーケンスを受信するための１つの入力と、選択された値のＮ_T個の集合を提供するためのＮ_T個の出力とを備えていてもよい。ここで選択された値のｍ番目の集合は、Ｎ_T個の出力のうちのｍ番目の出力を介して提供される。

しかしながら、選択前にシリアルパラレルコンバータが適用される場合には、時間ドメインにおける受信シーケンスは、パラレルデータストリームであってもよい。この場合、セレクタ１０１は複数の入力を備え、ここでそれぞれの入力は、受信シーケンスの単一の値に関連付けられる。

上記のとおり、セレクタのＮ_T個の出力に接続されたＮ_T個のフィルタは、ある値の集合内の後続の値の間のＤ−１個のインターポレート値を生成するためのインターポレートフィルタである。ここで、インターポレート値のＮ_T個の集合は、有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個の評価を含んでいる。上記のとおり、Ｄ＝１の場合、フィルタ１０５は、例えばチャネルノイズを抑えるためにインターポレートを実行せずに、例えば選択された値の集合をローパスフィルタしてもよい。

本発明のさらなる態様によると、本発明のチャネル評価器はさらに、Ｎ_T個のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個の評価によって決まる、例えばＮ_T個の代数式を解くことにより有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個の評価からＮ_T個のチャネルインパルス応答を算出する手段を備えてもよい。図１４およびこれに関連する説明を再度参照すると、有効なチャネル伝達関数１６０１は、チャネル伝達関数を重畳的に含んでいる。フラットフェージングチャネルの場合、同一の物理的影響が時間ドメインで観察されるため、有効なチャネルインパルス応答が観察できる。従って、有効なチャネルインパルス応答が含んだ重畳されたチャネルインパルス応答を全く同様に算出することができる。

本発明によると、チャネルインパルス応答は、有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個の評価から取得でき、ここで評価はインターポレート評価である。本発明によると、まずフィルタ１０５の各々によって提供される有効なチャネルインパルス応答の評価はインターポレートされるため、有効なチャネルインパルス応答のインターポレート評価値は、受信シーケンス値に関連付けられたタイムインスタントごとに提供される。従って、Ｎ_T個のチャネルインパルス応答を算出する本発明に係る手段は、有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個のインターポレート評価を使用し、全てのタイムインスタント、つまり全ての時間ポイントについて通信チャネルに関連付けられたチャネルインパルス応答値を提供する。

上記のとおり、受信シーケンスは、例えば受信時間ドメイン信号の時間・周波数変換から得られる周波数ドメインシーケンスであってもよい。この場合、有効なチャネルは有効なチャネル伝達関数であり、ここで受信シーケンスは、マルチキャリア送信シナリオ、例えばＯＦＤＭに関連した送信マルチキャリアシーケンスを受信したものを含んでいる。例えば、マルチキャリアシーケンスは、マルチキャリア変調方式の後続のサブキャリアに割り当てられる後続の値を含んでいる。この場合、第１のパイロットシーケンスは周波数ドメインパイロットシーケンスであってもよい。ここで、第１のパイロットシーケンスの後続の値はＤ番目ごとのサブキャリアに割り当てられる。ここで、Ｄはこの場合には周波数ドメインのパイロット間隔を表しており、つまりＤ＝Ｄ_fである。例えば、第１のパイロットシーケンスの第１の値とパイロットシーケンスの第２の値との間のマルチキャリアシーケンスの残りのＤ−１個の値は、情報信号値である。この場合、本発明のセレクタ１０１は、ｍ番目のサブキャリアに関連付けられたｍ番目の値から開始する選択された値のｍ番目の集合を提供し、ＤＮ_T番目ごとのサブキャリアに関連付けられたＤＮ_T番目ごとの値を選択する。

周波数ドメインにおける受信シーケンスは、パラレルデータストリームであってもよい。好ましくは、本発明のセレクタ１０１は、複数の受信シーケンス値に関連付けられた多数の入力を備えている。

従って、セレクタ１０１のＮ_T個の出力に接続されたＮ_T個のフィルタ１０５は、フィルタされた値のＮ_T個の集合を提供し、ここで各フィルタされた値の集合は、それぞれのフィルタされた値の集合に関連付けられたサブキャリアによって決まる周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を含んでいる。

以下、説明の簡略化のために、セレクタ１０１は選択された値のＮ_T個の集合をシリアルデータとして出力、つまり選択された値のｍ番目の集合がシリアルデータストリームであるとする。

フィルタ１０５は、対応するフィルタされた値の集合に関連付けられたサブキャリアによって決まる周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を提供するために、選択された値のＮ_T個の集合をフィルタする。例えば、選択された値のｍ番目の集合に関連付けられたフィルタ１０５は、フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたサブキャリアによって決まる周波数ポイント、つまりｍ番目のサブキャリアから開始するＤ_fＮ_t番目ごとのサブキャリアによって決まる周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を含んだフィルタされた値のｍ番目の集合を提供するために、選択された値のｍ番目の集合をフィルタする。

選択された値のｍ番目の集合のスペクトル表現は、オリジナルのスペクトル領域、例えばベースバンドスペクトル領域に対応するため、Ｎ_T個のフィルタは、各選択された値の集合に適用されるローパスフィルタである。例えば、Ｎ_T個のフィルタは、チャネルノイズを削減する。さらに、Ｎ_T個のフィルタは、多項式インターポレートやウィーナーインターポレートを実行するためのローパスインターポレートフィルタであってもよい。

例えば、Ｎ_T個のフィルタは、周波数方向にインターポレートするためのインターポレートフィルタである。より具体的には、選択された値のｍ番目の集合は、Ｄ_fＮ_T番目ごとのサブキャリアに関連付けられた一連の周波数ポイントに関連付けられる。ｍ番目のフィルタは、フィルタに基づくインターポレートによって、一連の周波数ポイント間の中間周波数ポイントに関連付けられた中間値を有するフィルタされた値のｍ番目の集合を提供する。すなわち、本発明のフィルタは、同一値の係数、例えば同一の位相シフトシーケンス値に関連付けられた周波数ポイントでのインターポレートを実行する。

インターポレートの場合の本発明のフィルタの動作を説明するために、奇数のサブキャリアのチャネル伝達関数が、４番目ごとのサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでのみ取得可能である場合について、図１４を再度参照する。この場合、本発明のフィルタは、２番目ごとの偶数のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでの中間値を提供する。

さらに、Ｎ_T個のフィルタは、時間方向にインターポレートするためのインターポレートフィルタであってもよい。例えば、選択された値のｍ番目の集合に関連付けられたｍ番目のフィルタ１０５は、第１のタイムインスタントでの選択された値のｍ番目の集合またはフィルタされた値のｍ番目の集合の対応する値と、第２のタイムインスタントでの選択された値のｍ番目の集合またはフィルタされた値のｍ番目の集合の値との間をインターポレートし、第１のタイムインスタントと第２のタイムインスタントの間の中間タイムインスタントでの選択された値のｍ番目の集合を提供する。例えば、タイムインスタント間のタイムインターバルは、送信機から送信可能な信号がトレーニング情報を含んだタイムインスタントによって決まる。例えば、送信機は、各Ｄｔタイムインスタントまたは各Ｄｔ信号フレームでのパイロットシーケンス、例えばＯＦＤＭシンボルを送信する。この場合、本発明のインターポレートフィルタ１０５は、時間インターポレートを実行するため、有効なチャネル伝達関数の評価は中間タイムインスタントで取得可能である。これは、例えば、時変系通信チャネルの特性をトラッキングするのに必要である。ここで、有効なチャネル伝達関数の対応する係数は、例えばモバイル受信機の非ゼロ速度ゆえに経時的に変化する。

上記のとおり、インターポレートは、フィルタ前に各選択された値の集合ごとに実行可能である。しかしながら、インターポレートはフィルタ後にも実行可能である。加えて、フィルタ動作およびインターポレート動作は、同時に実行可能である。

本発明のさらなる態様によると、本発明のフィルタ１０５は、時間方向のインターポレートおよび周波数方向のインターポレートの両方を実行することができる。例えば、フィルタは、次のフィルタステップで周波数ドメインのインターポレートに使用される時間インターポレート値を提供するために時間インターポレートを最初に実行する。従って、本発明のフィルタは周波数インターポレート後に時間インターポレートを実行してもよい。さらに、本発明のフィルタは時間方向および周波数方向に同時にインターポレートしてもよい。この場合、本発明のフィルタは２Ｄフィルタを実行する。

図２は、本発明のさらなる態様に係る本発明のチャネル評価器のブロック図である。

図２に示されている本発明のチャネル評価器は、１つの入力と、セレクタ１０１に接続された複数の出力とを有する時間・周波数コンバータ２１０を備えている。時間・周波数コンバータ２１０は、受信シーケンスである時間ドメイン信号のスペクトル表現を得るために時間ドメイン信号を時間・周波数変換する。

例えば、時間ドメイン信号は、周期的遅延ダイバーシティ送信シナリオに対応している。ここで、Ｎ_T個の時間ドメインパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の個別の送信ポイントからＮ_T個の個別の通信チャネルを介して共通の受信ポイントに送信可能である。ここで、Ｎ_T−１個の時間ドメインパイロットシーケンスは、第１の送信ポイントから送信可能な第１の時間ドメインパイロットシーケンスの周期的に遅延させたバージョンである。第１の時間ドメインパイロットシーケンスは、例えば、周波数ドメインにおける第１のパイロットシーケンスを含んだ上記マルチキャリアシーケンスの周波数・時間変換から得られる。上記のとおり、周波数ドメインにおける第１のパイロットシーケンスの値は、マルチキャリアシーケンスのＤ番目ごとのサブキャリアに割り当てられる。ここで、Ｄは１以上のパイロット間隔である。時間ドメインパイロットシーケンスの周期的な遅延は、時間ドメインパイロットシーケンスのスペクトル表現の変調に対応するため、Ｎ_T−１個の時間ドメインパイロットシーケンスは、周波数ドメインにおける第１のパイロットシーケンスの変調バージョンであるスペクトル表現を有する。

一般的に、時間ドメイン信号の周期的な遅延は、時間ドメイン信号のスペクトル表現と変調シーケンス、つまり位相シフトシーケンスとの乗算に等しい。

上記のように、マルチキャリアシーケンスは、（周波数ドメインにおける）第１のパイロットシーケンスの値が割り当てられるサブキャリアを除いて、つまりＤ番目ごとのサブキャリアを除いてサブキャリアに割り当てられる情報値を有する情報シーケンスを含むことができる。ここで、Ｄ＝Ｄ_fである。

例えば、Ｎ_T個の時間ドメインパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の通信チャネルを介して本発明のチャネル評価器を備える受信パイロットに送信される。従って、時間ドメイン信号は、Ｎ_T個の個別の通信チャネルに関連付けられたチャネルインパルス応答に接続したＮ_T個の時間ドメインパイロットシーケンスの重畳を含んでいる。ゆえに、周波数ドメインにおける受信シーケンスは、Ｎ_T個の個別の通信チャネルに関連付けられたチャネル伝達関数に組み合わされた（周波数ドメインにおける）Ｎ_T個のパイロットシーケンスの重畳を含んでいる。

