JP2007521729A - 狭帯域干渉信号を相殺する方法 - Google Patents

Abstract

受信器において狭帯域干渉信号を相殺する方法が与えられる。参照信号(ref_in)が、受信入力信号(in)から減算される。減算の結果の位相は、アークタンジェント関数に基づいて計算される。前記アークタンジェント関数からの出力信号へのアンラップ関数は、絶対位相表現を生成するために、前記アークタンジェント関数により生じられるモジュロ2π制限を除外することによって実行される。周波数オフセットは、所定の時間だけずられる位相表現値を比較することによって決定される。前記狭帯域干渉信号は、前記決定された周波数オフセットの結果に基づき相殺される。

Description

本発明は、概して無線通信の分野に関し、特に広帯域通信装置における狭帯域干渉物(interferer)の干渉相殺／抑制に関する。

無線演算処理は、使用者が有線インフラに束縛される必要なくネットワークサービスにアクセスすることを可能にするので、大変な成長を経験してきた。近年における無線ネットワークの急激な成長が原因で、種々異なるネットワークが互いに干渉する問題が発生してきた。これらの問題は、ネットワークが同一の周波数帯域を占有し、互いに干渉を生じる場合において重大である。最も急激に進化し及び広い人気を獲得してきた２つの無線システムは、ＩＥＥＥによって開発されたＩＥＥＥ８０２．１１と識別される無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）標準規格及びブルートゥース技術すなわちＩＥＥＥ８０２．１５．１である。両方のこれらのシステムは、2.4GHzの産業、科学及び医療（ＩＳＭ）帯域（すなわち2.400-2.4835GHz）で動作する。ＩＥＥＥ８０２．１１のＷＬＡＮは、オフィス又はビルのような広いエリアをカバーするように設計されている。ネットワークの基礎的な構築ブロックは、いくつかの無線局及び１つの固定アクセスポイントからなるいわゆる基本サービスセット（ＢＳＳ）である。アクセスポイントは、有線ネットワークへの接続を提供する。ＷＬＡＮは、11Mb/sと同等の高さのビットレートで動作し、ＦＨＳＳ(周波数ホッピングスペクトラム拡散)又はＤＳＳＳ（直接シーケンススペクトラム拡散）の一方を用いることが可能である。ＦＨＳＳシステムの場合、ホッピングシーケンスは、各々1MHz幅の７９チャネルにわたり、一方で、ＤＳＳＳシステムは、１１チップ・バーカー・シーケンスを用い、帯域幅は、大まかに20MHzに等しい。

ＩＥＥＥ信号に関する更なる情報に関しては、IEEE Std 802.11-1997における、無線ＬＡＮ媒体アクセス制御（ＭＡＣ）及び物理層（ＰＨＹ）仕様に関するＩＥＥＥ標準を参照されたい。

しかし、ブルートゥースは、約１０ｍの範囲の使用者付近における装置の相互接続を提供する。ブルートゥースシステムは、2.4GHzにおけるＩＳＭ周波数帯域、すなわちＷＬＡＮネットワークが占有するのと同じ帯域を使用する。データビットは、ガウス周波数偏移変調を用いて変調され、周波数ホッピングスペクトラム拡散（ＦＨＳＳ）を用いて伝送される。ブルートゥースは、各々1MHz幅の７９個の異なる周波数チャネルを用いることによってＩＳＭの79MHzを占有する。ブルートゥース送信器／受信器は、周波数チャネル毎において時間スロット毎に625μs留まり、すなわちシステムは、チャネルを毎秒1600回変更する。ブルートゥース送信器は、625μs長時間スロットのうち366μsのみ有効であり、斯様にして、時間スロット毎に366ビットの最大ペイロードサイズを与える。ブルートゥースは、1Mb/sに等しいビットレートを提供することが可能である。ＦＨＳＳスキームは、物理レベルにおいて用いられ、各々のマスタは、種々異なるホッピングシーケンスを選択し、これにより、ピコネットは、互いに干渉することなく同一エリアにおいて動作することが可能である。

