JP2007252194A

JP2007252194A - 電圧源インバータのｐｗｍ制御のための方法及び装置

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Publication number: JP2007252194A
Application number: JP2007068132A
Authority: JP
Inventors: Slobodan Gataric; スロボダン・ギャタリック; Brian Welchko; ブライアン・ウェルチコ; Steven E Schulz; スティーヴン・イー・シュルツ; Silva Hiti; シルヴァ・ヒティ; Steve T West; スティーヴ・ティー・ウエスト
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2006-03-16
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2007-09-27
Also published as: US7307401B2; DE102007012350A1; DE102007012350B4; CN100592620C; CN101083448A; US20070216341A1

Abstract

【課題】インバータの非線形限界を考慮した、ＡＣモータの損失最小化制御のための方法及び装置が提供される。
【解決手段】この方法は、切り換えサイクルに基づいてＡＣモータに電圧を提供すること、切り換えサイクルにおける第１位相レグのデューティサイクルが最小デューティサイクルよりも小さいとき、切り換えサイクルの各位相レグにゼロ・ベクトルのデューティサイクルを加算すること、及び、第２位相レグの第２デューティサイクルが最大デューティサイクルよりも大きいとき、切り換えサイクルの各位相レグからゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引くことを含む。最小デューティサイクル及び最大デューティサイクルは歪み領域を示す。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に交流（ＡＣ）モータの制御に関し、特に、正弦波巻きＡＣモータのトルク出力を制御する装置及び方法に関する。
背景技術
ＡＣモータはトラクション制御のような車両の応用を含む種々の応用に使用される。車両用の応用に使用されるＡＣモータは、典型的には、電圧源インバータによって制御される。不連続的パルス幅変調（ＤＰＷＭ）方法は、３相電圧源インバータの基本出力電圧成分を制御するためにインバータ・コントローラにおいて一般に採用される。これらの３相電圧源インバータは３相ＡＣモータの位相電流を制御するために使用される。ＤＰＷＭ制御方法は、正弦波変調や空間ベクトル変調のような連続的パルス幅変調（ＰＷＭ）と比較してインバータ損失を低減する。

一般に、ＤＰＷＭ制御方法は、３相電圧源インバータの所与の切り換えサイクルにおいて単一のゼロ・ベクトルを用いる点で、連続的ＰＷＭ方法と相違する。更に、ＤＰＷＭ制御方法においては、３相電圧源インバータにおける各スイッチは、典型的には、電気サイクルの６０度（６０°）区域に対して切り換えられない、即ちクランプされる。３相電圧源インバータのそれぞれの出力電圧に関する、６０度（６０°）のクランプされる区域の場所及び負荷力率は、一般に、ＤＰＷＭ制御方法の型式とその結果のＰＷＭ特性とを決定する。例えば、３０度（３０°）進み力率の負荷に対して損失が最適化されるように、クランプされる区域が位置するとき、ＤＰＷＭ制御方法はＤＰＷＭ０と称される。ＤＰＷＭ１は、力率１の負荷に対して切り換え損失を最適化するよう、クランプされる区域が位置する場合を指し、ＤＰＷＭ２は、３０度（３０°）遅れ力率の負荷に対して切り換え損失を最適化するよう、クランプされる区域が位置する場合を指す。

電圧源インバータと共に使用される多くのＤＰＷＭ制御方法は、インバータのロックアウト時間即ちデッド時間や最小パルス幅の制約のような、電圧源インバータの実際的な限界に起因する電圧歪みを受ける。典型的には、こうした実際的な限界は、有限で制御可能な最小及び最大のパルス幅として現れる非線形効果である。電圧源インバータの位相レグ（phase leg）に対するいずれか一方のインバータ・スイッチは、無制限に「オン」に保持されて、デューティサイクルがゼロ及び１に対する離散値のパルス幅を作ることができる。或る動作条件の期間には、特定の位相レグに対する指令されたデューティサイクルは、最小及び最大の達成可能なパルス幅とそれに対応するゼロ又は１の離散値の間のパルス幅を有する。非線形効果によって、電圧源インバータの各位相毎に生じる達成不可能な領域が（例えば、最小及び最大の達成可能なパルス幅とそれに対応するゼロ又は１の離散値の間に）生成される。