同一係数、例えば送信機で得られる位相シフトシーケンスの同一値に関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数を評価するためのある値の集合から値を選択するために、本発明によると、セレクタ１０１は、選択された値のＮ_T個の集合を提供する。ここで、各選択された値の集合は、同一係数（位相シフト係数または変調係数）に関連付けられたサブキャリアに対応する。

選択された値のＮ_T個の集合のうち選択された値のｍ番目の集合を提供するために、本発明のセレクタ１０１は、ある値の集合におけるｍ番目の値から開始する時間・周波数コンバータ２０１によって提供される値の集合からＤＮ_T番目ごとの値を選択する。例えば、時間・周波数コンバータ２０１によって提供されるある値の集合の値は、ナンバリングインデックスに関連付けられるため、セレクタ１０３は、ＤＮ_T番目ごとのナンバリングインデックスに関連付けられた、選択された値により選択された値のｍ番目の集合を提供する。

時間・周波数コンバータ２０１は、時間ドメイン信号のスペクトル表現による受信シーケンスを取得するために、離散フーリエ変換などを実行するためのフーリエ変換器であってもよい。さらに、ＯＦＤＭ送信の場合、時間・周波数コンバータは、復調に適用されるＦＦＴ変換器である。

本発明のセレクタ１０１は、時間ドメイン信号のスペクトル表現を受信し、これに基づいて選択された値のＮ_T個の集合をシリアルデータストリームとして提供する。しかしながら、本発明のセレクタ１０１は、選択された値のＮ_T個の集合をパラレルデータストリームとして提供することもある。この場合、セレクタ１０１は、時間・周波数コンバータの出力数に対応する多数の出力を有している。ここで選択された値のｍ番目の集合を提供するための出力は共にグループ化される。フィルタ１０５は、デジタルフィルタとして設計することもできるため、フィルタ動作はシリアルまたはパラレルデータに対して実行可能である。

本発明のさらなる態様によると、周波数ドメインシーケンスである、送信機における第１のパイロットシーケンス（オリジナルのパイロットシーケンス）は、スクランブルシーケンスを備えていてもよい。例えば、第１のパイロットシーケンスは、例えば複数の通信チャネルを介して送信される信号をチャネルの影響からさらに保護するために、スクランブルシーケンスを周波数ドメインにおけるさらなる周波数ドメインパイロットシーケンス（さらなるオリジナルのパイロットシーケンス）に乗算することにより生じる。すなわち、スクランブルシーケンスは、さらなるオリジナルのパイロットシーケンスを付加的に変調する。変調を除去するために、時間・周波数コンバータ１０１は、時間ドメイン受信信号のスペクトル表現のＤ_f番目ごとの値にスクランブルシーケンスの一連の値の複素共役を乗算し、受信信号のスペクトル表現としてデスクランブルシーケンスを得る手段を備えている。例えば、乗算手段は、乗算を実行するために、時間ドメイン受信信号のスペクトル表現のＤ_f番目ごとの値に割り当てられる乗算器を備えている。また、乗算手段はスクランブルシーケンスの逆の一連の値をスペクトル表現のＤ_f番目ごとの値に乗算してもよく、これは除算に相当する。

送信機において、オリジナルのパイロットシーケンス値は、マルチキャリアシーケンスのｋ番目のサブキャリアから開始するマルチキャリアシーケンスのＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てられる。このオリジナルパイロットシーケンス値の集合からの第１のオリジナルパイロットシーケンス値は、マルチキャリアシーケンスのいずれかのサブキャリア、例えば第５のサブキャリアに割り当てられてもよい。この場合、セレクタは、時間ドメイン受信信号のスペクトル表現のｋ番目の値から開始する時間・周波数コンバータ１０１（受信信号のスペクトル表現）によって提供される値の集合からＤ_fＮ_T番目ごとの値を選択することにより選択された値の第１の集合を提供する。すなわち、サブキャリアインデックスｋは、選択されるパイロット情報を含んだ第１のサブキャリアに関する情報を提供する。

本発明のさらなる態様によると、本発明のチャネル評価器は、インデックスｋについての情報を提供する手段をさらに備えていてもよい。この情報は、追加情報チャネルを介して送信機から提供可能である。あるいはまた、この情報は、所定のパイロットグリッドシナリオに従って事前に記憶可能である。

上記のとおり、Ｎ_T個のフィルタは、異なる周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を提供する。異なる評価は、イコライジング、デコード化などに直接適用できる。本発明のさらなる態様によると、チャネル評価器は、上記のように複合有効なチャネル伝達関数の評価を得るために、異なる周波数ポイントでのＮ_T個のフィルタによって提供される有効なチャネル伝達関数の評価を構成するためのコンポーザをさらに備えていてもよい。

２つの送信アンテナ、つまりＮ_T＝２の場合を再度参照すると、本発明のチャネル評価器は２つのフィルタを備えている。ここで第１のフィルタは、奇数のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を提供し、第２のフィルタは、偶数のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の評価を提供し、あるいは逆もまた同様である。本発明のコンポーザは、奇数のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数の値を複合有効なチャネル伝達関数の奇数のサブキャリアに割り当てることによって、かつ偶数のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントでの有効なチャネル伝達関数（またはその評価）の値を複合有効なチャネル伝達関数の偶数のサブキャリアに割り当てることによって複合有効なチャネル伝達関数を構成する。すなわち、本発明のコンポーザは、有効なチャネル伝達関数の評価をインターロックし、複合有効なチャネル伝達関数またはこの評価を得る。

本発明のさらなる態様によると、本発明のチャネル評価器はさらに、有効なチャネル伝達関数または有効なチャネルインパルス応答の影響を除去するための手段を備えていてもよく、影響を除去するための手段は、例えばイコライザであってもよい。

有効なチャネル伝達関数の影響を除去するための手段は、有効なチャネル伝達関数の影響を含んだ受信信号のスペクトル表現を受信するために、時間・周波数コンバータの複数の出力に接続している。この除去手段はさらに複数の入力を備えており、これには、有効なチャネル伝達関数の評価を除去手段に提供するためにフィルタの出力が接続している。本発明のさらなる態様によると、除去手段は、上記本発明のコンポーザによって提供される複合有効なチャネル伝達関数の評価を受信することができる。

除去手段は、処理済み信号を出力するための出力を有しており、ここで処理済み信号は、時間・周波数コンバータによって提供される受信信号のスペクトル表現をイコライジングしたものであってもよい。例えば、本発明のチャネル評価器は、ＯＦＤＭ受信機で使用される。この場合、影響を除去するための手段は、周波数ドメインイコライザまたは周波数ドメインデコーダ、例えば、有効なチャネル伝達関数の評価を使用して受信信号のスペクトル表現をデコード化するための最尤デコーダであってもよい。

本発明のさらなる態様によると、本発明のチャネル評価器は、図１４の実施形態に関連して説明したように、かつ有効なチャネルインパルス応答に関連して説明したように、例えば有効なチャネル伝達関数の評価によって決まるある代数式の組み合わせを解くことにより、有効なチャネル伝達関数のＮ_T個の評価からＮ_T個のチャネル伝達関数を算出する手段を備えていてもよい。

以下、本発明の概念について、一例として周波数ドメインにおける受信シーケンスに関して説明する。同じことが時間ドメインにおける受信シーケンスの場合にも言えるという点に注目すべきである。さらに、表記の簡略化のために、周波数ドメインシーケンスである第１のパイロットシーケンスをオリジナルパイロットシーケンスと称することにする。従って、時間ドメインパイロットシーケンスはパイロットシーケンスと称されることになる。

ＣＤＤのＤＦＴ（離散フーリエ変換）特性を本発明において利用することにより、図１２に示されているような送信機ユニットの構造が維持可能であるのに対し、受信機はＭＩＳＯチャネル評価ユニットを依然として完全に利用可能である。すなわち、本発明の概念は、従来のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機を具備する仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドを図１２から構築する。「仮想ＭＩＳＯパイロットグリッド」という用語は、周期的な遅延を導入した後のパイロットシーケンスの結果として得られるスペクトル表現を意味し、複数のチャネル伝達関数の各チャネル伝達関数は、それぞれの一意のトレーニングシーケンスに直面する。

本発明の概念は、周期的な遅延はＤＦＴによって位相シフトに変換されるというＤＦＴの特性に基づいている。受信機は、受信信号の送信アンテナに依存する位相シフトを監視するため、これは、周期的な遅延

が受信機にとって既知であれば、利用可能である。システムパラメータが適切に選択されれば、ある位相シフトパイロットシーケンスの集合は、アンテナ依存の周期的な遅延動作によって生成可能である。

図１４の実施形態を再度参照すると、

の周期的なシフトは、ｅ^-jπⁱ＝（−１）ⁱ＝｛１，−１｝の位相シフトに変換されることになり、これは等価なＳＩＳＯチャネルＨ（ｆ）のＣＴＦにおいてＨ（ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾（−１）ⁱとなるように維持される。本発明の概念は、位相シフトパイロットシーケンスとしての偶数および奇数のサブキャリア間のＨ⁽²⁾の振動する符号についての考慮に基づいており、これはチャネル評価のサイド情報として利用可能である。上記のように、振動する符号は、正弦または余弦キャリア波のサンプリングバージョンとしてもよい。周期的な遅延の可能な選択は、

に制限されないのに対し、適切な仮想ＭＩＳＯパイロットシーケンスをもたらすシステムパラメータに対しては何らかの制約がある。これらの制約については後で述べる。

本発明によると、ＭＩＳＯチャネル評価ユニットはさらに簡略化可能である。しかしながら、これは

の周期的な遅延を必要とする。本発明の簡略化について説明するために、図１４の実施形態を再度参照する。基本的概念は、サブキャリアを２つの集合、奇数および偶数のサブキャリアにグループ化することである。偶数および奇数のサブキャリアはそれぞれ、ＣＴＦ Ｈ（２ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾およびＨ（［２ｉ＋１］／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾−Ｈ⁽²⁾を有する。この結果、集合当たり２つの独立したＣＴＦとなる。ＣＴＦ Ｈ⁽¹⁾およびＨ⁽²⁾が図１４に示されているようにフラットフェージングである場合、Ｈ（２ｉ／Ｔ）およびＨ（［２ｉ＋１］／Ｔ）の双方とも、図１４に直線で示されているように周波数的にフラットである。パイロット間隔Ｄ_fが奇数である場合、パイロットは奇数および偶数のサブキャリアに交互に配置されることになる。従って、本発明によると、奇数のサブキャリアにあるパイロットシンボルを利用して奇数のサブキャリア

