JP2007513325A - ブロードバンド・マイクロ波電力センサ - Google Patents

Abstract

無線周波数エネルギーを感知する回路。本回路は、ブリッジの少なくとも一つの他のエレメントを通過する無線周波数エネルギーと異なって通過する無線周波数エネルギーに熱的に応答する少なくとも１つのエレメントを有するホイートストン・ブリッジ（１１）を含む。

Description

本発明は広くは電力センサに関するものであり、特にはマイクロ波用電力センサに関するものである。

周知のように、マイクロ波モノリシック集積回路（MMIC：Microwave Monolithic Integrated Circuit）上に統合可能な高線形無線周波数（RF）電力センサに対する要求がある。そのような要求の１つは無線周波数（RF）増幅器に関連するものである。そのような増幅器において、方向性結合器（directional coupler）は入力チューナから反射される電力を検出するために利用される。第２のカプラは、出力電力を検出するために出力で利用される。アルゴリズムは、チップ上の他のセンサからの出力と連動する自動チューニングを提供するために利用される。そのような回路の動作は、出力が電力に線形である検出器を利用することで大幅に簡略化される。

また、これらの検出器およびそれらの整合回路は、広い周波数範囲に亘って利用可能なブロードバンドであることが好ましい。ブロードバンド検出器はまた、与えられた信号の入力周波数帯を評価するためにも利用され得る。ここで、いくつかのブロードバンド電力センサは各々複数のより小さい周波数帯における電力を検出するために利用される。結合器は検出された周波数を示すための特定のフィルタリングを組込む。

一般的な検出器の実装はショットキー・ダイオードを利用している。ダイオードは固定順方向DC電流でバイアスされる。この電流を維持するために必要とされるDC電圧はＲＦ信号を加えると変化する。その効果はダイオードの固有の非線形性に依存し、それ故、加えられる電力レベルにかなり依存する。ダイオードの出力を利用する任意のアルゴリズムは非線形性を考慮しなければならない。このことは、そのプロセスに相当の負担を追加する。アルゴリズムのロバスト性を維持するために個々の検出器を較正することもまた必要な場合がある。狭帯域同調回路の必要性はダイオード検出器のさらなる不利な点である。そのようなセンサの出力はまた、周囲の温度に敏感となる。
発明の要約

本発明に従って、無線周波数エネルギーを感知するための回路が供給される。その回路は少なくとも１つのエレメントを有するホイートストン・ブリッジを有しており、そのエレメントはブリッジにおける少なくとも１つの他のエレメントを通過する無線周波数エネルギーとは異なって通過する無線周波数エネルギーに熱的に応答する。

一実施形態において、ホイートストン・ブリッジは１対の入力ノード間に配置された１対の並列回路経路を有し、それぞれの経路は１対の直列接続されたセクションを有し、それぞれの経路におけるそれぞれの対のセクションは、１対の出力ノードの対応する１つで接続され、１対の経路の第１の経路における少なくとも１つのセクションは、１対の経路の他の経路における少なくとも１つの他のセクションを通過する無線周波数エネルギーと異なってそこを通過する無線周波数エネルギーへ熱的に応答する。

一実施形態において、第１の入力ノードは、無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合される。
一実施形態において、回路は入力ノード対の第１のノードへ制御電圧を供給するため出力ノードの両端に生成される電圧に応答するフィードバック・ループを含む。

一実施形態において、第１の経路は電気エレメントを通過する無線周波数エネルギーによって変化する電気的特性を有する電気エレメントとシャント状に配置されているキャパシタを含む。

一実施形態において、電気特性は電気抵抗である。

発明の別の特徴に従って、回路は無線周波数エネルギーを感知するために供給される。その回路は入力ノード対間に配置される並列回路の経路の対を有するホイートストン・ブリッジを含み、各経路は直列接続されたエレメントの対を有し、経路のそれぞれ１つにおける各対のエレメントは、１対の出力ノードの対応する１つで接続され、１対の経路の第１の経路における少なくとも１つのエレメントは、１対の経路の他の経路における少なくとも１つの他のエレメントを通過する電力と異なってそれを通過する電力に熱的に応答している。第１の入力ノードは無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合される。入力ノード対の第１のノードへの制御電圧を供給するため、フィードバック・ループは出力ノードの両端に生成される電圧に応答する。