したがって、３相ＡＣモータを動作させるとき、インバータ切り換え損失を最小にする方法を提供することが望ましい。更に、ＡＣモータを制御するために切り換え損失が最小にされた電圧源インバータを提供することが望ましい。本発明の他の望ましい態様及び特徴は、添付の図面と上記の技術分野と背景とを併せて読むとき、以下の詳細な説明及び特許請求の範囲から明らかになろう。

発明の概要
インバータ非線形限界からの損失を最小にしながら、ＡＣモータを制御するための方法及び装置が提供される。この方法は、切り換えサイクル及び出力電圧ベクトルに基づいてＡＣモータに電圧を提供する工程と、出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、ゼロ・ベクトルのデューティサイクルによって複数の位相レグのうちの各位相レグのデューティサイクルを修正する工程とを備える。

他の例示の実施形態においては、ＡＣモータを制御するための電圧源インバータが提供される。この電圧源インバータは、入力と出力とを有するコントローラと、コントローラの出力に結合された入力と、ＡＣモータに結合されるよう構成された出力とを有するスイッチ回路網と、インバータ回路の出力に結合された入力と、コントローラの入力に結合された出力とを有する変調器とを具備する。コントローラは第１信号を生成する。スイッチ回路網は、第１信号に基づいて出力電圧ベクトルとゼロ・ベクトルとを生成し、出力電圧ベクトルに対応する電圧をＡＣモータに提供するよう構成される。変調器は、スイッチ回路網に基づく歪み領域に出力電圧ベクトルがあるとき、ゼロ・ベクトルを修正するよう構成される。

別の例示の実施形態においては、電圧源インバータを制御するための方法が提供され、この方法は、電圧源インバータの出力電圧ベクトルを監視する工程と、出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、複数の位相レグのうちの各位相レグのデューティサイクルをゼロ・ベクトルのデューティサイクルによって修正することによって、修正された切り換えサイクルを生成する工程と、ＤＰＷＭ信号を前記電圧源インバータに提供する工程とを備える。ＤＰＷＭ信号は修正された切り換えサイクルを有する。

以下、本発明を図面と関連させて説明することにする。同じ数字は同じ要素を指す。
例示の実施形態の説明
以下の詳細な説明は本質的に単なる例示であり、発明又はその応用及び使用を限定することを意図していない。また、先の技術分野、背景、概要又は以下の詳細な説明において提示した明示の又は暗黙の理論によって制限する意図もない。

図１を参照すると、本発明の例示の実施形態に係る電圧源インバータ・システム１０が図示されている。電圧源インバータ・システム１０はコントローラ３２、コントローラ３２の出力に結合されたインバータ回路３０、インバータ回路３０の第１出力に結合された交流（ＡＣ）モータ１２、及び、インバータ回路３０の第２出力に結合された入力とコントローラ３２の入力に結合された出力とを有する変調器３１を備える。一般に、コントローラ３２はインバータ回路３０の切り換え動作を制御するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。好ましい実施形態においては、コントローラ３２は、インバータ回路３０の各切り換えサイクルと関連する単一のゼロ・ベクトルを有する不連続的ＰＷＭ（ＤＰＷＭ）信号を生成することが好ましい。次いで、インバータ回路３０はＰＷＭ信号を、ＡＣモータ１２を動作させるための変調された電圧波形へ変換する。ＡＣモータ１２は車両（例えば、トラクション制御システム等）に共通に使用されるような正弦波巻きＡＣモータ（例えば、永久磁石型又は誘導型）である。

ＡＣモータ１２の動作を適正化するために、変調器３１はインバータ回路３０によって生成された変調された電圧波形を監視し、インバータ回路３０に関連する非線形限界（例えば、最小パルス幅及びデッド時間）に基づく歪み領域でインバータ回路３０の切り換えが動作しているときを決定する。インバータ回路３０が歪み領域で動作している場合、変調器３１は、（切り換えサイクルの各位相レグに対するデューティサイクルを変えることにより）歪み領域を補償する修正ＰＷＭ信号を送出するようコントローラ３２に指示する。