のＣＴＦを評価するものと、

を評価する、偶数のサブキャリアの等価な評価器とである別個のＳＩＳＯチャネル評価器が用いられる。

本発明の概念を詳細に説明するために、以下、Ｑ₀個の非ゼロタップによるタップ遅延ラインによってモデル化された時変的周波数選択フェージングチャネルについて考える。チャネルは、最大遅延τ_max＝Ｑ・Ｔ_splによって時間的に制約されるとする。送信アンテナμから影響を受けるチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）は、以下の式で定義される。

ここで、

および

はｑ番目のチャネルタップの複素振幅および遅延である。非ゼロタップ数は通常チャネルの最大遅延以下、Ｑ₀≦Ｑである。Ｑ₀個のチャネルタップおよび全チャネルは互いに無相関であるとする。チャネルタップ

はゼロ平均複素の独立かつ同一分布（ｉ．ｉ．ｄ．）のガウスランダム変数である。乗り物（モバイル送信機またはモバイル受信機）の移動により、

は、ドップラー効果によってもたらされる時変的なものである。ｑ番目のチャネルタップ

は、最大ドップラー周波数Ｖ_maxによる帯域制限的であるワイドセンスステーショナリー（ＷＳＳ）ガウスプロセスである。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）は、ＯＦＤＭシンボル中およそ一定であるため、１つのＯＦＤＭシンボル内のＣＩＲの時間依存性は表記の簡略化のために削減可能である、つまり

に対して

であってもよいことが一般的に想定されている。これは時変的チャネルについてのみ厳密には正しくないが、この想定は実際には正しいとされることが多く、良好な設計によりＯＦＤＭシンボル期間が十分短いことを保証されるべきである。

上記チャネル伝達関数は、ＣＩＲ ｈ⁽μ⁾（ｔ、τ）のフーリエ変換である。時間ｔ＝ｌＴ_symおよび周波数ｆ＝ｉ／Ｔで結果をサンプリングすると、ＯＦＤＭシンボルｌのサブキャリアｉでのＣＴＦは、以下のようになる。

ここで、Ｔ_sym＝（Ｎ_FFT＋Ｎ_GI）Ｔ_splおよびＴ＝Ｎ_FFTＴ_splは、それぞれガードインターバルありおよびなしのＯＦＤＭシンボル期間を表している。

ガードインターバルがチャネルの最大遅延より長い場合、つまりＮ_GI≧Ｑ（ここでＱ≧Ｑ₀はチャネルタップの総数を表す）である場合、ＯＦＤＭ復調後の受信機での直交性は維持され、ＯＦＤＭ復調後の受信信号が得られる。

導入されたチャネルモデルは、マルチ入力シングル出力システムについて導入されている。受信アンテナでのフェージングは、互いに無相関であるとすると、チャネル評価はアンテナごとに独立して実行されることになる。ゆえに、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）システムへの拡張は、チャネル評価が受信アンテナごとに別個に実行されるために、容易である。

以下、図１２に示されているように、周期的遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を使用するＯＦＤＭシステムについて考える。

図１２に示されているように、パラレルシリアル変換（ＰＳ）後、つまり１つのＩＦＦＴのみが必要とされるまで全ての送信アンテナに対して共通の信号ストリームがある。ＩＦＦＴおよびパラレルシリアル変換後、データストリームは、送信アンテナ１個につき１個ずつであるＮ_T個のサブストリームに分割され、アンテナ依存の周期的な遅延

が

に導入される。

通常、隣接する送信アンテナ間の周期的な遅延は、以下の式を満たすように固定される。

ここで、

は範囲［０，Ｎ_FFT／Ｎ_T］内の設計パラメータである。ゆえに、第１のアンテナで送信される信号は遅延されず、

である。

ＩＤＦＴによるｘ_l,nに関連したＯＦＤＭ変調前の信号Ｘ_l,iについて考えることは有益である。これに応じて、上記の周期的な遅延信号

のＩＤＦＴは、Ｘ_l,iの位相シフトバージョンである。数学的には、送信アンテナμの時間ドメイン信号は、以下の式による周波数ドメイン送信信号に関連している。

ここで、

は、送信アンテナμの送信周波数ドメイン信号を表している。

は仮想的にのみ存在する点に注目すべきであり、これはＯＦＤＭ変調後の時間遅延よりもむしろＯＦＤＭ変調前の位相シフトを誘導することによって得られる等価な信号である。

続いて、周期プレフィックスの形態のガードインターバル（ＧＩ）が付加され、これはＯＦＤＭ変調について一般的である。そして、信号はデジタルアナログ変換（Ｄ／Ａ）され、無線周波数（ＲＦ）キャリア周波数にアップコンバートされ、モバイル無線チャネルで送信される。受信機において、ベースバンドへのダウンコンバートおよびサンプリングの後、ガードインターバルは削除され、ＩＦＦＴは、信号を周波数ドメイン、つまりサブキャリアレベルに変換する。ＯＦＤＭ復調後、パイロットシンボルは逆多重化され、本発明のチャネル評価ユニット（チャネル評価器）に提供される。

受信信号は、上記数式のうちの１つにより説明されるように、Ｎ_T個の信号からなる。ゆえに、以下の式が得られる。

ここでＨ_l,iは、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムで得られるＣＴＦで見られる。これは、受信信号が、ＣＴＦ Ｈ_l,iを有する等価なＳＩＳＯシステムに起因する信号として観察されることを示唆している。ＣＤＤの効果は、チャネルがより周波数選択的になることである。チャネルコード化なしでは改良は見込めない。しかしながら、チャネルはＣＤＤによってランダム化される、つまり隣接するサブキャリアは無相関になり、エラーバーストの確率が低くなり、このことは、チャネル符号が使用される場合には有益である。

以下、ＣＤＤ−ＯＦＤＭで得られるＳＩＳＯチャネルモデル、つまり受信機によって観察される得られたＳＩＳＯチャネルについて検証する。

タップ遅延ラインチャネルモデルを想定すると、Ｈ_l,iは以下の式によって表される。

得られたＣＴＦの位相項は、伝搬遅延

および周期的遅延パラメータδ_cycによって決まることが分かる。δ_cycが物理的チャネルとは無関係であること、ＣＤＤ−ＯＦＤＭチャネル評価をより効率的にするために利用可能な事実に注目することは興味深い。

得られたＣＴＦによると、派生するＣＩＲが定義可能であり、これはＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの等価なＳＩＳＯチャネルを表している。つまり以下のとおりである。

得られたＣＩＲを送信アンテナμのＣＩＲと比較すると、得られたＣＩＲは、Ｎ_TＱ₀個の非ゼロタップからなり、全てのＮ_T個のＣＩＲが、Ｑ₀個の非ゼロタップを有することになる。ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムは、Ｎ_T個の送信アンテナのＣＩＲを適切に遅延することによって等価なＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに変換可能であることが分かる。より周波数選択的なチャネルを生成するのとは別に、チャネルの有効最大遅延τ’_maxはより大きくなり、以下の数式によって上限が決まる。

図３は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの有効なチャネルインパルス応答（ｈ（ｔ，τ）を表現するもの）を示している。図３に示されているように、有効なチャネルインパルス応答はＮ_T−１個のチャネルインパルス応答を含んでおり、ここでＮ_T−１個のチャネルインパルス応答は、第１のチャネルインパルス応答に対して遅延される。

チャネルの最大遅延は、チャネル評価器の設計に関して重要であるため、ＣＤＤを介する拡張τ’_maxは無視できない。最も重要なことは、パイロットシンボル付加チャネル評価（ｐａｃｅ）を使用する場合、評価器は、τ’_maxによって決まるサンプリングの定理を満たされなければならない。

以下、チャネルの相関特性について論じる。

上記のとおり、各タップならびに各送信および受信アンテナは互いに無相関である。ワイドセンスステーショナリー無相関ケータリング（ＷＳＳ−ＵＳ）チャネルとすると、送信アンテナμのＣＩＲの外部相関関数は、次式のような一般的な形態である。

ｑ番目のタップ遅延τ_qの外部相関関数は、次式のように積の形で表現できる。

これは、周波数方向の相関が、時間方向の相関とは無関係であることを示唆している。ｑ＝［Ｑ₀］に対するチャネル

の電力遅延プロファイルは、位相全体が１、つまり

となるように正規化される。時間方向の相関関数

は、全Ｑ₀個のタップについてと同じであるとされる。

Ｗ．Ｃ．ＪａｋｅｓによるＭｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｗｉｌｅｙ，ＮＹ，１９７４に記載されているようなＪａｋｅモデルとすると、時間の相関は、ベッセル関数、つまり

によって表され、ここでｖ_maxは最大ドップラー周波数であり、Ｊ₀（・）は第１種のゼロ次ベッセル関数を表す。

変数τにおける

のフーリエ変換は、次式の周波数相関関数を生成する。

積の形式により、時間方向の相関は、τとは無関係である。従って、周波数ドメインにおいてΔｔ＝Δｌ・Ｔ_symの間隔のあいたＯＦＤＭシンボル間の相関は、時間ドメイン

におけるものと同じである。Δｆ＝Δｉ／Ｔの間隔のあいたサブキャリア間の周波数相関は、以下のようになる。

ＣＤＤについて、得られたＣＴＦの周波数相関関数は関連があり、これはＮ_T個の相関関数の合計である。さらに、各周波数相関関数は、それぞれの送信アンテナの周期的な遅延に従って位相シフトされる。従って、得られる周波数相関関数は以下のようになる。

以下、ＯＦＤＭの場合のパイロットシンボル援用チャネル評価の原理について説明する。

パイロットシンボル援用チャネル評価（ＰＡＣＥ）の場合、既知のシンボル（パイロット）がデータストリームに多重化され、これはチャネルを評価するためのサイド情報として使用される。パイロットシンボル援用チャネル評価について説明するために、

および

であるパイロット

のみを含む受信信号シーケンスの部分集合を定義することが有用である。従って、パイロットシーケンスは、周波数方向にＤ_f倍低いレート

で、時間方向にＤ_t倍低いレート

でそれぞれ送信される（慣例として、パイロットシンボルを記述する変数には、以下、〜を付す）。さらに、パイロット

が一例としてＰＳＫコンステレーションから選択されるとし、その結果

となる。

ＯＦＤＭ復調後、受信信号Ｙ_l,iが得られる。チャネル評価について、パイロット位置での受信信号はデータストリームから逆多重化され、以下のような受信パイロットシーケンスを得る。

ここでＧは、パイロットを含んだＯＦＤＭフレームの部分集合である。

図４ａ、４ｂおよび４ｃは、パイロットグリッド構造の可能な具体例を示している。図４ａに示されているように、パイロットグリッドを実現する１つの可能性は、Ｄ_t−１個のデータシンボルが続くパイロットのみを含んだ１個のＯＦＤＭシンボルを送信することである。この方式は、インドア環境で観察できるように、時間のばらつきがほとんどないチャネルに適用可能である。この場合、周波数方向のインターポレートは必要ではない。このようなパイロットグリッド構造は、ＷＬＡＮ標準ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２および８０２．１１ａに用いられる。