一実施形態において、第１の経路は、電気エレメントを通過する無線周波数エネルギーに伴って変化する電気特性を有する電気エレメントとシャント状に配置されたキャパシタを含む。

一実施形態において、電気特性は電気抵抗である。

一実施形態では、電気特性は熱感度である。

本発明のもう一つの特徴によると、電力を感知するための方法が提供される。本方法は、１対の入力ノードの間に配置される１対の並列回路の経路を有するホイートストン・ブリッジを供給することを含み、各経路は１対の直列接続されたセクションを有し、各経路における各セクションの対は１対の出力ノードの対応するノードで接続され、１対の経路の第１の経路における少なくとも１つのセクションは、１対の経路の他の経路における少なくとも１つの他のセクションを通過する電力と異なってそれを通過する電力に熱的に応答し、第１の入力ノードは無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合され、ホイートストン・ブリッジは、１対の入力ノードの第１のノードへ制御電圧を供給するため、出力ノードの両端に生成される電圧に応答するフィードバック・ループを含む。次に、第１のタイプの電力は、第１のノードの一つへ電圧を供給するフィードバック・ループ、及び平衡状態にあるブリッジへ加えられる。次に、第２のタイプの電力がブリッジへ加えられ、そのブリッジはそのように加えられた第２の電力によって不平衡になり、フィードバック・ループは第１のノードへの電圧を変更し、そのように変更した電圧が第２のタイプの電力における存在の表示を供給する。

一実施形態において、第１のタイプの電力はDC電力であり、第２の電力はＲＦ電力である。
本発明における１以上の実施形態の詳細は、添付図面および以下の記載で説明される。また、本発明の他の特徴、目的および利点は記述および図面、特許請求の範囲から明らかとなるであろう。各種図面において図示される略同一の構成要素は類似の参照番号で表されている。
発明の詳細な説明
ここで、図１を参照すると、ホイートストン・ブリッジ１１の構成において、薄膜サーミスタＲ１，Ｒ２，Ｒ３およびＲ４を利用するＲＦ電力検出回路１０が示されている。抵抗器Ｒ２およびＲ３は検出抵抗器とみなし、Ｒ１，Ｒ４は基準抵抗器とみなすことができる。

回路１０の動作を以下に説明する。抵抗器Ｒ１はノードＡおよびＤの間に接続されることに留意する。抵抗器Ｒ２はノードＡおよびＢ間に接続され、抵抗器Ｒ３はノードＤおよびＣ間に接続される。そして、抵抗器Ｒ４はノードＢおよびＣ間に接続される。回路１０における全ての抵抗は同じ材質、ここでは例えばタンタル（tantalum）からなり、モノリシック回路の平坦表面上に配置される。さらに、抵抗器Ｒ１からR4はサーミスタであり、すなわち、その抵抗はそれらの温度の関数である。

抵抗器Ｒ１およびR４は図に示されるように、キャパシタC_AおよびキャパシタC_Bによってそれぞれ分路されていることに留意する。更に、ノードAはキャパシタC1を通じてRF入力電圧１２、キャパシタを通じて負荷RL、そしてRFチョーク１６を通じてDC電圧源１４へ結合されている。
DC源１４によって供給されるDCバイアスのもとで、RF入力が無い状態で、抵抗器Ｒ１およびR2の値は相互に等しく設定される。R3およびR4の値もまた等しく設定される。従って、ノードDおよびBは等しい電位である。すなわち、

この電位は、たとえサブストレート（基板）２０（その上に抵抗が配置されている）の温度が変化しようと、抵抗器Ｒ１からR4 の抵抗に関する温度係数が等しいためにゼロのままである。従って、抵抗器Ｒ１からR4 の抵抗値の比率はRF入力電力が無い状態では同じままとなるであろう。