IEEE802.11b及びブルートゥースの両方は、（制限された数の）他のIEEE802.11b又はブルートゥースネットワークの夫々からの干渉を対処するように設計される。IEEE802.11（b）の直接シーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳにおいて、データ信号の出力は、いわゆるチャネル帯域幅Ｗである大きい幅にわたる疑似ノイズＰＮシーケンスを用いて拡散される。受信器において、ＤＳＳＳ信号は、同一のＰＮシーケンスを用いて逆拡散(despread)される。逆拡散の後における受信信号の帯域幅は、データ信号のナイキスト帯域幅Ｂに対応し、データレートr_bによって決定される。受信器において逆拡散される例えばブルートゥース信号等の連続波ＣＷ又はガウス周波数偏移変調ＧＦＳＫ変調信号のような狭帯域干渉物は、付加ホワイトガウスノイズＡＷＧＮとしてＢ内において取り扱われ得る。

受信器において、ＤＳＳＳ信号は、送信されたものと対応する同一のＰＮシーケンスと乗算される。この演算は、通常、ＤＳＳＳ信号を検出し、ブルートゥースＧＦＳＫ変調信号のような如何なる狭帯域干渉信号を抑制するために、ＤＳＳＳ受信器において実施される。しかし、狭帯域干渉信号の存在は、拡散が十分に大きいと仮定して、チャネル帯域幅に逆拡散され、そしてＡＷＧＮと同様にナイキスト帯域幅Ｂ内において存在すると考慮され得る。このことは、ＤＳＳＳ受信器の入力における信号対雑音比ＳＮＲの低下を導く。所望の信号は、IEEE802.11(b)ＤＳＳＳ信号であり得、これにより、受信信号は、ブルートゥース信号のようなIEEE802.11(b)ＤＳＳＳ信号及び狭帯域信号を表す。

IEEE802.11(b)システムの捕捉及び追跡部は、捕捉及び追跡部が拡散利得に部分的には依存しないので、受信器の最も重要な成分である。しかし、狭帯域干渉物は、例えば受信器が同期を獲得しようとする場合、特に有害である。

IEEE802.11b及びブルートゥースシステムは、ＩＳＭ周波数帯域を用いるので、特にブルートゥース信号がIEEE802.11b信号の帯域にホップする場合、干渉が発生し得る。したがって、狭帯域干渉物すなわちブルートゥース干渉物の影響を相殺する必要がある。

したがって、本発明の目的は、送信スペクトラムにおける狭帯域干渉信号を発見し相殺することである。

当該目的は、請求項１に従う狭帯域干渉信号を相殺する方法、及び請求項７に従う狭帯域干渉信号を相殺する装置によって解決される。

斯様にして、受信器において狭帯域干渉信号を相殺する方法が与えられる。干渉信号ref_inが、受信入力信号ＩＮから減算される。減算の結果の位相は、アークタンジェント関数に基づいて計算される。アークタンジェント関数からの出力信号に対するアンラップ関数は、絶対値位相表現を作成するために、アークタンジェント関数により生じられるモジュロ2π制限を取り除くことによって実行される。周波数オフセットは、所定の時間だけずらされる位相表現値を比較することによって決定される。狭帯域干渉信号は、決定された周波数オフセットの結果に基づいて相殺される。

当該受信装置の有利な点は、検出範囲が、±πによって制限されないので十分に広いことである。

本発明は、非線形周波数検出器を用い、参照信号に基づいて広帯域信号における狭帯域干渉信号を検出する着想に基づく。周波数誤り検出器の出力は、狭帯域干渉信号を相殺するのに用いられる。

本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載の実施例から明らかであり、これら実施例を参照して説明される。

干渉相殺は、IEEE802.11(b)受信器システムの捕捉部の前の干渉抑制フィルタの使用に基づく。干渉相殺方法は、自主的に動作し、このことは、IEEE802.11(b)受信器システムの捕捉部から何のフィードバックもないことを意味する。この要件は、干渉相殺アルゴリズムがアーキテクチャを変更することなく既存のシステムに加えられ得ることに基づく。干渉相殺手段のパラメータの最適化が実行されるべきである。