図４ｂに示されているように、パイロットグリッドを実現するもう１つの可能性は、パイロットを受信サブキャリアで連続的に送信することである。この方式は、移動性をサポートできるが、周波数方向のインターポレートを必要とする。

より帯域幅が効率的である解決策は、図４ｃに示されているように、分散パイロットグリッドを用いることである。このようなパイロットグリッド構造はそれぞれ、周波数方向にＤ_f、時間方向にＤ_tの間隔によって特徴付けられる。

ＰＡＣＥの概念をマルチキャリアシステムに拡張する場合、ＯＦＤＭについて、フェージングのばらつきが、時間および周波数の２次元にあることを考慮すべきである。パイロットの間隔が２次元（２Ｄ）サンプリングの定理を満たすのに十分緊密である場合、データシーケンス全体のチャネル評価およびインターポレートが可能である。従って、パイロットによるオーバーヘッドは削減できるが、時間および周波数におけるインターポレートは必要である。分散パイロットグリッドは、例えば地上デジタルＴＶ標準ＤＶＢ−Ｔで使用される。

以下、ＦＩＲフィルタによるＯＦＤＭチャネル評価の原理について説明する。

チャネル評価プロセスにおける第１のステップは、パイロットシンボルの変調を除去することであり、これは上記スクランブルシーケンスによって導入できる。変調を除去した後、以下のようなパイロット位置でのＣＴＦの初期評価が提供される。

ここで、

であり、

は、送信機で使用されるスクランブルシーケンスを表す。続いて、

が、後述する２つの評価器のうちの１つによって処理される。

通常のインドアシナリオにおいて、チャネルは準静的であってもよい、つまり１つのＯＦＤＭフレーム内のチャネルのばらつきは無視することができる。この場合、フレームの開始で１つのＯＦＤＭトレーニングシンボルを送信するパイロットグリッドが、図４ａに示されているように送信されてもよい。チャネル評価器は復調パイロット

を使用して、チャネル評価

を生成する。ここで、Ｍ_fはフィルタ次数、つまりＦＩＲフィルタの係数の数

を表す。チャネル評価は、サブキャリアごとにフレーム１個につき１回実行される。これらの評価はフレーム全体に使用される。Ｒ．Ｎｉｌｓｓｏｎ，Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ，Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ，Ｐ．Ｂoｒｊｅｓｓｏｎらによる「Ａｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｔｗｏ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎ．Ｃｏｎｆ．Ｏｎ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＰＷＣ’９７），Ｍｕｍｂａｉ（Ｂｏｍｂａｙ），Ｉｎｄｉａ，ｐｐ．７１−７４，１９９７およびＰ．Ｈoｈｅｒ，Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ，Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎらによる「Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｉｄｅｄ Ｃｈａｎｅｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ Ｔｉｍｅ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」，Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ Ｍｉｎｉ−Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＣＴＭＣ）ｗｉｔｈｉｎ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＧＬＯＢＥＣＯＭ’９７），Ｐｈｏｅｎｉｘ，ＵＳＡ、ｐｐ．９０−９６、１９９７において、ＤＩＮ Ａフィルタに基づく２次元（２Ｄ）フィルタアルゴリズムがＰＡＣＥについて説明されている。１つのＯＦＤＭフレーム

の分散パイロット（またはこの一部）を使用して、ＯＦＤＭシンボルｌのサブキャリアｉのチャネル評価が得られる。

ここで、Ｗ_m,n（ｌ，ｉ）はＭ_fＭ_t個の係数を有する２Ｄ ＦＩＲフィルタの係数を表している。一般的に、個別のフィルタは、１個のフレーム内の各サブキャリアｉおよび各ＯＦＤＭシンボルｌについて必要となる。しかしながら、このような２Ｄ評価器構造は実現するには複雑すぎる。複雑度を低減するために、時間および周波数相関の使用が分割できる。２×１次元（２×１Ｄ）ＰＡＣＥと呼ばれているこの結合方式は、一方は周波数方向、もう一方は時間方向の別個のウィーナーフィルタを使用する。２×１Ｄ ＰＡＣＥのチャネル評価は以下のように表わされる。

これは、周波数および時間方向のフィルタによるものであり、Ｗ’_mおよびＷ”_nは１Ｄ評価器である。２×１Ｄ ＰＡＣＥは、２Ｄ相関関数は積の形式で表現できる、つまり周波数および時間の相関関数は独立しているという事実に影響される。

ＦＩＲフィルタ

および

は、例えばローパスインターポレートフィルタ、多項式インターポレータまたはウィーナーインターポレートフィルタとして実現してもよい。ウィーナーインターポレートフィルタは、所望の応答Ｈ_l,iと観察されたものの間、つまり受信パイロットシンボルの間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化する。このことは、チャネル統計についての情報が必要となることを意味する。反対に、ローパスインターポレートフィルタおよび多項式インターポレータはチャネル統計の情報を全く想定していない。

ＦＩＲフィルタは、チャネル評価を実行するための唯一の方法ではないことに注目すべきである。別の可能性は、受信パイロットシーケンスを変換ドメインに変換することである。追加となる処理は変換ドメインで実行されてもよい。結果として得られる処理済みシーケンスは、ＯＦＤＭシンボル全体の評価を生成するために、引き続きオリジナルドメインに変換し戻される。変換は時間・周波数変換、例えばフーリエ変換や特異値分解（ＳＶＤ）であってもよい。

いずれの場合も、上記評価器のすべては、本発明のチャネル評価方式内の本発明のフィルタ（バンドパスフィルタまたはローパスフィルタ）として適用可能である。

分散パイロットグリッドを使用すると（例えば図４ｃ）、受信したＯＦＤＭフレームが、周波数および時間においてそれぞれＤ_f／ＴおよびＤ_tＴ_symのレートで２次元にサンプリングされる。信号を再構築するために、チャネルの最大遅延

および最大ドップラー周波数ｖ_maxに応じた最大Ｄ_fおよびＤ_tがある。サンプリングの定理の適用によって、以下の関係が満たされなければならない。

ＣＤＤ−ＯＦＤＭは、時間方向Ｄ_tのパイロット間隔には何ら影響を与えないことに注目すべきである。しかしながら、ＣＤＤはチャネルの最大遅延を効果的に拡張し、これは、従来のＳＩＳＯチャネル評価器を使用する場合にはより長いパイロット間隔Ｄ_fを必要とする。これを再現すると、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの最大有効遅延は

になり、これはτ_maxよりも数倍大きいこともある。特に、δ_cycが大きくなると、Ｄ_fはかなり小さくなる。このことは、より多くのパイロットが必要となることを意味し、これはシステムのスペクトル効率を劣化させる。

スペクトル効率の劣化を示すために、以下のケーススタディについて考える。ＯＦＤＭシステムパラメータは、チャネルの最大遅延が、ガードインターバルの間隔を超えないように、τ_max≦Ｔ_GIとなるように選択される。さらに、ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ＝Ｎ_FFTＴ_splは、Ｔ_GIの５〜２０倍大きく選択され、スペクトルの観点で効率的なシステムを提供する。従って、τ_maxは、τ_max≦Ｔ_GI≦Ｎ_FFTＴ_spl／５によって上限設定が可能である。例えば、ＣＤＤ遅延パラメータの好ましい選択はδ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tである。上記の近似を上記の式に代入すると、周波数のパイロット間隔は、以下の式によって下限設定が可能である。

ここで、

はｘ以下の最大整数である。従って、遅延がδ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_TであるＣＤＤ−ＯＦＤＭを使用すると、分散パイロットグリッドを利用する従来のＳＩＳＯチャネル評価はできない。Ｄ_f＝１のグリッド、つまり図４ａに示されているように１個のＯＦＤＭトレーニングシンボル全体が送信されるグリッドを選択しても、単一のアンテナの場合５より大きいオーバーサンプリング係数が、Ｎ_T≧２ゆえに約１．４に低減され、これはチャネル評価エラーの増加をもたらすことがある。

以下、従来のチャネル評価方式の本発明における改良について詳細に説明する。ＣＤＤのＤＦＴ特性を利用することにより、図１２に示されているシンボル送信機ユニットの構造が維持できるのに対し、受信機は、上述のように周期的な遅延についての情報を利用できる。

本発明はさらに、図１２の従来のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機と好ましくは併用可能な仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドを提供する。これはシステムパラメータにある制約を課すが、これについては後述する。本発明のさらなる態様によれば、チャネル評価器の構造はさらに簡略化できる。しかしながら、これにより、

の周期的な遅延が必要となる。

以下、ＣＤＤ−ＯＦＤＭの仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドを用いた本発明について説明する。

受信ＣＤＤ−ＯＦＤＭ信号についての表記は、２つの解釈が可能である。
１つは、受信信号Ｙ_l,i＝Ｘ_l,iＨ_l,i＋Ｎ_l,iが、上記得られたＣＴＦ（有効ＣＴＦ）を有するＳＩＳＯ信号とみなされることである。周波数選択性の増加は、パイロットによるオーバーヘッドがかなり増大するため、ＳＩＳＯチャネル評価器の問題と見られている。
もう１つは、同一の受信信号が、ＭＩＳＯ信号、つまり上述の送信ＭＩＳＯ信号

を伴う

とみなされることである。ＭＩＳＯチャネル評価について、本発明のアプローチは全部でＮ_T個のＣＴＦ

を評価することである。そして、有効（結果として得られる）ＣＴＦ Ｈ_l,iは、例えば重畳的な手段によって構成できる。

以下、後者の場合について、ＣＤＤ−ＯＦＤＭのチャネル評価問題を検討する。周期的遅延パラメータδ_cycおよび送信アンテナ数Ｎ_Tは、受信機において既知であるとする。一般的に、ＭＩＳＯシステムについては、受信機が重畳信号

を分割できるようにするために、全ての送信アンテナ信号は、それぞれのパイロットを使用できる。

サブキャリア

およびＯＦＤＭシンボル

に位置するＣＤＤ−ＯＦＤＭパイロット

は以下のような形式である。

ここで、

は、パイロットシーケンスμにおいて隣接するパイロット間の位相インクリメントを定義する。上記数式に現れる位相項

は、上記位相シフトシーケンスを定義する。

が、位相シフトパイロットシーケンスの形式を有することを実現することにより、複数の送信アンテナを具備するＯＦＤＭに対する既知のチャネル評価技術が、チャネル評価に適用できる。複数の送信アンテナを具備するＯＦＤＭに対するチャネル評価方式は、例えば、Ｙ．Ｌｉ，Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ，Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌらによる「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１７，ｐｐ．４６１−４７０，Ｍａｒ．１９９９に記載されている。

数学的には、復調パイロット

が使用される。周波数方向のチャネル評価、つまりパイロットシンボルを含んだＯＦＤＭシンボルを得るために、パイロットシフトシーケンスを定義する具体的なパイロットシフトｅ^-jiφ⁽μ⁾に各々が一致するＮ_T個の評価器