RF入力電力を加えると、RF電流はブリッジ１１における２つの並列エレメントに等しく分かれ、また、抵抗器Ｒ１およびＲ３を有するエレメントと抵抗器Ｒ２及びＲ４を有するエレメントを通して等しく分割する。しかしながら、抵抗器Ｒ１およびＲ４はキャパシタＣ_ＡおよびＣ_Ｂでそれぞれバイパス（すなわち分路）されている。従って、これらの抵抗器Ｒ１およびＲ４は、抵抗器Ｒ２およびＲ３を通過するＲＦ電力から付加的に熱を受けるため、抵抗器Ｒ２およびＲ３ほどは熱くならない。すなわち、抵抗器Ｒ１およびＲ４はDC電力からのみ加熱されるのに対し、抵抗器Ｒ２およびＲ３はDC電力およびＲＦ電力の両方により加熱される。Ｒ２およびＲ３はDC電力およびＲＦ電力の両方により加熱されるため、それらの抵抗はDC電力からのみ加熱される抵抗器Ｒ１およびＲ４の抵抗の増加よりも大きく増加することとなる。これはブリッジ１１における抵抗不均衡をもたらす。すなわち、ノードＢおよびＤ間の電圧はゼロから増加する。正の温度係数（すなわち抵抗器Ｒ２およびＲ４の抵抗における変化が正、dR/dT>0）と仮定すると、結果はノードDにおける電位は正のレール（rail）V_DCに向かって上昇し、ノードBにおける電位はグラウンド電位に向かい、（V_d-V_b）>0に帰着することとなる。

平衡に近くなると、ブリッジの応答はきわめて線形であり、それは抵抗に関する微分方程式１により得られる。そこで、ブリッジ平衡に必要な抵抗間の関係を想起すると、抵抗中のδR2およびδR4の変化による出力電圧の変化は次のように与えられる。

類似の材料が抵抗器に使用された場合、周囲の熱は出力電圧に変化を与えないことは明白である。一方、抵抗器に異なった影響を与えるRF熱等のいかなるプロセスもV_outにおける変化をもたらす。その出力は熱に線形であり、続く増幅に干渉するであろうDC出力オフセットが無いものとなる。

ここで図２を参照すると、抵抗器Ｒ１からR4の分布した実装が示されている。図２に示される構造の動作は、抵抗器Ｒ１からR4に利用されている材料、およびそれらが配置されている基板の温度特性に依存している。設計パラメータは回路の感度だけでなく、応答時定数にもまた影響を与える。上昇RF電力に対する迅速応答（熱的に絶縁した設計をいう）および下降RF電力に対する応答（熱環境に密接に結合した回路をいう）間のトレードオフがあるであろう。

抵抗器R’2およびR’3は検出抵抗器と見なされ、R’1 およびR’4は基準抵抗器と見なされる。

最も広い帯域は、図２に示されている設計のように、熱ブリッジ・センサのための分布設計を用いて実現される。ここで、分路キャパシタは必要とされない。特に、キャパシタは以下の理由によりテーパ抵抗器（tapered resistor）には必要とされない。まず、DC入力においてDC電流を１対の抵抗器へ加える。当該電流は、均一に抵抗器の断面を通って流れ、これはテーパの長さに沿って特有の電圧降下を生成する。その降下の多くは狭いテーパ端で発生し、それ故、BおよびD点が電位の等しい点を探す場合、一般に、それらはテーパの中心からオフセットされるであろう。DCの場合には多くのそのような平衡点の対があるが、ブリッジを平衡する１対が選択される。ここで、RF電流が導入される。RF電流は抵抗の端部へ流れがちであるため、RF電流による熱は、DC電流と異なりBおよびD点間の不均衡を引き起こす。この不均衡が検出出力となる。フィードバック・ループにおけるテーパ構造を利用するため、図３に関連して説明するように、その方程式に安定した解があることを証明(確立)しなければならない。また、テーパの広い端をRFへ整合させるためのいくつかの要件がある場合がある。例えば、２つの鋭い端があるダイヤモンド形のテーパを使用することができる。