図２は、図１のインバータ回路３０を一層詳細に示す。インバータ回路３０はＡＣモータ１２に結合された３相回路である。詳細には、インバータ回路３０は電圧源１４、１６、及び、電圧源１４、１６に結合された第１入力とＡＣモータ１２に結合されるよう構成された出力とを有するスイッチ回路網を備える。電圧源１４、１６は２つの直列の電源を有する分散型ＤＣリンクとして図示されているが、単一の電圧源を用いてもよい。

スイッチ回路網は、それぞれの位相に対応する（即ち、各スイッチに対して逆並列の）逆並列ダイオードを有する３対の直列スイッチを備える。各対の直列スイッチは、電圧源１４、１６の正電極に結合された第１端子を有する第１スイッチ１８、２２、２６、及び、電圧源１４、１６の負電極に結合された第１端子と第１スイッチ１８、２２、２６の第２端子にそれぞれ結合された第１端子とを有する第２スイッチ２０、２４、２８を備える。インバータ回路３０の切り換えサイクルと出力電圧ベクトルとを監視するために、変調器３１はインバータ回路３０の出力に結合される。

図３〜図５は、図１に示す電圧源インバータ・システムの理解に有用な、歪み領域（灰色で示す）を有するインバータ出力電圧のグラフである。インバータ出力電圧は切り換えサイクルの各位相（例えば、３つの相のそれぞれ）に対する切り換えに対応するベクトル（例えば、Ｖ_１、Ｖ_２、Ｖ_３、Ｖ_４、Ｖ_５、Ｖ_６）によって表される。それぞれの位相は（例えば、離散ゼロ及び離散１に対応する）２つの状態を持つ。例えば、図２〜図５を参照すると、Ｖ_１は、第１対のスイッチ１８、２０の離散１状態と、第２対のスイッチ２２、２４及び第３対のスイッチ２６、２８のそれぞれの離散ゼロ状態とに対応する電圧ベクトルであり、Ｖ_２は、第１対のスイッチ１８、２０及び第２対のスイッチ２２、２４のそれぞれの離散１状態と、第３対のスイッチ２６、２８の離散ゼロ状態とに対応する電圧ベクトルであり、Ｖ_３は、第１対のスイッチ１８、２０及び第３対のスイッチ２６、２８のそれぞれの離散ゼロ状態と、第２対のスイッチ２２、２４の離散１状態とに対応する電圧ベクトルであり、Ｖ_４は、第１対のスイッチ１８、２０の離散ゼロ状態と、第２対のスイッチ２２、２４及び第３対のスイッチ２６、２８のそれぞれの離散１状態とに対応する電圧ベクトルであり、Ｖ_５は、第１対のスイッチ１８、２０及び第２対のスイッチ２６、２８のそれぞれの離散ゼロ状態と、第３対のスイッチの離散１状態とに対応する電圧ベクトルであり、Ｖ_６は、第１対のスイッチ１８、２０及び第３対のスイッチ２６、２８の離散１状態と、第２対のスイッチ２２、２４の離散ゼロ状態とに対応する電圧ベクトルである。（例えば、グラフの中心における）ゼロ・ベクトルは各対のスイッチ１８、２０、２２、２４、２６、２８のそれぞれに対する離散１状態又は各対のスイッチ１８、２０、２２、２４、２６、２８のそれぞれに対する離散ゼロ状態に対応する。

図３に、ＤＰＷＭ０の３０度（３０°）進み力率負荷に関連する歪み領域４０が図示されており、図４に、ＤＰＷＭ１の力率１の負荷に関連する歪み領域４２が図示されており、図５に、ＤＰＷＭ２の３０度（３０°）遅れ力率負荷に関連する歪み領域が図示されている。全動作条件の下で、スイッチ回路網は、歪み領域によって表される非線形限界である最小パルス幅限界及びデッド時間限界を免れられない。最小パルス幅とデッド時間とのインバータ限界は固定時間値であるから、図３及び図５に良く示されるように、歪み領域の角度幅（θ）又はスパンは出力電圧の変調深さ及びスイッチ回路網の切り換え周波数によって変動する。