（本発明に係るフィルタ）が、送信アンテナμに対するチャネル評価

を提供するために必要となる。

続いて、有効（得られた）ＣＴＦ

の評価が以下の式により得られる。

このケースは、本発明のベースバンドフィルタが、フィルタおよびダウンコンバートを同時に実行する本発明のシナリオに相当する。その後、チャネル伝達関数のベースバンド表現の処理が、上述のとおり、Ｄ_fの影響を補償することによって行われる。同じステップにおいて、アップコンバートが実行できる、つまり処理済みチャネル伝達関数に対し関連した位相シフトシーケンスが乗算される。

評価器の複雑度は、サブキャリア当たりおよそＮ_TＭ_f回の乗算であり、これは比較可能なＳＩＳＯ評価器の複雑度の約Ｎ_T倍となる。これは、一般的に互いに独立なＮ_T個の信号が評価されるべきであるという事実に影響される。上記ＳＩＳＯチャネル評価器によると、２×１Ｄ ＰＡＣＥアルゴリズムが、分散パイロットグリッドを使用する場合に適用可能である。

本発明のさらなる態様によると、上述の式を組み直すことにより以下の式が得られる。

得られた係数

は、有効ＣＴＦを評価するのに十分である。個々の送信アンテナのＣＴＦ

ではなく、

が評価される場合、上記２つの数式を連続して計算するのではなく、バンドパスフィルタの係数Ｗ_mを事前に計算してから、上記計算を実行するほうが計算的にはより効率的である点に注目すべきである。

上述の簡略化は、フィルタＷ_mを提供するバンドパスフィルタの線形結合

から得られる。この簡略化に基づいて、Ｎ_TＭ_f回の乗算ではなく、サブキャリア１個につきＭ_f回の乗算のみが実行されるため、受信機におけるチャネル評価器の複雑度はさらに低減可能であり、結果は全く同じである。

ＳＩＳＯチャネル評価器によれば、２Ｄおよび２×１Ｄ ＰＡＣＥアルゴリズムは、分散パイロットグリッドを使用する場合に適用可能である。

ＭＩＳＯ−ＯＦＤＭチャネル評価器のパイロット間隔は、以下の式によって定義される。

パイロットシンボルによるオーバーヘッドは、送信アンテナ数に比例して増加することが分かる。上記式によって定義された最大パイロット間隔を具備するＳＩＳＯ評価器と比較して、ＭＩＳＯ評価器の場合のパイロットシンボルによるオーバーヘッドは、δ_cycＴ_spl＞τ_maxであれば、より小さくなる。すなわち、大きい周期的な遅延の場合、ＭＩＳＯチャネル評価は、パイロットオーバーヘッドに関してより効率的である。

以下、本発明に係る仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドの必要条件について説明する。仮想ＭＩＳＯパイロットシーケンス

は、δ_cycおよびパイロット間隔Ｄ_fに依存する。従って、δ_cycおよびＤ_fの両方が固定されると、Ｎ_T個の異なるチャネルを評価できないことがある。これは、各送信アンテナのチャネルが、Ｎ_T個のチャネルを区別するために一意のパイロットシーケンスを必要とするからである。すなわち、位相のあいまい性は回避しなければならない。数学的には、隣接するパイロット

間の位相項φ（μ）は、全てのμ＝｛１、・・・、Ｎ_T｝に対して異なるべきである。ゆえに、以下の条件が満たされなければならない。

ここで、ｋは任意の整数である。ｋについて上記条件を解き、φ（・）の式を代入すると以下の式が得られる。

上記条件は、パイロットシンボルの位相のあいまい性を特定するものであり、このあいまい性は回避しなければならない。これは、δ_cycおよびＤ_fの選択に制約を課す。所与の周期的遅延δ_cycについて、パイロット間隔Ｄ_fは任意に選択することはできず、逆もまた同様である。

以下、ある最適な位相シフトパイロットシーケンスの集合を提供するための十分条件を導く。評価器の性能は、パイロットシーケンスの設計に左右される。さらに、評価器の性能は、位相シフトパイロットシーケンス

の周期性がＮ_Tであれば、最適である。このことは、φ（μ） ｍｏｄ ２πが、ちょうどＮ_T個のコンステレーションポイントを有することを意味している。ゆえに、Ｎ_T個の重畳信号を評価するのにふさわしい、本発明に係るＮ_T個の最適位相シフトパイロットシーケンスの集合

が以下の式によって定義される。

ここで、ｉはサブキャリアインデックスであり、θ（ｎ）＝ｎ２π／Ｎ_Tは、２つの隣接するサブキャリア間の位相インクリメントである。θ_i（ｎ） ｍｏｄ ２π＝θ（ｎ）を実現するものは、以下の式によって与えられるＮ_T個の個別の位相である。

これは、Ｎ_T−ＰＳＫコンステレーションに相当する。

一般的に、隣接するパイロット間の位相インクリメントφ（μ）が、ｎ＝｛０、・・・、Ｎ_T−１｝である単位円

内のちょうどＮ_T個の個別の位相に一意にマッピング可能であれば、位相シフトパイロットシーケンスの最適な集合に対する十分条件が得られる。これは最適パイロットグリッド

を生むＤ_fの条件をもたらす。ここで、ｋは任意の整数である。上記式は、φ（μ）および２πの倍数が集合Ｐ内にあり、したがって、

であることを表している。上記式は、常にμ＝１およびｎ＝０について成り立つことに注目すべきである。しかしながら、上記式は、全てのμ＝｛１、・・・、Ｎ_T｝について成り立たなければならない。さらに、Ｎ_T個のφ（μ）を表現したものは、ｐの全部でＮ_T個のコンステレーションポイントを一意にマッピングしなければならない。

δ_cycおよびＤ_fの値を特定するために、上記式が使用できる。しかしながら、上記値を得るためのより簡単な方法があり、これは任意の整数ｋについてｋφ（μ）を考慮することにより得られる。さらに、上記式が成り立つ場合、

、つまりφ（μ）の倍数もまたＰ内にある。

上記式の条件は、パイロットの位相のあいまい性を回避するために、以下の式に再度公式化できる。

ここで、（ｋ、Ｎ_T）の最大公約数（ＧＣＤ）は、１以下であることが望ましい。これにより、本発明に係るＮ_T個の最適位相シフトパイロットシーケンスの集合を提供するための十分条件が得られる。

上記条件は、δ_cycが与えられると、以下のようなＤ_fの可能な値を与える。

本発明はさらなる態様によれば、最大の周期的な遅延を有するＣＤＤ−ＯＦＤＭの簡略化されたチャネル評価の概念を提供する。

以下、周期的遅延をδ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tに設定する。これは、全ての送信アンテナ間の相互遅延が最大化される方法における最大可能周期的遅延である。上記のように、最大周期的遅延は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭの最適な選択である。幸運なことに、この周期的遅延についての選択により、チャネル評価器の複雑度を大きく簡略化することができる。これは、Ｎ_T＝２個の送信アンテナシステムについて特にあてはまり、これはＣＤＤについて最も実用的な選択であろう。

以下、次式のような有効なチャネル伝達関数（得られるＣＴＦ）について考える。

位相シフトシーケンスを定義する位相項φ_i（μ）＝ｉφ（μ）＝２πｉ・（μ−１）／Ｎ_Tは、幾つかの興味深い特性を有している。
１つ目は、φ_i（μ）の全ての可能な表現は、集合Ｐで表される単位円のＮ_T個の個別のポイントにマッピング可能であるということである。
２つ目は、位相φ_i（μ）が位相シフトパイロットシーケンスと同等であることである。位相シフトパイロットシーケンスは、評価エラーを最小化するためのＮ_T個の直交パイロットシーケンスの集合である。
３つ目は、周波数方向の相関関数

が以下のようになることである。

以下、全部でＮ_T個のチャネル電力遅延プロファイルが、近似している、つまり、

であるとする。次に、

が合計から導き出され、ここで、Δｉ＝｛１、・・・、Ｎ_T｝について

であり、得られる相関関数

は、Ｎ_T−１個の隣接するサブキャリアについて無相関となる。

周期的遅延δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tを代入すると、仮想ＭＩＳＯまたはパイロットシーケンスは、次のように書き換えることができる。

ここで、φ（μ）＝２πＤ_f・（μ−１）Ｎ_Tは、パイロットシーケンスμの隣接パイロット間の位相シフトである。パイロット間隔Ｄ_f＝１、つまりＯＦＤＭトレーニングシンボル全体が送信される場合、

は、Ｎ_T個の位相シフトパイロットシーケンスの集合を構成することがわかる。

しかしながら、これは、Ｎ_T個の位相シフトパイロットシーケンスの最適な集合が得られるＤ_fに対する唯一の解決策というわけではない。一般的に、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tを代入すると、パイロット間隔Ｄ_fの条件が得られる。

これは、上記与えられたＨ_l、_iの式およびＤ_fの制約を伴うものであり、ＣＤＤ−ＯＦＤＭのチャネル評価を簡略化することができる。δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tに設定された周期的遅延により、Ｎ_T個の隣接サブキャリアが、Ｎ_T個の集合にグループ化される。つまり、複数の集合へのグループ化は、モジュロ演算ｍ＝ｉ ｍｏｄ Ｎ_Tによって決まる。以下、

によって定義されるＯＦＤＭシンボルｌの集合ｍのｎ番目の要素が定義され、ここで各集合は、Ｎ_C／Ｎ_T個の要素

を含んでいる。ｎに依存する任意の項が２πの倍数であり、従って無視できるため、ＣＤＤの誘導された位相項はｎとは無関係になっていることに注目すべきである。各集合は、同じ位相項

によって特定される。そしてΨ（ｍ、μ）は、ｎ番目の集合内のｎに対する定数とみなすことができる。ゆえに、

は、定数位相項が乗算されたＮ_T個のＣＴＦの重畳である。これは、ＣＤＤによって誘導される人工周波数選択性が補償されていることを意味する。

簡略化されたチャネル評価方式に関連する基本的な本発明の概念は、送信アンテナ

ごとに別個にチャネル伝達関数を評価するのではなく、ｍ番目の集合内にあるパイロットのみを使用する方法で集合ごとに別個に

を評価することである。集合ｎの

の評価は、ＳＩＳＯチャネルの評価に等しい。唯一の違いは、集合ｍにあるパイロットのみが使用されることである。幸運なことに、

により表されるパイロットの部分集合は、上記式が満たされると各集合内に存在する。Ｎ_T個の時間集合があるため、効果的なパイロット間隔は、

を増加させ、これは、等価的なＳＩＳＯシステムに比べてＮ_T倍のパイロットが必要となることを効果的に意味している。これは、真のＭＩＳＯ評価器と同じパイロットオーバーヘッドである。しかしながら、複雑度は、単純なＳＩＳＯチャネル評価器と同じである。

本発明に係る手法の最大パイロット間隔はサンプリング定理に従う。

ここで、

は、Ｎ_T個の重畳チャネル

の最大遅延であり、これは個々の最大チャネル遅延の最大値によって決まる。全チャネルが次のような近似した最大遅延

を有するとすると、上記の最大の操作は省略することができる。従来のＳＩＳＯ評価器に必要なパイロット間隔に比べて、本発明に係る簡略化された評価器は、以下の式が成り立つ場合により効果的である。