本手法において、２つの平面抵抗器R’1、R’3およびR’2、R’4は基板２０’上に配置される。これらの抵抗器R’1、R’3およびR’2、R’4はそれぞれ図２に示されるような方向の三角形を有している。DCバイアスのみの下では、抵抗器R’1、R’3およびR’2、R’４の不均等な熱があるため、抵抗構造の中心軸に沿って電流および温度の分布があるであろう。RF入力が無いときブリッジがバランスをとるように、ノードDおよびB点が設定される。

RF入力が加えられるとき、RF電流の分布はDC電流の分布と異なる。その結果はDC状態と異なって不均等な温度の特性となる。この効果はブリッジと検出された信号における結果の均衡を失わせるであろう。

従って、回路１０（図１）又は回路１０‘（図２）のいずれかを備えた状態で、抵抗器R2およびR3の抵抗は、RF電力およびDC電力の両方を、抵抗器R1およびR4の抵抗における変化よりも大きい度合いで変化させる。回路１０において、これは抵抗器の形が異なることに帰因する。

しかしながら、より一般的には、抵抗器R２およびR３の抵抗は、抵抗器R1及びR4の抵抗の変化よりも、加えられたRF電力によって異なって変化することが望ましい。

加えられたDCバイアスおよびRF入力の両方を許容する汎用ブリッジ回路が図３に示される。一般には、抵抗器は値が等しくない。本発明における検出の理論の要件を満足する様々な組み合わせを検討する。

抵抗器の配置は、R2およびR3の抵抗が、RF又はDC電力のいずれかの印加に応答して抵抗器R1およびR2の抵抗の変化と異なって変化するようにされる。抵抗器R2及びR3は検出抵抗器と見なされ、R1およびR4は基準抵抗器器と見なされる。

式２への置換は、電力損失に対してほぼ平衡しているブリッジの相対的な出力電圧を示しており、次のように与えられる。

ここで、κ₂（単位：1/度）が温度に対するR2の感度であり、θ_２が度/Wにおける抵抗器の熱抵抗であるときδR_２＝R_２κ₂₂θ₂P/4とした。δPは回路によって吸収されたRF電力における変化である。

上述したように、抵抗器R2およびR3の抵抗は、抵抗器R1およびR4の抵抗における変化よりも、加えられたRF電力またはDC電力に対して異なって変化することが望まれる。このことは、様々な方法で達成される。例えば、抵抗器R2およびR3は、抵抗器R1およびR4と異なる材料で製造することができる。すなわち、そのような場合には、パラメータκが異なり、ここでκは１度あたりのわずかな抵抗の変化である。または、抵抗器Ｒ２およびR3は、抵抗器Ｒ１およびＲ４の幾何学的形状と異なる幾何学的形状を有することができる。すなわちそのような場合、パラメータθは異なり、そこではθは熱抵抗である。または、抵抗器Ｒ２およびＲ３は、抵抗器Ｒ１およびＲ４に比べて、基板のより広い表面積に亘って拡張させることができ、パラメータθは異なるであろう。または、抵抗器Ｒ２およびＲ３は、例えばエア・ブリッジによって基板の表面から高架にすることができ、抵抗器Ｒ１およびR4は基板の表面上の薄い絶縁体上に配置され、この場合パラメータθは異なるであろう。または、抵抗器Ｒ２およびR3が、基板の表面上において抵抗器Ｒ１及びＲ４とは異なる絶縁材料で形成することができ、この場合パラメータθは異なるであろう。または、抵抗器Ｒ２およびR3は抵抗器Ｒ１およびR4と異なる厚さを有する表面上の絶縁材料上に形成することができ、この場合パラメータθは異なるであろう。