スイッチ１８、２０、２２、２４、２６、２８は、クランプされた区域が力率その他の条件に依存して調節されるように、修正された一般ＤＰＷＭ（ＧＤＰＷＭ）方法に基づいて活性化される。一般に、ＧＤＰＷＭ方法はハイブリッド車両の応用に適している。これは、連続的ＰＷＭ方法よりもインバータ損失を減らすことができるからである。ゼロ・ベクトルを変調するのが容易であるため、ＧＤＰＷＭは任意の動作条件に対して設定され得る。しかし、ＧＤＰＷＭの場合、歪み領域は区域遷移からの角度オフセットによって回転され、そのため、ＧＤＰＷＭの歪み領域は連続的に変化する。変調器３１によって修正された、コントローラ３２からのＤＰＷＭ信号の出力パルスを適正に制御することにより、（歪み領域によって表される）こうした非線形性の影響が補償される。ＧＤＰＷＭの場合、変調器３１は、負荷力率とともに変動する角度を有する最大パルス電流に基づいて、適切なゼロ・ベクトルを選択する。

図６は、図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な複数の歪みスパンのグラフである。歪みスパンは切り換え周波数（２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、６ｋＨｚ、８ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１２ｋＨｚ）及び変調指数に基づいて変動する。歪みスパンは切り換え周波数とともに変動するので、指令された電圧ベクトルの（例えば、図３〜図５に示す空間ベクトル図における）空間位置にのみ依存してゼロ・ベクトルを切り換えることは実際的でない。これは、ＧＤＰＷＭを用いるとき、歪み領域は連続的に変化するからである。修正されたＧＤＰＷＭ方法は、位相デューティサイクル指令上で直接に動作することによって出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、ゼロ・ベクトルを選択する。

図７〜図１０は、図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な位相デューティサイクルである。図７は、切り換えサイクルに対する位相デューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｂ、ｄ_ｃを示している。位相デューティサイクルｄ_ａは最小デューティサイクルｄ_ｍｉｎと離散ゼロとの間の歪み領域にあり、位相デューティサイクルｄ_ｃは離散ゼロにあり、位相デューティサイクルｄ_ｂはｄ_ｍｉｎと最大デューティサイクルｄ_ｍａｘとの間にある。図８は、ゼロ・ベクトルのデューティサイクルが図７に示す切り換えサイクルの各位相レグのデューティサイクルに加算された後の位相デューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｂ、ｄ_ｃを示している。図８において、位相デューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｃはｄ_ｍｉｎとｄ_ｍａｘとの間にあり、ｄ_ｂは離散１にある。出力電圧ベクトルがｄ_ｍｉｎと離散ゼロとの間の歪み領域にあるときの切り換えサイクルにおける各位相レグのデューティサイクルにゼロ・ベクトルのデューティサイクルを加算することにより、歪み領域は電圧源インバータ・システム１０によって補償される。

図９は、別の切り換えサイクルに対する位相デューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｂ、ｄ_ｃを示している。位相デューティサイクルｄ_ａはｄ_ｍａｘと離散１との間の歪み領域にあり、位相デューティサイクルｄ_ｃは離散１にあり、位相デューティサイクルｄ_ｂはｄ_ｍｉｎと最大デューティサイクルｄ_ｍａｘとの間にある。図１０は、図９に示す切り換えサイクルにおける各位相レグのデューティサイクルからゼロ・ベクトルのデューティサイクルが差し引かれた後のデューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｂ、ｄ_ｃを示している。図１０において、位相デューティサイクルｄ_ａ、ｄ_ｃはｄ_ｍｉｎとｄ_ｍａｘとの間にあり、ｄ_ｂは離散ゼロにある。出力電圧ベクトルがｄ_ｍｉｎと離散ゼロとの間の歪み領域にあるときの切り換えサイクルにおける各位相レグのデューティサイクルからゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引くことにより、歪み領域は電圧源インバータ・システム１０によって補償される。