ここで、ＣＤＤは小さいＮ_Tについて最も実用的であるため、これは、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tの場合に実現されることが多い。

以下、ＣＤＤ−ＯＦＤＭに対する本発明の簡略化チャネル評価器の実施について論じる。

一例として、周波数におけるパイロットにＤ_f個のサブキャリアの間隔があけられているパイロットグリッドについて検討する。パイロットを含んだサブキャリアは、

によって決まり、ここで、

は、パイロットインデックスである。パイロット間隔についての上記条件が成り立つ場合、Ｎ_T番目ごとのパイロットは同じ集合にある。ゆえに、集合ｍに対するパイロット位置は、２５０によって決まる。２５１についての定義により、２５４を伴うパイロット２５２および２５３が得られる。ｍ番目の集合の評価について、パイロット間隔２５５を有する、それぞれ上記のような１Ｄ、２Ｄまたは２×１ＤのＳＩＳＯチャネル評価器が適用できる。

本発明のチャネル評価器は、以下のように動作する。まず、パイロットシンボルの変調が除去される。集合ｍのｎ番目の復調パイロットは以下のようになる。

集合ｍに属するシンボルのチャネル評価は、その集合にあるパイロットを使用してのみ実行される。これは、従来のＳＩＳＯチャネル評価との違いである。１Ｄチャネル評価について考えると、サブキャリアｉ＝ｍ＋ｎＮ_Tのチャネル評価器は、以下のようになる。

ここで、

は、ＡＷＧＮ（平均ホワイトガウスノイズ）項である。２Ｄおよび２×１Ｄチャネル評価方式への拡張は容易である。

１Ｄ評価器についての本発明のアルゴリズムの計算の複雑度は、サブキャリア１個につきＭ_f回の乗算であり、ここで、Ｍ_fは本発明のフィルタのフィルタ次数である。これは、従来のＳＩＳＯ評価器と同じである。上記のＭＩＳＯ評価器は、Ｎ_T倍高い複雑度を有する。本発明の評価器の性能は、選択された評価器およびチャネル特性に依存する。しかしながら、全部でＮ_T個のチャネルの電力遅延プロファイルが近似していれば、Ｎ_T個の隣接サブキャリアが上記のように、無相関になる点に注目すべきであり、これは複数の集合のグループ化に相当する。従って、パイロットは無相関であるため、隣接する集合に属するパイロットが無視されれば何ら不利益はない。この場合、本発明の評価器は、極めて少ない計算コストでＭＩＳＯ評価器の性能に近づく。

以下、一例として、上記のとおりＣＤＤ−ＯＦＤＭについての好ましいシステムの構成である、Ｎ_T＝２個の送信アンテナを有するＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムについて考える。この場合、以下の簡略化が得られる。

アンテナμ＝１のＣＴＦは、位相の歪みがないのに対し、アンテナμ＝２のＣＴＦは、１と−１との間で振動することが分かる。偶数および奇数のサブキャリアについて、以下の式が得られる。

すなわち、簡略化されたチャネル評価方式は、有効なチャネル伝達関数の評価を直接提供する。

好ましくは、（Ｄ_f、２）の最大公約数がこの場合は１になるため、奇数のパイロット間隔が必要となる。そして、集合ｍ＝０に属する１個のパイロットに、集合ｍ＝１に属するパイロットが続く。

図５は、２つの送信アンテナを具備するＣＤＤ−ＯＦＤＭの本発明のパイロットグリッド構造を示している。

図５に示されているように、２つの連続するパイロットは、それぞれ偶数および奇数のサブキャリアを占めている。偶数および奇数のサブキャリアのチャネル伝達関数を評価するために、それぞれ偶数および奇数のサブキャリアにあるパイロットのみが使用される。

以下、最大周期的遅延によるＣＤＤ−ＯＦＤＭについてのチャネル評価に対する幾つかの本発明に係る修正について説明する。

周期的遅延パラメータδ_cycが任意に選択される場合、パイロット間隔Ｄ_fに対して幾つかの制約が課される。例えば、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_TおよびＮ_T＝２について、パイロット間隔Ｄ_fは奇数でなければならない。

しかしながら、これらの制約は、結果として得られるシステムの柔軟性を制限する。本発明は追加的に、Ｄ_fに対する要件を緩和する概念を提供する。

以下、２６６による上記システムを一例として検討する。オフセットパラメータをパイロットグリッドに課すことにより、任意のＤ_fをサポートできる。例えば、Ｎ_T＝２個の送信アンテナに対する、図６に示されているような本アプローチにおいて、奇数Ｄ₀だけ第１のパイロットの開始をシフトすることにより、チャネルは、Ｄ_fが偶数であっても評価可能である。

パイロットグリッドの開始のＤ₀のシフトは、望ましくない場合もある。このような場合、送信機は、本発明のさらなる態様に従ってわずかに修正できる。

図７は、偶数のパイロット間隔Ｄ_fをサポートできる本発明のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。

図７の本発明のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機は、マルチプレクサ７０３に接続したパイロット生成器７０１を備えている。マルチプレクサ７０３は、データシーケンスを受信するための入力と、ＩＦＦＴ変換器７０５に接続した複数の出力とを有している。ＩＦＦＴ変換器７０５は、パラレルシリアルコンバータ７０７（Ｐ／Ｓ）に接続した複数の出力を有している。パラレルシリアルコンバータ７０７の出力によって決まる信号パスは、第１の信号パス７０９および第２の信号パス７１１に分割されている。

第１の信号パス７０９は、第１の送信アンテナ７１５に接続した出力を有するガード導入ブロック７１３に接続している。

第２の信号パス７１１は、さらなる入力７１９を有する乗算器７１７の入力と、遅延要素７２１に接続した出力とに接続している。遅延要素７２１は、ガード導入ブロック７２３を介して第２の送信アンテナ７２５に接続している。

図７に示されている本発明に係る送信機は、乗算器７１７のさらなる入力７１９に提供されるアンテナ依存複素定数

による乗算に関して、図１２に示されているＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機とは異なる。本発明によると、アンテナ依存複素定数は、Ｄ_T個のＯＦＤＭシンボルごとに１回変化する。最大周期的遅延δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tについて、この複素定数の可能な値は

である。Ｎ_T＝２および偶数Ｄ_fの例について、アンテナ依存定数は、第１のアンテナ７１５に対して、

、および第２のアンテナ７２５に対して、

と設定することができる。

受信信号に対する効果は、偶数Ｄ_fによる本発明のパイロットグリッド構造を示す図８に示されている。

本発明によると、偶数および奇数の集合は、Ｄ_T個のＯＦＤＭシンボルごとに１個のサブキャリアだけシフトされ、これはパイロットのシフトＤ₀と同じ効果を有する。

がＤ_T個のＯＦＤＭシンボルの定数であることに注目すべきである。さらに、２つの送信アンテナについて、

は、第２のアンテナの入力シーケンスを無効にするだけであり、これは入力シーケンス値の符号が変換されることを意味している。

図９は、Ｎ_T個のパイロットシーケンスを生成するための本発明の装置のブロック図である。この装置は、第１の入力９０３および第２の入力９０５を有するアサイナ９０１を備えている。アサイナ９０１は、周波数・時間コンバータ９０７に接続した複数の出力を有している。周波数・時間コンバータ９０７は、周波数・時間コンバータ９０７によって提供される変換されたシーケンスのμ番目のコピーを提供するための手段９０９に接続した出力を有している。μ番目のコピーを提供するための手段は、周波数・時間コンバータ９０７の出力によって定義された信号パスを複数の信号パスに分割し、ここで図９においては、一例として第１の信号パス９１１およびμ番目の信号パス９１３が示されている。μ番目の信号パス９１３は、出力を有する（遅延要素を）周期的に遅延させるための手段９１５に接続している。

図９に示されている装置は、第２の入力９０５を介して提供された情報信号と、周期的遅延ダイバーシティ方式によって第１の入力９０３を介して提供されたオリジナルパイロットシーケンスとを処理し、ここでは両シーケンスが図９に示されている。一例として、図９において、Ｄ_f＝３の場合について考える。図９に示されているように、オリジナルパイロットシーケンスの後続の値は、Ｄ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てられ、ここで情報シーケンスの一連の値が、残りのサブキャリアに割り当てられる。すなわち、本発明のアサイナ９０１は、多重化を実行する。図９に示されているように、割当てられたシーケンスは、アサイナ９０１の複数の出力を介して提供される。時間・周波数変換および任意のパラレルシリアル変換後、変換されたシーケンスの複数のコピーが提供される。

また、図９に示されている本発明の装置は、オリジナルパイロットシーケンスの後続の値のみを割り当てることができる点に注目すべきである。この場合、Ｄ_f＝１である。

図９に示されているように、変換されたシーケンスは、全部でＮ_T個のパイロットシーケンスに共通である。すなわち、本発明の装置は、単一の時間・周波数コンバータを使用する単一のオリジナルパイロットシーケンスから複数のパイロットシーケンスを提供し、これは例えば単一のフーリエ変換器、例えば単一のＩＦＦＴ変換を実行するためのＩＦＦＴ変換器であってもよい。例えば、μ番目のコピーを提供するための手段９０９は、図９に示されているように、変換されたシーケンスの複数のコピーを提供することができる。一例として、μ番目のコピーを提供するための手段９０９は、変換されたシーケンスまたは変換されたシーケンスの第１のコピーを、Ｎ_T個のパイロットシーケンスの第１のパイロットシーケンスとして提供し、同時に、μ番目のパイロットシーケンスを提供するのに使用される変換されたシーケンスのμ番目のコピーを提供することができる。

図９に示されているように、Ｎ_T個のパイロットシーケンスは、同一のオリジナルパイロットシーケンスに基づいており、すなわち同じ変換されたシーケンスから導かれる。同一の変換されたシーケンスからパイロットシーケンスを提供し、パイロットシーケンスの受信バージョンが受信機において分割できるように、変換されたシーケンスのコピーは、得られたパイロットシーケンスのスペクトル表現が上述のように異なるスペクトル領域を占めるような方法で処理される。例えば、μ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現は、バンドパススペクトル領域を占め、第１のパイロットシーケンスのスペクトル表現は、ベースバンドスペクトル領域またはさらなるバンドパス領域を占めており、両スペクトル領域は重複しない。上記のように、この特徴は、本発明のチャネル評価器によって利用可能であり、ここではスペクトル表現をフィルタするのに適用される簡単なバンドパスフィルタがチャネル評価を得るために使用することができる。

分割可能なトレーニングシーケンスを提供するために、提供されている発明は、所定の周期的な遅延を適用する。任意の異なるパイロット間隔Ｄ_fが使用できる。より具体的には、本発明の周期的な遅延手段９１５は、Ｄ_fに依存する遅延値によって変換されたシーケンスのμ番目のコピーを周期的に遅延させ、あるいはアサイナは、周期的な遅延値に依存するパイロット間隔を使用する。すなわち、Ｄ_fは遅延係数に依存する。