ブリッジ抵抗器の熱抵抗および温度感度における一定の状態の下では、動的平衡ブリッジ回路３０は図３に示されるように構成できることを分析は示している。ここで、演算増幅器３２は、抵抗器Ｒ２、R3と抵抗器Ｒ１、R4の熱抵抗又は熱感度における固有の相違点にも関わらず、ホイートストン・ブリッジ11”を動的に平衡を保つ。

まず、RF電力が除去されDC電力のみが加えられた状態で、ブリッジ１１“は平衡を保つ。すなわち、ブリッジ１１”は、RF電力が存在せずDC電力のみの状態において形成され、抵抗器Ｒ１、R2、R3およびR4は、ノードBとD間の電位差が無くなるように選択される。すなわち（Vd-Vb）=0となり、換言すると、ホイートストン・ブリッジは平衡を保たれる。

電圧Vaを生成するDC電源14は、抵抗器RAを通じてノードAへ結合されており、また演算増幅器３２の出力、すなわち電圧δVa、つまり演算増幅器３２の出力電圧は、抵抗器R_Bを通じてノードAに結合されることに留意する。これは、ノードAにおける電圧が以下と等しいことを意味する。

ここで、R_Cはブリッジ・ネットワーク抵抗器の直列及び並列結合によるA点及びC点間のネット抵抗を表す。DC電力のみが加えられると、ブリッジは、平衡を保たれ演算増幅器３２の出力における電圧、δVaがゼロになる。

次に、RF電力が加えられる。異なる抵抗器Ｒ１およびR4は抵抗器Ｒ２およびR3の加熱と異なって、加熱するため、抵抗器Ｒ１およびR4の抵抗は抵抗器Ｒ２およびR3の抵抗とは異なって変化することとなる。従って、RF電力が加わった後、抵抗器Ｒ１およびR4の抵抗は抵抗器Ｒ２およびR3の抵抗とは異なって変化することとなる。例えば、抵抗器Ｒ２およびR3が基板の表面から高架されたと仮定すると、これらの抵抗器Ｒ２およびR3は抵抗器Ｒ１およびR4ほど急速に基板への熱を消費しない。従って、θ_２＞θ_４となる。それ故、抵抗器Ｒ２およびR3は抵抗器Ｒ１およびR4よりも加熱する。従って、抵抗器Ｒ２およびR3の抵抗は、抵抗器Ｒ１およびR4よりも増加する。その結果、ブリッジは不平衡となる。すなわちノードBおよびD間の電圧は、（Vd-Vb）≠０となる。

演算増幅器３２はブリッジ不平衡に応答しその出力電圧、すなわちδVaは、ノードAにおける電圧を変化させることでブリッジ11”のバランスを取り戻すようゼロから動的に増加又は減少する。従って、出力電圧δVaはここで消費され、印加されたRF電力に直接関係し、それ故δVaは印加RF電力の尺度に関する方法を提供する。動的平衡の状態におけるブリッジを維持することによって、定常状態からの小さな逸脱はδVaを監視することにより、任意の所望の時間尺度で検出することが可能である。短い時間尺度上のδVaの変化は、回路に影響を与えるRF電力の変化の単なる兆候に対する応答であろう。

この閉ループRF検出配置は、抵抗器R1、R4およびR2,R3が以下の条件を満足する場合、周囲の温度における変化に対し鈍感にすることができる。
１．積κθの値は、基準抵抗器R1、R4対、検出抵抗器R2,R4で異なる。
２．電気抵抗の初期値は基準抵抗器R1、R4対、検出抵抗器R2、R4で異なる。
３．全ての抵抗器R1,R3およびR2、R4は、κの等しい値で同じ材質から作られる。ここでκは、抵抗変化の温度係数である。このことは、基準抵抗器R1,R3および検出抵抗器Ｒ２、R4が異なる熱抵抗を有することを暗に示している。
４．積γθ（秒単位の熱化時定数）はγを抵抗器熱容量とする全ての抵抗器について同じである。