本発明の実施例に従う干渉相殺は、非線形搬送波オフセット検出器を用いて実行される。

初めに、非線形周波数誤り検出器ＦＥＤは、干渉相殺が説明される前に詳細に説明される。非線形周波数検出器は、モジュロ2πの制限を有することなく同位相及び直交成分のサンプル毎に位相を規定することによって5.xGHzで及び時間領域においてIEEE802.11aシステムにおいて動作する。この制限の除外は、以下に記載の位相アンラップ関数によって実行される。

周波数誤り検出は、データをチャネルを介して効率的に送信するロバストな技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を参照して説明される。当該技術は、データを送信するために、１つのチャネル帯域幅において複数の副搬送波周波数を用いる。これらの副搬送波は、副搬送波周波数スペクトルを分離及び隔離し、これにより搬送波間干渉（ＩＣＩ）を防ぐために、チャネル帯域幅の大部分を無駄にする周波数分割多重（ＦＤＭ）のような、より従来型の送信解決法と比較して最適化帯域幅効率用に構成される。

搬送波周波数オフセット推定は、同位相及び直交成分のサンプル毎に位相を規定することによって時間領域において実行される。入力信号毎に関する位相の定義は、以下で定義される位相領域における入力信号の表現として確認され得る。

位相領域は、時間の関数として、入力複素信号(x(t))の同位相(I(t))及び直交(Q(t))成分毎の間の位相をサンプルを基にして表す。

位相領域において、副搬送波不確定性(ambiguity)問題は、入力複素（同位相及び直交）サンプルにおいてアークタンジェント関数を有する位相の計算によって生じられ得る。アークタンジェント関数は、±モジュロ2πに制限される範囲を有する。アークタンジェントのモジュロ2πは、以下に示されるように、±1/2の搬送波不確定性が原因である±πの位相不確定性を引き起こす非線形性を導入する。

ここで搬送波周波数オフセットを、２つのサンプル間の時間T_s、ＯＦＤＭ信号の副搬送波の数N及びＯＦＤＭ符号の期間NT_sを用いて、

と表現し、これにより式（１）は、搬送波周波数オフセットが搬送波間隔(1/NTs)のα倍で表現されることを示す。

そして、入力ＯＦＤＭ信号x(t)を用いて周知のフーリエ変換の対

を用いる場合、式（２）は、一定周波数移動が、ＯＦＤＭ信号x(t)の位相を線形増加するようにさせることを示す。位相のこの線形的な振る舞いは、時間領域におけるx(t)の搬送波周波数オフセットを推定するのに用いられ得る。x(t)の位相を用いることを望む場合、アークタンジェント関数

が必要となる。式（１）及び式（３）を組み合わせると、式（４）

が得られる。式（４）へのＯＦＤＭ符号期間の代入は、

を生じる。式（５）のモジュロ(2π)部分は、Ψ(NT_s)の値を±πに制限し、よってαの最大値は、

である。式（６）は、副搬送波不確定性が、アークタンジェント関数のモジュロ2πから生じられることを示す。アークタンジェント関数のこのモジュロ2πは、Ψ(t)における非線形演算であり、これにより、Ψ(t)を用いたいと望む場合、モジュロ2πの非線形性のないアークタンジェント関数が必要となる。この非線形性を除外することが可能である非線形ＦＥＤが説明され、この除外は、位相における非線形演算でもある。モジュロ2πの制限を除外することによって、Ψ(t)は、如何なる位相ジャンプも有さない連続関数になる。複素平面(ｘ軸に同位相成分及びｙ軸に直行成分)を見る場合、位相ジャンプは、位相が、πより大きい絶対値で第１象限から第３又は第４象限（又は逆方向に）移動する場合に発生する。斯様にして、位相における不連続性は、位相がπより大きい絶対値で複素平面における同位相軸を通過する場合発生する。

この文書の更なる部分において、これらの位相ジャンプの除外は、「位相アンラップ(phase unwrapping)」と呼ばれる。この位相アンラップは、絶対値位相関数Φ(t)になり、このことは、位相の値が、例えば、Φ(t)＝23.67πであることもあり、そしてΨ＝-0.33p mod(2p)の相対値に制限されないことを意味する。提案された非線形ＦＥＤの広い捕獲範囲を与えるのは、この絶対値表現Φ(t)である。ＦＥＤの捕獲範囲は、アークタンジェント関数によって生じられる搬送波間隔の±1/2倍（θ(NT_s)/2πがゼロに等しいと仮定して）によってもはや制限されないことを示し得る。