図１に戻って、例示の実施形態において、変調器３１は、出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、コントローラ３２へ制御信号又は変調信号を送出する。この制御信号又は変調信号は、切り換えサイクルにおける各位相レグのデューティサイクルをゼロ・ベクトルのデューティサイクルによって変更することにより、ＤＰＷＭ信号を変化させる。例えば、切り換えサイクルにおける各位相レグがｄｍｉｎよりも小さい（が離散ゼロではない）とき、変調器３１はゼロ・ベクトルのデューティサイクルを切り換えサイクルにおける各位相レグに加算し、切り換えサイクルにおける各位相レグがｄｍａｘより大きい（が離散１ではない）ときには、変調器３１は切り換えサイクルにおける各位相からゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引く。コントローラ３２は修正されたＤＰＷＭ信号をインバータ回路３０へ送出する。

図１１は、本発明の例示の実施形態に従ってＡＣモータを制御するための方法の流れ図である。この方法はステップ１００で始まる。ステップ１０５において、切り換えサイクル及び出力電圧ベクトルに基づいてＡＣモータに電圧が提供される。切り換えサイクルは複数の位相レグと１つのゼロ・ベクトルとを有する。ステップ１１０において、それぞれの位相レグのデューティサイクルは、出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、ゼロ・ベクトルのデューティサイクルによって修正される。切り換えサイクルの第１位相レグのデューティサイクルが最小デューティサイクルよりも小さいとき、ゼロ・ベクトルのデューティサイクルが複数の位相レグのそれぞれに加算される。最小デューティサイクルは歪み領域を示す。第２位相レグのデューティサイクルが最大デューティサイクルよりも大きいとき、ゼロ・ベクトルのデューティサイクルは複数の位相レグのそれぞれから差し引かれる。最大デューティサイクルは歪み領域を示す。

これまでの詳細な説明において、少なくとも１つの例示の実施形態が提示されたが、理解されるように、極めて多くの変形例が存在し得る。また、理解されるように、例示の実施形態は単なる例であり、いかなる方法によっても発明の範囲、応用可能性又は構成を限定するものではない。むしろ、これまでの詳細な説明は、例示の実施形態を実現するための簡便なロード・マップを当業者に提供する。特許請求の範囲及びその均等物において示される発明の範囲から逸脱することなく、要素の機能及び配置に関して種々の変更をすることができることが理解されよう。

本発明の例示の実施形態に係る電圧源インバータ・システムのブロック図である。図１に示すインバータ回路の概略図である。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な、歪み領域を有するインバータ出力電圧のグラフである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な、歪み領域を有するインバータ出力電圧のグラフである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な、歪み領域を有するインバータ出力電圧のグラフである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な、複数の歪みスパンのグラフである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な位相デューティサイクルである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な位相デューティサイクルである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な位相デューティサイクルである。図１に示す電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な位相デューティサイクルである。本発明の例示の実施形態に従ってＡＣモータを制御するための方法の流れ図である。