これら状態の実際上の実装は図４に示される抵抗器設計を用いて実現される。例えばR1の基準抵抗器を広げる（展開する）ことによって、熱抵抗は、例えば抵抗器Ｒ３の敏感抵抗器ほど、消費されたDCまたはRF電力に対し敏感ではなくするよう低減されることに留意する。基準抵抗器Ｒ１の熱時定数は、熱容量における差のため、検出抵抗器とほぼ同じとなる。上記抵抗器設計を用いることで予想される利点の１つは、いかなる無効成分も検出器及び基準抵抗器を区別するために必要とされないことである。それ故、当該設計は極めて広帯域な応用性を有することが可能である。

RF検出ブリッジのための第二の設計は、図５に示されるように統合基準抵抗器を有する抵抗性マイクロ波伝送線路に基づき、「InGap膜様ブリッジによってサポートされるコプレーナ導波管、 MME２００１、９月１６日から１８日、Cork（２００１） T.Lalinskｙ, M.Drzik, M.Tomaska, I.Kostic, L.matay, X.Mozolova ,S.Hascik.著」に述べられている。 図５に示されるように、熱センサは損失の多いコプレーナ伝送線路により構成される。そのセクションは、熱抵抗を増加するようエッチングされた空洞の上に懸垂される。

従って、図５、６Aおよび６Bを参照すると、RFエネルギーは左の検出回路に入る。同一平面上にある接地面４０a、４０bは、中心コンダクタ４２の両側面において、キャパシタ４４a、４４bを用いて、それぞれ容量的に絶縁された抵抗器R3及びR4によって中断されている。抵抗性接地面の上下に、RFから事実上分離した基準レジスタ、（すなわちそれぞれ抵抗器Ｒ１およびR3）は設置される。基準抵抗器R1、R3は図に示されるように配線されている。「配線」は、高いインピーダンス又は誘電性ラインで置換して基準抵抗をRF的に絶縁することができる。RF出力側では、キャパシタ４４c、４４dを用いて、中心コンダクタ４２のいずれの側面上でそれぞれの抵抗器R3およびR4によって、同一平面上の接地面40’a、40’bは、容量性的に分離される。

図６Aを参照して、RF結合、DC遮断、キャパシタ、４４a、４４b、４４d、ここでキャパシタ44bの例示的な断面スケッチについて言及する。キャパシタ４４bは、接地面４０’aおよび抵抗器Ｒ３ へ入力RFエネルギを結合する導電性コネクタ４９間に配置される誘電体４６を含む。

マイクロ波ブリッジ検出器の分析によると、基準抵抗器に対するセンサ抵抗器の熱抵抗を増加することが望まれているであろう。これは、図６Bのようにコプレーナ導波管の下の空洞50をエッチングすることによって、またはエア・ブリッジの上に接地平面を高架させることによってなされる。代替としては、基準抵抗器は相対する熱抵抗を修正するためにエア・ブリッジの上に高架させることが可能である。本発明の多くの実施形態を説明してきた。それにもかかわらず、本発明の精神およびその範囲から離れることなく様々な修正がなされることが理解される。例えば、一対の検出抵抗器R2,R3が示されているが、そのような抵抗器の１つだけが利用することが必要となる場合がある。従って、その他の実施形態は特許請求の範囲に含まれる。

本発明におけるＲＦ電力検出回路の概略図である。 本発明におけるもう１つの実施形態に従うＲＦ電力検出回路の概略図である。 本発明におけるもう１つの実施形態に従うＲＦ電力検出回路の概略図である。 同じ抵抗を有し、単一抵抗器に比較して熱的抵抗が低いκ値を有する並列接続された抵抗器を示す。 本発明による、ＲＦ電力検出回路の平面図である。 図５のＲＦ電力検出回路の等角投影図である。 図６ＡのＲＦ電力検出回路の断面図であり、当該断面図は回路において利用される抵抗器の１つによって得られる。 図６Ａの回路で利用されているカップリング、DC遮断、キャパシタの断面図である。

Claims (13)