以下において、周波数オフセットを有する離散ＯＦＤＭ信号の位相表現が説明される。離散ＯＦＤＭ信号は、

であり、ここでｐはＯＦＤＭ符号の未使用の副搬送波の数であり、Ｂ_ｉはｉ番目の副搬送波の初期位相及び振幅を表す複素信号であり、ｎはサンプル指数である。

の位相

は、αの線形関数と副搬送波の位相の和との和である。このαの線形関数は、以下の説明のように、特定の離散ＯＦＤＭプリアンブル信号に関しても得られ得、IEEE P802.11a/D7.0プリアンブル(Preamble)（更には「ＩＥＥＥプリアンブル」と呼ばれる）の位相表現が、Ｗ−ＬＡＮ ＯＦＤＭシステムにおいて用いられる。このＩＥＥＥ Ｗ−ＬＡＮ ＯＦＤＭシステムは、次の数字；サンプル周波数F_s=20MHz(T_s=50ns)及び未使用副搬送波p=6であるような場合のN=64ポイント（Ｉ）ＦＦＴを使用し、これらの数字を式（７）及び式（８）に代入し、ＯＦＤＭ信号に関して

を得て、ＯＦＤＭ信号の位相に関して

を得る。

プリアンブルは、IEEE P802.11a/D7.0において定義される。

によって与えられるシーケンスの要素Ｓ_ｉによって変調されるのは、１２個の副搬送波からなる短ＯＦＤＭ符号であり、ここで、指数(-26,…,26)は、ＯＦＤＭ符号の副搬送波の数を参照する。ＩＥＥＥプリアンブルが５２個の副搬送波うちの１２個のみを用いるので、平均パワーを正規化するのに要素

による乗算が必要である。式（１１）から、４の倍数である指数を有する副搬送波のみが非ゼロであり、したがって、m=i/4の式（９）への代入及び要素Ｂ_ｉの要素Ｓ_ｉとの交換により、ＩＥＥＥプリアンブルの表現

及びＩＥＥＥプリアンブルの位相

を生じることが確認され得る。副搬送波Ｓ_０は、ゼロ（直流副搬送波）に等しく、指数m=0は、ＩＥＥＥプリアンブルに関して使用されない。式（１２）は、ｍ＝±１である場合、ＯＦＤＭ信号における基本周波数が、F₀=1/NTになることを示す。

そしてプリアンブルの時間すなわち周期

は、１６個のサンプルであり（ＯＦＤＭ信号のように６４ではなく）、よってＩＥＥＥプリアンブルは、１６個のサンプルの持続時間(800ns)を有する。
シーケンスＳの成分を幾分更に見てみると、β_ｍが任意の数であるとすると、

であることが分かる。式（１２）におけるこのゴニオメトリック同等性(goniometric equality)を用いて、

が生じ、ここで

を用いると、ＩＥＥＥプリアンブルの表現は、

になる。
ＩＥＥＥプリアンブルの位相

は、初期位相(π/4)、搬送波周波数オフセットの関数としての線形変化位相

及び複数の周波数に関する正弦波の和に実行されたアークタンジェント関数(θ_n)の和である。θ_nの振る舞いは、分析的に決定するのは簡単ではないので、上部(複素平面表現)における（１６の周期的な）ＩＥＥＥプリアンブルのサンプル毎に関する同位相及び直交成分と、下部(位相領域表現)におけるＩＥＥＥプリアンブルのアークタンジェント値とが決定されるシミュレーションによって得られる。モジュロ2π位相補正は、サンプル１及び２（mod16）、６及び７（mod16）、１０及び１１（mod16）並びに１３及び１４（mod16）間において実行される必要があり、それは、これらの連続サンプル間においてＩＥＥＥプリアンブルの位相がπより大きい絶対値で同位相軸を通過するからであることが確認され得る。