本発明によると、遅延係数つまりＤ_fは、例えばμ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現に位相シフトシーケンス、例えば＋１、−１などが乗算されるように選択され、これは上述のアップコンバート効果をもたらす。

より具体的には、周期的遅延手段９１５は、以下の式から得られる遅延係数により変換されたシーケンスのμ番目のコピーを周期的に遅延させる。

これは、μ番目のパイロットシーケンスを得るためのものであり、ここで、

であり、または、本発明のアサイナ９０１は、Ｄ_f番目ごとのサブキャリアにオリジナルパイロットシーケンスの後続の値を割り当て、ここで、Ｄ_fは以下の式から得られる。

ここで、ｋは、最大公約数ＧＣＤが以下のようになるように選択される。

例えば、遅延係数は固定されている。この場合、本発明のアサイナ９０１は、結果としてμ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が例えばバンドパススペクトル領域にアップコンバートされるようにＤ_fを選択することができる。

固定されたＤ_fについて、本発明の周期的遅延手段９１５は、μ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が一例として、上記バンドパススペクトル領域を占めるように変換されたシーケンスのμ番目のコピーを遅延させることができる。

本発明のさらなる態様によると、本発明のアサイナ９０１および本発明の周期的遅延手段９１５は共働することができる。より具体的には、アサイナ９０１および周期的遅延手段９１５は、Ｄ_fの可能な値および周期的な遅延値の可能な値が制限されても所望の効果が得られるように、Ｄ_fおよび遅延値を調整することができる。

図６の実施形態を再度参照すると、Ｄ_fは偶数であってもよく、これは上記問題に関連している。偶数および奇数のサブキャリアの両方をカバーするために、本発明のアサイナ９０１は、例えば、パイロットが送信されるタイムインスタントにおいて奇数のサブキャリアから開始するＤ_f番目ごとのサブキャリアに、オリジナルパイロットシーケンスの後続の値を割り当て、また、さらに送信される次のタイムインスタントにおける偶数のサブキャリアから開始するＤ_f番目ごとのサブキャリアに、オリジナルパイロットシーケンスの後続の値を割り当てることができ、逆もまた同様である。すなわち、本発明のアサイナ９０１はナンバリングシフトを導入し、パイロットは異なるタイムインスタントにおいて偶数および奇数のサブキャリアに割り当てられる。

図７の実施形態を再度参照すると、μ番目のコピーを提供するための手段９０９は、変換されたシーケンスのμ番目のコピーに乗算係数を乗算し、乗算されたコピーを変換されたシーケンスのμ番目のコピーとして提供するための乗算器７１７を備えている。上記のとおり、乗算係数はアンテナに依存している、つまり、例えばμ番目のコピーに関連付けられたナンバリングインデックスに依存している。例えば、ナンバリングインデックスはμに等しくてもよい。すなわち、図８に示されている効果は、上記のようにもたらされる。より具体的には、乗算器は、変換されたシーケンスのμ番目のコピーを乗算し、以下のような乗算係数によりｌ番目のタイムインスタントで送信されるμ番目のパイロットシーケンスを得ることができる。

ここで、Ｄ_tは、ｌ番目のタイムインスタントと（ｌ＋１）番目のタイムインスタントと間の時間間隔である。

上述のように、遅延要素９１５は、μ番目のパイロットシーケンスを提供するために乗算されるコピーを周期的に遅延させる。遅延要素９１５は、周期的シフト要素であってもよい。

本発明によると、本発明のフィルタは一定のキャリア周波数に合わせる必要はないため、フィルタのＮ_T個の集合ではなくフィルタの１つの集合のみでよい。さらに、全ての送信アンテナが近似した電力遅延プロファイルを有していれば、他の集合との相関はゼロであり、性能の劣化は生じない。

本発明の方法の一定の実施要件に応じて、本発明の方法はハードウェアまたはソフトウェアで実施可能である。この実施は、デジタル記憶媒体、特に、電子的に読み取り可能な制御信号を記憶したディスクやＣＤを使用して実施可能であり、これは、本発明の方法が実施できるようにプログラム可能なコンピュータシステムと共働する。一般的に、本発明は、プログラムコードを機械的に読み取り可能なキャリアに記憶したコンピュータプログラム製品であり、このプログラムコードは、コンピュータ上で本発明の方法を実施する。すなわち、本発明の方法は、コンピュータ上で本発明の方法を実施するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

本発明の第１の実施形態に係るチャネル評価器である。 本発明のさらなる実施形態に係るチャネル評価器である。 ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムにおける有効なチャネル入力応答を示す。 パイロットグリッド構造を示す。 パイロットグリッド構造を示す。 パイロットグリッド構造を示す。 パイロットグリッド構造を示す。 パイロットグリッド構造を示す。 本発明の第１の実施形態に係る修正ＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 パイロッドグリッド構造を示す。 本発明の第１の実施形態に係るＮ_T個のパイロットシーケンスを提供するための装置を示す。 ＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器のブロック図である。 ＭＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。 ＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 ＣＤＤシナリオにおける有効なチャネル伝達関数の大きさを示す。 アンテナごとに個々のパイロット導入ユニットを使用するＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。

Claims (35)