1. 無線周波数エネルギーを感知する回路であって、
   ブリッジの少なくとも１つのエレメントを有し、ブリッジの少なくとも１つの他のエレメントを通る無線周波数エネルギーと異なって通過する無線周波数エネルギーに熱的に応答する少なくとも１つのエレメントを有するホイートストン・ブリッジ、を備えた回路。
2. 無線周波数エネルギーを感知する回路であって、
   １対の入力ノードの間に配置される１対の並列回路の経路を有するホイートストン・ブリッジを備え、各経路は１対の直列接続されたエレメントを有し、経路のそれぞれにおける各対のエレメントは１対の出力ノードに対応するノードで接続され、第１の経路における少なくとも１つのエレメントは、他の経路における少なくとも１つの他のエレメントを通過する無線周波数エネルギーと異なって通過する無線周波数エネルギーに熱的に応答するホイートストン・ブリッジ、
   を備えた回路。
3. 請求項２に記載の回路において、第１の入力ノードは無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合された回路。
4. 請求項３に記載の回路において、第１の入力ノードの対へ制御電圧を供給するため、前記出力ノードの両端に生成される電圧に応答するフィードバック・ループを含む回路。
5. 請求項２に記載の回路において、前記第１の経路は該電気エレメントを通過する無線周波数エネルギーに伴って変化する電気特性を有する電気エレメントとシャント状に配置されたキャパシタを含む、回路。
6. 請求項５に記載された回路において、前記電気特性は電気抵抗である回路。
7. 無線周波数エネルギーを感知する回路であって、
   １対の入力ノードの間に配置される１対の並列回路の経路を有するホイートストン・ブリッジを備え、各経路は１対の直列接続されたエレメントを有し、経路のそれぞれにおける各対のエレメントは出力ノード対の対応するノードで接続され、第１の経路における少なくとも１のエレメントは、他の経路における少なくとも１つの他のエレメントを通過する電力と異なって、別に通過する電力に熱的に応答するホイートストン・ブリッジと、
   第１の入力ノードが無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合され、
   第１の入力ノードへ制御電圧を供給するため、前記出力ノードの両端に生成される電圧に応答するフィードバック・ループ、
   を備えた回路。
8. 請求項７に記載の回路において、前記第１の経路は前記電気エレメントを通過する無線周波数エネルギーに伴って変化する電気特性を有する電気エレメントとシャント状に配置されたキャパシタを含む、回路。
9. 請求項７に記載の回路において、前記電気特性は電気抵抗である回路。
10. 請求項９に記載の回路において、前記電気特性は熱抵抗である回路。
11. 請求項９に記載の回路において、前記電気特性は熱的感度である回路。
12. 電力を感知する方法において、
    (A) １対の入力ノードの間に配置される１対の並列回路の経路を有し、各経路は１対の直列接続されたエレメントを有し、経路のそれぞれにおける各対のエレメントは１対の出力ノードの対応するノードで接続され、１対の経路の第１の経路における少なくとも１のエレメントは、１対の経路の他の経路における少なくとも１つの他のエレメントを通過する電力と異なってそこを通過する電力に熱的に応答し、第１の入力ノードが無線周波数エネルギー源およびDC電圧源に結合されているホイートストン・ブリッジであって、
    １対の入力ノードの第１の入力ノードへ制御電圧を供給するため、前記出力ノードの両端に生成される電圧に応答するフィードバック・ループを有するホイートストン・ブリッジを供給し、
    (B)第１のノードへ電圧を供給するフィードバック・ループを有し、及びブリッジ内の平衡状態にある該ブリッジへ第１タイプの電力を加え、そして
    (C)ブリッジへ第２タイプの電力を加え、その加えられた第２の電力から不均衡になったブリッジで、またフィードバック・ループが第１のノードへの電圧を変化させ、その変化した電圧は第２タイプの電力の印加を示す、
    ことを含む方法。
13. 請求項１２に記載の方法において、第１タイプの電力はDC電力であり、第２電力はＲＦ電力である、方法。

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