2π位相補正は、アンラップ関数（U_n）によって実行され、次のように説明され得る。アンラップ関数（U_n）は、2πのｋ倍を蓄積し、ｋは、U_nが適用されるラップされた関数(wrapped function)に依存する。ｋは、最後に補正されたサンプル及び現在のサンプルの間の差分が−πより小さい場合、１だけ増やされる。ｋは、最後に補正されたサンプル及び現在のサンプルの間の差分がπより大きい場合、１だけ減らされる。

図１は、U_nの可能な曲線を示し、全ての関数値U_nは、2πの倍数(2πのｋ倍)であり、かつラップされた関数に依存する。アンラップ関数U_nをＩＥＥＥプリアンブルのラップされた位相

に適用することにより、ＩＥＥＥプリアンブルのアンラップされた位相

が生じる。ラップされた位相

及びアンラップされた位相

は、図７において夫々実線及び点線によって表される。図２からアンラップされた位相

は、正弦波のように振舞うことが確認され得る。式（２１）は、α＝０である

の正弦波の振る舞いが、θ_nの振る舞いであることを示す。この正弦波の振る舞いをより詳細に見てみると、

の近似を決定することが可能であり、式（２１）は、

で近似され得る。式（２０）を見ると、搬送波周波数オフセットが、位相の線形増加を与えることが分かる。ラップされた位相

の方向の角度を決定することが可能である場合、αによって表される周波数オフセットが分かる。アンラップ関数U_nを

に適用することによって、式（２１）によって示されるアンラップされた位相

が得られる。図２を見ると、アンラップされた位相

は、１つの搬送波間隔(α=1)の搬送波周波数オフセットΔf=312.5kHzにより線形的に増加することが分かる。

上述のように、θ_nの振る舞いは、正弦波で近似され、図３からこの近似が、

の場合においても用いられ得ることが確認され得る。

ラップされた位相

の方向の角度のアンラップステップ及び後続の検出ステップは、非線形ＦＥＤによって実行され、以下において詳細に説明される。搬送波周波数オフセット推定は、上述のように、時間領域において、モジュロ2πの制限なしに同位相及び直交成分のサンプル毎に位相を定義することによって実行される。この制限の除外は、位相アンラップ関数によって実行される。

図３を見ると、方向の角度は、時間においてシフトされ何の搬送波周波数オフセットもない場合(α=0)において等しい値を有する２つの関数値間の差分を取ることによって定義され得ることが確認され得る。式（１５）及び式（２３）から、

及び

の周期性は１６に等しく、よって図２において図表を用いても確認され得るように、互いに異なる１６個のサンプルである２つ毎の関数値は、同一値を有することが確認され得る。

と

との間の差分は、全てのｎに関して一定であり、搬送波周波数オフセットに比例する。この一定値がノイズによって汚染される場合、このノイズの影響は、サンプルの平均化によって低減され得る。符号名を用いた上述の演算の全ては、図４の非線形ＦＥＤのブロック図に示される。

式（１９）によって記載され図４においてα＝０に関して示される信号

は、「複素位相」ブロックに関する入力信号である。「複素位相」ブロックの出力信号は、

のラップされた位相

であり、図２において搬送波周波数オフセットなしに（α＝０）実線として示される。

アンラップ関数U_nを入力信号

に適用すると、「位相アンラップ」ブロックの出力において

を生じる。このアンラップされた位相信号は、図２においてα＝０に関して及び図３においてα＝１に関して鎖線で示される。

「Z^-N」ブロックの出力信号は、アンラップされた位相信号の遅延版

であり、Dは遅延サンプルの数である。式（２６）は、いくつかのゴニオメトリック同等性を用いて、

として書き換えされ得、式（２７）にD=16（ＩＥＥＥプリアンブルの期間）を代入して、

を生じ、図５においてα＝０及びα＝１に関して示される。
「減算」ブロックの出力信号は、アンラップされた位相差分信号

であり、Ｄ＝１６に関して式（２９）は、

になる。曲線の始まりにおける正弦波の振る舞いは、

の最初の１６個のサンプルがゼロに等しいことによる、スイッチオン現象である。これら初めの１６個のサンプルは、搬送波周波数オフセットの検出用には用いられ得ず、したがって、ＩＥＥＥのＯＦＤＭシステムの場合に、１６０個のサンプルのうち１４４個のみが用いられ得る。