Claims

交流（ＡＣ）モータを制御するための方法であって、
複数の位相レグとゼロ・ベクトルとを有する切り換えサイクル及び出力電圧ベクトルに基づいて前記ＡＣモータに電圧を提供する工程と、
前記出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルによってそれぞれの前記位相レグのデューティサイクルを修正する工程と、
を備える方法。
修正する前記工程が、前記切り換えサイクルの第１位相レグのデューティサイクルが、前記歪み領域を示す最小デューティサイクルよりも小さいとき、前記複数の位相レグのそれぞれに前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを加算する工程を含む、請求項１に記載の方法。
修正する前記工程が、第２位相レグのデューティサイクルが、前記歪み領域を示す最大デューティサイクルよりも大きいとき、それぞれの前記位相レグから前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引く工程を含む、請求項１に記載の方法。
提供する前記工程が、前記ＡＣモータをインバータで駆動する工程を含む、請求項１に記載の方法。
提供する前記工程が、前記インバータを不連続的パルス幅変調（ＤＰＷＭ）信号で駆動する工程を含む、請求項４に記載の方法。
前記最小デューティサイクル及び前記最大デューティサイクルが、前記インバータの最小パルス幅と前記インバータのデッド時間とに基づく、請求項４に記載の方法。
提供する前記工程が、前記インバータの負荷力率と共に変動する位相角を有する最大位相電流に基づいて前記ゼロ・ベクトルを選択する工程を含む、請求項４に記載の方法。
ＡＣモータを制御するための電圧源インバータであって、
入力と出力とを有し、第１信号を生成するよう構成されたコントローラと、
前記コントローラの前記出力に結合された入力と、前記ＡＣモータに結合されるよう構成された出力とを有するスイッチ回路網であって、前記第１信号に基づいて出力電圧ベクトルとゼロ・ベクトルとを生成し、前記出力電圧ベクトルに対応する電圧を前記ＡＣモータに提供するよう構成されたスイッチ回路網と、
前記インバータ回路の前記出力に結合された入力と、前記コントローラの前記入力に結合された出力とを有する変調器であって、前記スイッチ回路網に基づく歪み領域に前記出力電圧ベクトルがあるとき、前記ゼロ・ベクトルを修正するよう構成された変調器と、
を具備する電圧源インバータ。
前記第１信号がＤＰＷＭ信号である、請求項８に記載の電圧源インバータ。
前記変調器が、前記出力電圧ベクトルが前記歪み領域にあるとき、前記出力電圧ベクトルと前記ゼロ・ベクトルとに基づく第２信号を前記コントローラに提供するよう更に構成される、請求項８に記載の電圧源インバータ。
前記第１信号が切り換えサイクルを有し、該切り換えサイクルが複数の位相レグを有し、該複数の位相レグのそれぞれがデューティサイクルを有し、
前記出力電圧ベクトルが前記歪み領域にあるとき、それぞれの前記位相レグのデューティサイクルを修正するよう、前記コントローラが更に構成される、
請求項８に記載の電圧源インバータ。
前記複数の位相レグのうちの１つの位相レグのデューティサイクルが、前記歪み領域を示す最小デューティサイクルよりも小さいとき、前記複数の位相レグのそれぞれに前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを加算するよう、前記コントローラが更に構成される、請求項１１に記載の電圧源インバータ。
前記最小デューティサイクルが、前記スイッチ回路網の最小パルス幅と前記スイッチ回路網のデッド時間とのうちの少なくとも１つに基づく、請求項１２に記載の電圧源インバータ。
前記第２信号に応答して、前記複数の位相レグのうちの１つの位相レグのデューティサイクルが、前記歪み領域を示す最大デューティサイクルよりも大きいとき、それぞれの前記位相レグから前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引くよう、前記コントローラが更に構成される、請求項１１に記載の電圧源インバータ。
前記最大デューティサイクルが、前記スイッチ回路網の最小パルス幅と前記スイッチ回路網のデッド時間とのうちの少なくとも１つに基づく、請求項１４に記載の電圧源インバータ。
前記歪み領域が、前記スイッチ回路網の最小パルス幅と前記スイッチ回路網のデッド時間とのうちの少なくとも１つに基づく、請求項８に記載の電圧源インバータ。
電圧源インバータを制御するための方法であって、
前記電圧源インバータの出力電圧ベクトルを監視する工程であって、前記出力電圧ベクトルが複数の位相レグとゼロ・ベクトルとを有する切り換えサイクルに基づく工程と、
前記出力電圧ベクトルが歪み領域にあるとき、それぞれの前記位相レグのデューティサイクルを前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルによって修正することによって、修正された切り換えサイクルを生成する工程と、
前記修正された切り換えサイクルを有するＤＰＷＭ信号を前記電圧源インバータに提供する工程と、
を有する方法。
生成する前記工程が、前記切り換えサイクルの第１位相レグのデューティサイクルが、前記歪み領域を示す最小デューティサイクルよりも小さいとき、前記切り換えサイクルのそれぞれの位相レグに前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを加算する工程を含む、請求項１７に記載の方法。
生成する前記工程が、第２位相レグの第２デューティサイクルが、前記歪み領域を示す最大デューティサイクルよりも大きいとき、前記切り換えサイクルのそれぞれの位相レグから前記ゼロ・ベクトルのデューティサイクルを差し引く工程を含む、請求項１７に記載の方法。
前記歪み領域が、前記電圧源インバータの最小パルス幅と前記電圧源インバータのデッド時間とのうちの少なくとも１つに基づく、請求項１７に記載の方法。