1. 受信シーケンスに基づいて有効なチャネルを評価するためのチャネル評価器であって、
   前記受信シーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントからＮ_T個の通信チャネルを介して受信ポイントに送信可能なＮ_T個のパイロットシーケンスの重畳を含むものであり、
   Ｎ_T−１個のパイロットシーケンスは、第１のパイロットシーケンスの変調されたバージョンであり、
   前記有効なチャネルは、前記Ｎ_T個の送信ポイントから前記受信ポイントに延びる前記Ｎ_T個のチャネルの重畳を含むものであって、
   選択された値のＮ_T個の集合を提供するセレクタ（１０１）であって、ある集合内でｍ番目の値から始めて前記受信シーケンスに含まれている前記ある集合の値からＤＮ_T番目ごとの値を選択することにより、選択された値のＮ_T個の集合の選択された値のｍ番目の集合を提供するものであって、Ｄがパイロット間隔である、セレクタ（１０１）と、
   フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたポイントにおける前記有効なチャネルの評価を含んだ前記フィルタされた値のｍ番目の集合を提供するために、前記選択された値のｍ番目の集合をフィルタするためのフィルタ（１０５）と
   を備えるチャネル評価器。
2. 前記受信シーケンスは、複数の後続の受信シーケンス値を含むものであり、
   Ｄ番目ごとの受信シーケンス値は、Ｎ_T個のパイロットシーケンスの値によって決まるパイロット情報を含むものであり、
   前記フィルタ（１０５）は、前記選択された値のｍ番目の集合内の後続の値の間のインターポレートされた値を含むインターポレートされた第ｍ番目の集合を提供するためのパイロット情報を含む前記選択されたｍ番目の集合内の後続の値の間をインターポレートするインターポレートフィルタであり、
   前記フィルタ（１０５）は、前記インターポレートされた、選択された値の第ｍ番目の集合を、前記フィルタされた値のｍ番目の集合として提供するものである、
   請求項１に記載のチャネル評価器。
3. 前記フィルタ（１０５）は、関連付けられた、選択された値の集合内の後続の値の間のＮ_TＤ個のインターポレートされた値を提供するものであり、
   前記選択された値のｍ番目の集合に関連付けられた前記フィルタ（１０５）は、前記選択された値のｍ番目の集合の後続の値の間のＮ_TＤ個のインターポレートされた値を提供するものである、
   請求項１または２に記載のチャネル評価器。
4. 前記フィルタ（１０５）は多項式インターポレートフィルタである、請求項１〜３のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
5. 前記フィルタ（１０１）はウィーナーインターポレートフィルタである、請求項１〜４のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
6. 前記セレクタ（１０１）は、選択された値のＮ_T個の集合を提供するためのＮ_T個の出力を備えるものであり、
   選択された値のｍ番目の集合は、ｍ番目の出力を介して提供されるものであり、
   前記チャネル評価器は、フィルタされた値のＮ_T個の集合を提供するための前記セレクタ（１０１）のＮ_T個の出力に接続したＮ_T個のフィルタを備えるものであり、
   前記フィルタされた値のＮ_T個の集合のうちｍ番目の集合は、ｍ番目の有効なチャネルの評価を含んだものであり、ここで前記ｍ番目の有効なチャネルは、前記フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたポイントにおける前記有効なチャネルの評価である、
   請求項１〜５のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
7. 前記Ｎ_T個のフィルタはローパスフィルタである、請求項６に記載のチャネル評価器。
8. 前記受信シーケンスは時間ドメインシーケンスであり、
   前記有効なチャネルは、Ｎ_T個のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ有効なチャネルインパルス応答であり、
   前記受信シーケンスは送信シーケンスの受信バージョンを含むものであり、ここで前記送信シーケンスは、第１のパイロットシーケンスの後続の値を前記送信シーケンスのＤ番目ごとの値に割り当てることにより得られるものであり、ここでＤは前記送信シーケンスにおける前記第１のパイロットシーケンスの後続の値の間のタイムインターバルであり、
   前記第１のパイロットシーケンスの各値にはＤ−１個の送信値が続き、
   前記第１のパイロットシーケンスの前記値はパイロット情報であり、
   前記セレクタ（１０１）は、ｍ番目のタイムインスタントにおいて受信可能な前記ｍ番目の値から開始する前記選択された値のｍ番目の集合を提供し、ＤＮ_T番目ごとのタイムインスタントにおいて受信可能なＤＮ_T番目ごとの値を選択するものである、
   請求項１〜７のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
9. 前記セレクタ（１０１）は、前記受信シーケンスを受信するためのある入力と、選択された値のＮ_T個の集合を提供するためのＮ_T個の出力とを備えるものであり、
   前記選択された値のｍ番目の集合は、前記Ｎ_T個の出力のうちのｍ番目の出力を介して提供されるものである、
   請求項１〜８のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
10. 前記フィルタ（１０５）は、時間ドメインにおいてインターポレートを行うためのインターポレートフィルタである、請求項８または９に記載のチャネル評価器。
11. 前記セレクタ（１０１）のＮ_T個の出力に接続したＮ_T個のフィルタを備え、
    前記Ｎ_T個のフィルタ（１０１）は、インターポレートされた値のＮ_T個の集合を、フィルタされた値のＮ_T個の集合として提供するためのインターポレートフィルタであり、
    前記Ｎ_T個のフィルタ（１０５）は、前記値の集合の後続のパイロットシーケンス値間のインターポレートされたＮ_TＤ個の値を生成し、
    前記インターポレートされた値のＮ_T個の集合は、前記有効なチャネルインパルス応答のＮ_T個の評価を含むものである、
    請求項９または１０に記載のチャネル評価器。
12. 前記有効なチャネルインパルス応答の前記Ｎ_T個の評価から前記Ｎ_T個のチャネルインパルス応答を算出する手段をさらに備える請求項１１に記載のチャネル評価器。
13. 前記算出する手段は、前記Ｎ_T個のチャネルインパルス応答の重畳を含んだ前記有効なチャネルインパルス応答の前記Ｎ_T個の評価により決まるＮ_T個の式から前記Ｎ_T個のチャネルインパルス応答を算出するものである、請求項１２に記載のチャネル評価器。
14. 前記受信シーケンスは周波数ドメインシーケンスであり、
    前記有効なチャネルは有効なチャネル伝達関数であり、
    前記受信シーケンスはマルチキャリアシーケンスの受信バージョンを含むものであり、
    前記マルチキャリアシーケンスの後続の値は、マルチキャリア変調方式の後続のサブキャリアに割り当てられるものであり、
    Ｎ_T個のパイロットシーケンスの後続の値は、Ｄ番目ごとのサブキャリアに割り当てられるものであり、
    前記セレクタ（１０１）は、ｍ番目のサブキャリアに関連付けられた前記ｍ番目の値から開始する前記選択された値のｍ番目の集合を提供し、ＤＮ_T番目ごとのサブキャリアに関連付けられたＤＮ_T番目ごとの値を選択するものである、
    請求項１〜９のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
15. 前記受信シーケンスは複数の受信シーケンス値を含むものであり、
    前記セレクタ（１０１）は、複数の入力と、選択された値のＮ_T個の集合を提供するためのＮ_T個の出力とを備えるものであり、
    前記選択された値のｍ番目の集合は、ｍ番目の出力を介して提供されるものである、
    請求項１４に記載のチャネル評価器。
16. フィルタされた値のＮ_T個の集合を提供するため、前記セレクタ（１０１）のＮ_T個の出力に接続したＮ_T個のフィルタ（１０５）を備え、
    フィルタされた値の各集合は、前記フィルタされた値のそれぞれの集合に関連付けられたサブキャリアにより決まる周波数ポイントにおける前記有効なチャネル伝達関数の評価を含むものである、
    請求項１５に記載のチャネル評価器。
17. 前記Ｎ_T個のフィルタ（１０５）は、インターポレートされた値のＮ_T個の集合を、フィルタされた値のＮ_T個の集合として提供するインターポレートフィルタであり、
    前記Ｎ_T個のフィルタは、前記値の集合内の後続の値の間のＮ_TＤ個のインターポレートされた値を生成するものであり、
    前記インターポレートされた値のＮ_T個の集合は、前記有効なチャネル伝達関数のＮ_T個の評価を含むものである、
    請求項１５または１６に記載のチャネル評価器。
18. 前記Ｎ_T個のフィルタ（１０５）は、周波数方向にインターポレートするためのインターポレートフィルタであり、
    前記選択された値のｍ番目の集合内の前記値は、一連の周波数ポイントに関連付けられるものであり、
    前記ｍ番目のフィルタは、前記一連の周波数ポイント間の中間周波数ポイントに関連付けられた中間値を有する前記フィルタされた値のｍ番目の集合を提供するものである、
    請求項１４〜１７のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
19. 前記Ｎ_T個のフィルタは、時間方向にインターポレートするためのインターポレートフィルタであり、
    前記ｍ番目のフィルタ（１０５）は、第１のタイムインスタントと第２のタイムインスタントとの間の中間タイムインスタントにおける選択された値のｍ番目の集合を提供するために、前記第１のタイムインスタントにおける前記選択された値のｍ番目の集合または前記フィルタされた値のｍ番目の集合の対応する値と、前記第２のタイムインスタントにおける前記選択された値のｍ番目の集合または前記フィルタされた値のｍ番目の集合内の値との間をインターポレートするものである、
    請求項１４〜１８のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
20. 前記Ｎ_T個のフィルタ（１０５）は、周波数方向および時間方向に同時にインターポレートを行うインターポレートフィルタである、請求項１４〜１９のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
21. 異なる周波数ポイントにおける前記Ｎ_T個のフィルタ（１０５）によって提供された前記チャネル伝達関数の前記評価を、複合有効なチャネル伝達関数に構成するためのコンポーザをさらに備える請求項１４〜２０のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
22. Ｎ_T＝２であり、
    第１のフィルタ（１０５）は、奇数番号のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントにおける前記チャネル伝達関数の評価を提供するものであり、
    第２のフィルタ（１０５）は、偶数番号のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントにおける前記有効なチャネル伝達関数の評価を提供するものであり、
    前記コンポーザは、奇数番号のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントにおける前記有効なチャネル伝達関数の前記評価の値を、前記複合有効なチャネル伝達関数の奇数番号のサブキャリアに割り当て、偶数番号のサブキャリアに関連付けられた周波数ポイントにおける前記有効なチャネル伝達関数の前記評価の値を前記複合有効なチャネル伝達関数の偶数番号のサブキャリアに割り当てることにより、前記複合有効なチャネル伝達関数を構成するものである、
    請求項２１に記載のチャネル評価器。
23. オリジナルパイロットシーケンスからＮ_T個のパイロットシーケンスを生成する装置であって、
    前記Ｎ_T個のパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントによって送信されるものであり、
    前記Ｎ_T個のパイロットシーケンスのうちのμ番目のパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントの中のμ番目の送信ポイントによって送信されるものであり、
    割当てられたシーケンスを得るために前記オリジナルパイロットシーケンスの後続の値を、複数のサブキャリアを用いるマルチキャリア変調方式のＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てるアサイナ（９０１）と、
    前記割当られたシーケンスを変換されたシーケンスに変換するための周波数・時間コンバータ（９０７）と、
    前記変換されたシーケンスのμ番目のコピーを提供する手段（９０９）と、
    μ番目のパイロットシーケンスを得るために前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを周期的に遅延させる手段（９１５）と
    を備える装置。
24. 前記時間・周波数コンバータ（９０７）は、前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを提供するための前記手段（９０９）の入力に接続した出力を有するものである、請求項２３に記載の装置。
25. 前記μ番目のコピーを提供する前記手段（９０９）は、前記変換されたシーケンスまたは前記変換されたシーケンスのコピーを、Ｎ_T個のパイロットシーケンスのうちの第１のパイロットシーケンスとして提供するものである、請求項２３または２４に記載の装置。
26. 前記変換されたシーケンスは、前記Ｎ_T個のパイロットシーケンスに対し共通である、請求項２３〜２６のいずれか一項に記載の装置。
27. 前記周期的に遅延させる手段（９１５）は、Ｄ_fに依存する遅延値によって前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを周期的に遅延させるものであり、または、
    Ｄ_fは、遅延係数に依存するパイロット間隔である、
    請求項２３〜２６のいずれか一項に記載の装置。
28. 前記周期的に遅延させる手段（９１５）は、Ｄ_fに依存する遅延係数により前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを周期的に遅延させるものであり、
    前記μ番目のコピーの前記遅延係数
    

    

    は、前記μ番目のパイロットシーケンス
    

    

    を得るために、以下の式から得られるものであり、
    

    

    であり、または、
    前記アサイナ（９０１）は、前記オリジナルパイロットシーケンスの後続の値をＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てるものであり、
    Ｄ_fは、前記遅延係数に依存するパイロット間隔であり、
    Ｄ_fは以下の式から得られるものであり、
    

    

    ここで、ｋは最大公約数ＧＣＤが
    

    

    となるように選択されるものである、
    請求項２３〜２７のいずれか一項に記載の装置。
29. 前記時間・周波数コンバータ（９０７）は、シングルフーリエ変換を実行するシングルフーリエ変換器である、請求項２３〜２８のいずれか一項に記載の装置。
30. Ｄ_fは偶数であり、
    前記アサイナ（９０１）は、前記オリジナルパイロットシーケンスの後続の値を第１のタイムインスタントにおける奇数番号のサブキャリアから開始するＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当て、前記オリジナルパイロットシーケンスの前記後続の値を前記第１のタイムインスタントに続く第２のタイムインスタントにおける偶数番号のサブキャリアから開始するＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てるものであり、またはその逆である、
    請求項２３〜２９にいずれか一項に記載の装置。
31. 前記μ番目のコピーを提供する前記手段（９０９）は、前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーに乗算係数を乗算する乗算器（７１７）を備え、乗算されたコピーを前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーとして提供するものであり、
    前記乗算係数は、前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーに関連付けられたナンバリングインデックスに依存するものである、
    請求項２３〜３０のいずれか一項に記載の装置。
32. 前記乗算器（７１７）は、前記乗算係数
    

    

    によりｌ番目のタイムインスタントにおいて送信される前記μ番目のパイロットシーケンスを得るために、前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを乗算するものであり、
    Ｄ_tは、前記ｌ番目のタイムインスタントと（ｌ＋１）番目のタイムインスタントとの間の時間間隔である、
    請求項３１に記載の装置。
33. 受信シーケンスから有効なチャネルを評価するための方法であって、
    前記受信シーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントからＮ_T個の通信チャネルを介して受信ポイントに送信できるＮ_T個のパイロットシーケンスの重畳を含むものであり、
    Ｎ_T−１個のパイロットシーケンスは、第１のパイロットシーケンスの変調バージョンであり、
    前記有効なチャネルは、前記Ｎ_T個の送信ポイントから前記受信ポイントに延びる前記Ｎ_T個のチャネルの重畳を含むものであり、
    選択された値のＮ_T個の集合を提供するステップであって、前記選択された値のＮ_T個の集合のうち選択された値のｍ番目の集合は、ある集合内でｍ番目の値から開始する前記受信シーケンスに含まれている前記ある集合からＤＮ_T番目ごとの値を選択することにより提供されるものであり、Ｄはパイロット間隔である、ステップと、
    前記選択された値のｍ番目の集合をフィルタするステップであって、フィルタされた値のｍ番目の集合に関連付けられたポイントにおける前記有効なチャネルの評価を含んだ前記フィルタされた値のｍ番目の集合を提供する、フィルタするステップと
    を含む方法。
34. オリジナルパイロットシーケンスからＮ_T個のパイロットシーケンスを生成する方法であって、
    前記Ｎ_T個のパイロットは、Ｎ_T個の送信ポイントによって送信されるものであり、
    前記Ｎ_T個のパイロットシーケンスのμ番目のパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の送信ポイントのμ番目の送信ポイントによって送信されるものであり、
    割当てられたシーケンスを得るために前記オリジナルパイロットシーケンスの後続の値を、複数のサブキャリアを用いるマルチキャリア変調方式のＤ_f番目ごとのサブキャリアに割り当てるステップと、
    前記割当てられたシーケンスを変換されたシーケンスに周波数・時間変換するステップと、
    前記変換されたシーケンスのμ番目のコピーを提供するステップと、
    前記μ番目のパイロットシーケンスを得るために前記変換されたシーケンスの前記μ番目のコピーを周期的に遅延させるステップと
    を含む方法。
35. コンピュータ上で、請求項３４に記載の方法を実行するために請求項３３に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

Images