「平均推測器」ブロックの出力信号は、１４４個のサンプルのスライドウィンドウを有するアンラップされた位相差分信号平均である。平均推定器は、最後の１４４個のサンプルの和を取り、この数字を１４４で除算する。平均推定器の出力、すなわちＦＥＤ出力は、図６においてα＝０，１，３，７の異なる値に関して示される。

１６０番目（サンプル番号１５９）のサンプルの値は、スイッチオン現象がこのサンプルにはもはや何の影響も有さないので、搬送波周波数オフセットの正確な表現である。

アンラップ関数U_nは、最後に補正されたサンプル及び現在のサンプルとの間の位相差分に応じて2π計数器ｋを増加又は減少する。ＦＥＤは、この位相差分が搬送波周波数オフセット（大きいα）、ノイズ又はアークタンジェント関数以外の他の如何なる原因により絶対値｜π｜よりも大きい場合、これを補正することが出来ない。この制限は、非線形ＦＥＤの捕獲範囲であり、ｎを発見することによって得ることが可能であり、ここで、

は、最大位相変更

を示し、これを式（２９）にD=1（連続的なサンプル）を用いて代入すると、

を与える。そして２個の連続的なサンプル間において±πの制限があるので、捕獲範囲α_maxは、

になり、この数字は、正弦波による近似のため正確な捕獲範囲ではない。式（３３）から、捕獲範囲(capture range)は、

の正弦波部分における最大位相ジャンプによって制限されることが確認され得る。この２つの連続的なサンプル間における位相ジャンプは、（不在の場合に、）オーバーサンプリングによって減少され得る。このオーバーサンプリングは、捕獲範囲を増加する。２つのオーバーサンプリングの因数は、

を生じ、この数字は、正弦波による近似のため正確な捕獲範囲ではない。

非線形ＦＥＤに関してＩＥＥＥプリアンブルを用いて現在までに得られた理論的な数字は、出力値が、

であり、オーバーサンプリング無しの捕獲範囲は、

であり、２によるオーバーサンプリングを用いた捕獲範囲は、

である。上述の周波数誤り検出器を用いた（しかし2.4xGHzにおけるIEEE 802.11b信号に関する）干渉相殺は、ここにおいて更に詳細に説明される。

本発明の実施例に従う干渉相殺はブルートゥース信号に関して実行される。ブルートゥース信号は、m=0.28 … 0.35の変調指数とＢＦ＝0.5に等しい帯域幅ビット持続時間積とを用いてＧＦＳＫ変調される。搬送波周波数ピーク偏差は、

であるように選択され、ここでr_bは、1Mbpsに等しいビットレートを表す。情報ビットb_nは、ガウスフィルタによって形成され、したがって

であり、b_nが１に等しい場合I_nは１に等しく、b_nがゼロに等しい場合-1に等しく、

は、ガウスパルス形状を表し、ここで、

及び

である。
ブルートゥース干渉信号は、

として記され得、ここで、時間可変位相は、

である。式（３５）の時間可変位相の導関数

を見ると、これは、ＦＳＫ変調ブルートゥース信号の周波数を表す。式（３６）の第１項は、時間と共に変化し、一方で第２項は、ブルートゥースＦＳＫ変調信号の搬送波周波数と比例である一定値である。Φ(t)が、2πr_bで正規化される場合、f_cが、距離kr_b（ｋは整数）を用いることにより、所望のＤＳＳＳ信号の搬送波周波数に関連すると仮定する。したがって、

であり、ここでk=…,-2,-1,0,1,2, …である。

記号

は、ブルートゥース信号のみの正規化位相を表す。したがって、所望のＤＳＳＳ信号すなわちIEEE802.11(b)信号が原因である位相移行は、考慮されない。I_nの値は、データビットB_nのスクランブル（ＰＮシーケンス）が原因による疑似ランダム振る舞いにおいて±１に等しい。これは、式（３７）の第１項がゼロ平均を有し、これによりｋの値が、ブルートゥース信号の搬送波周波数すなわち相殺されるべき狭帯域干渉物の搬送波周波数に関する測定値であることを意味する。したがって、ｋの値は、相殺されるべき周波数の表示を与え得る。

図８は、上述の原理を実行する干渉物除外器のブロック図を示す。当該除外器は、非線形搬送波オフセット検出器、すなわち周波数誤り検出器ＦＥＤ及び減算ユニットＳＵＢを有する。減算ユニットは、入力として参照信号ref_in及び受信信号ＩＮを受信し、減算演算を実行し、すなわち受信信号ＩＮが、参照信号ref_inから減算される。この減算の結果は、非線形搬送波オフセット検出器の入力信号として用いられる。ここで、受信信号は、送信器によって送信され狭帯域干渉物が加えられた信号に対応すると仮定する。参照信号が既知であり、送信器がこの参照信号を送信する場合、参照信号からの受信信号の減算の結果は、狭帯域干渉物、すなわち送信器によって送信された信号の送信によって生じられた信号に対応し得る。非線形搬送波オフセット検出器すなわち周波数誤り検出器ＦＥＤのセットアップ及び機能は、図１〜７を参照にしてIEEE802.11aシステムに関して上記のように説明されてきたが、2.4xGHzを用いるIEEE802.11bシステムに関しても用いられ得る。非線形搬送波オフセット検出器の出力は、狭帯域干渉物の搬送波周波数が決定されるときに従う上述のｋ値を表す。減算ユニットＳＵＢ及び周波数検出器（特にアンラップ関数）は、何の参照信号も利用可能でない場合、ホールドにされ得る。

実際の干渉相殺は、フィルタバンクにおける2k+1個の異なるフィルタのうちの適切なフィルタを選択するために、ｋの値を用いることによって実行され得る。これらの２つの2k+1フィルタは、特定の狭帯域干渉信号をフィルタアウトする最適ウィーナー(Wiener)解決法を有し得る。このフィルタバンクの有利な点は、干渉の形状及び位置が正確に既知であるので、フィルタが、少数のタップを用いて小さくすることが可能であるということである。

代わりの解決法は、狭帯域干渉物の決定された搬送波周波数と同じ周波数を有する信号を発生し、前記信号を歪まされた所望の広帯域信号から減算することであり、これにより減算結果が所望の広帯域信号になる。

参照信号は、受信器に対して既知である送信信号として考慮される。信頼性の高い参照信号の選択は、自明なことではない。この参照信号は、最も実際的な解決法において簡単に得られるものではない。１つの解決法は、IEEE802.11bのトレーニング信号を用いることである。この信号は既知であるが、IEEE802.11bのトレーニングシーケンスが送信された後に狭帯域干渉物がIEEE802.11b帯域の１つへホップする場合に関して、トレーニングシーケンスとして用いらるにすぎず、トレーニングシーケンスを参照信号として用いることはもはや可能ではなく、干渉相殺は、精密には実行され得ない。しかし、トレーニングシーケンスが再び送信されると直ちに、干渉相殺が再び実行され得る。

本発明の実施例は、広帯域信号としてIEEE802.11b信号並びに狭帯域干渉物としてブルートゥース信号を用いて説明される。しかし、本発明の原理は、周波数オフセットを所望の広帯域信号に導入する全ての有線又は無線狭帯域信号に適用され得る。

上記の実施例は、ハードウェアによって又はソフトウェアによって実施され得る。実施例は、本発明を制限するものよりもむしろ例証するものであり、当業者が、添付の請求の範囲から逸脱することなく、多数の代わりの実施例を設計することが可能であることを注意しなければならない。請求項において、括弧記号間に位置される如何なる参照符号も、請求項を制限するように解釈されてはならない。「有する」という語句は、請求項に記載される以外の要素又はステップの存在を排除しない。単数形の構成要素は、複数個の斯様な構成要素の存在を排除しない。いくつかの手段を列挙している装置請求項において、これらの手段のいくつかは１つの同じハードウェアの項目によって、実施化することが可能である。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されていることができないと示すものではない。

更に、請求項における如何なる参照符号も請求項の範囲を制限するように解釈されてはならない。

図１は、アンラップ関数U_nの可能な曲線を示す。 図２は、α＝０においてラップされた及びアンラップされたＩＥＥＥプリアンブル位相を示す。 図３は、１整数搬送波間隔α＝１の搬送波オフセットを有するＩＥＥＥプリアンブル位相を示す。 図４は、非線形周波数誤り検出器（ＦＥＤ）の好適な実施例のブロック図を示す。 図５は、周波数オフセットのない（α＝０）及びΔf=312.5kHz周波数オフセット（１整数搬送波間隔、α＝１）を有する１６サンプル遅延化ＩＥＥＥプリアンブル位相を示す。 図６は、様々な搬送波周波数オフセットα＝0,1,3,7に関する非線形周波数誤り検出器（ＦＥＤ）の出力を示す。 図７は、周波数誤り検出器ＦＥＤのブロック図を示す。 図８は、干渉除外手段のブロック図を示す。

Claims (10)

1. 受信器において狭帯域干渉信号を相殺する方法であって、
   −受信入力信号から参照信号を減算するステップと、
   −アークタンジェント関数に基づいて前記減算の結果の位相を計算するステップと、
   −前記アークタンジェント関数により生じられるモジュロ2π制限を除外することによって、前記アークタンジェント関数からの出力信号にアンラップ関数を実行するステップであって、これにより、絶対値位相表現を生成するステップと、
   −所定の時間だけずらされる位相表現値を比較することによって周波数オフセットを決定するステップと、
   −前記決定された周波数オフセットの結果に基づいて前記狭帯域干渉物を相殺するステップと、
   を有する方法。
2. 前記アンラップ関数が、2πのｋ倍を蓄積し、前記ｋはラップされた関数に依存し、これにより、前記ｋは最後に修正されたサンプルと現在のサンプルとの間の差分が−πより小さい場合に１だけ増加され、前記ｋは最後に修正されたサンプルと現在のサンプルとの間の差分がπより大きい場合に１だけ減少されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記減算するステップが、前記減算を実行するのに利用可能な参照信号がない場合に、既定の期間ホールドであり得ることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
4. 前記アンラップ関数が、前記アンラップ関数を実行するのに利用可能な参照信号がない場合に、既定の期間ホールドであり得ることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
5. 前記狭帯域干渉信号を相殺するステップが、ｋの値を基にしてフィルタバンク内からフィルタを選択することによって実行されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
6. 前記狭帯域干渉信号を相殺するステップが、前記狭帯域干渉信号に対応する第２狭帯域信号を発生することと、歪まされた所望の広帯域信号から前記第２狭帯域信号を減算することとによって実行されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
7. −受信入力信号から参照信号を減算する減算ユニットと、
   −前記信号の同位相及び直交成分のサンプル毎に前記減算信号の結果の位相を計算すると共に、前記入力信号の前記同位相及び直交成分にアークタンジェント関数を実行する複素位相計算器と、
   −前記位相が、πより大きい絶対値で複素平面における同位相軸を通過する場合に、前記位相における不連続性を除外する位相アンラップモジュールと、
   −既定の時間間隔で位相信号値における差分を比較するように構成される比較器モジュールであって、前記値における前記差分が、前記減算信号における周波数オフセットを表す比較器モジュールと、
   −前記決定された周波数オフセットの結果に基づいて前記狭帯域干渉信号を相殺する相殺手段と
   を有することを特徴とする装置。
8. 前記位相アンラップモジュールが、2πのｋ倍を蓄積するように構成され、前記ｋは、ラップされた関数に依存し、これにより、前記ｋは、最後に修正されたサンプルと現在のサンプルとの間の差分が−πより小さい場合に１だけ増加され、前記ｋは、最後に修正されたサンプルと現在のサンプルとの間の差分がπより大きい場合に１だけ減少されることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
9. 前記相殺する手段が、フィルタバンクを有し、前記狭帯域干渉信号が、ｋの値を基にして前記フィルタバンク内からフィルタを選択することによって相殺されることを特徴とする、請求項８に記載の装置。
10. 前記相殺する手段が、前記狭帯域干渉信号に対応する第２狭帯域信号を発生する発生手段と、歪まされた所望の広帯域信号から前記第２狭帯域信号を減算する減算手段とを有することを特徴とする、請求項７に記載の装置。

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