JP2007202386A - 電気自動車の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源の電圧を昇圧コンバータで昇圧して電源ラインにシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によりインバータを介して交流モータを駆動するシステムの電源ラインの電圧安定化効果を高める。
【解決手段】メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、この交流モータ１４のトルクを一定に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように交流モータ１４の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。このシステム電圧安定化制御の処理周期がトルク制御の処理周期よりも短くなるように設定することで、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって確実に抑制できるようにする。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源の電圧を変換手段で変換してシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によってインバータを介して交流モータを駆動するシステムを搭載した電気自動車の制御装置に関するものである。

車両の動力源として交流モータを搭載した電気自動車においては、例えば特許文献１（特開２００４−２７４９４５号公報）に記載されているように、車両の駆動輪を駆動するための交流モータと、内燃機関で駆動されて発電するための交流モータとを備え、直流電源（二次電池）の電圧を昇圧コンバータで昇圧した直流電圧を電源ラインに発生させ、この電源ラインに、それぞれインバータを介して各交流モータを接続し、昇圧コンバータで昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータを駆動したり、交流モータで発電した交流電圧をインバータで直流電圧に変換して、この直流電圧を昇圧コンバータで降圧してバッテリに回収させるようにしたものがある。

このようなシステムにおいては、電源ラインの電圧を安定化させるために、昇圧コンバータで電源ラインの電圧を目標電圧に制御すると共に、電源ラインに接続された平滑コンデンサで電源ラインの電圧を平滑するようにしたものがある。
特開２００４−２７４９４５号公報

しかし、車両の運転状態の変化等によって一方の交流モータの駆動電力と他方の交流モータの発電電力との関係（２つの交流モータの電力収支）が大きく変化した場合、それによって生じる電源ラインの電圧変動を昇圧コンバータや平滑コンデンサで吸収しきれずに電源ラインの電圧が過大になって、電源ラインに接続された電子機器に過電圧が印加されてしまう可能性がある。この対策として、昇圧コンバータの高性能化や平滑コンデンサの大容量化によって電源ラインの電圧安定化効果を高める方法があるが、この方法では、昇圧コンバータや平滑コンデンサの大型化、高コスト化を招いてしまい、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができないという問題がある。

尚、上記特許文献１では、直流電源の故障時に直流電源と昇圧コンバータとの間をリレーで遮断する際に２つの交流モータのエネルギの総和（電力収支）を「０」にするようにインバータを制御する技術が開示されているが、この技術は、直流電源の故障時の対策であって、直流電源の正常時には電源ラインの電圧安定化効果を高めることができない。また、仮に、通常時に２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするようにインバータを制御しようとしても、一方の交流モータが車両の駆動軸に連結され、他方の交流モータが内燃機関の出力軸に連結されている場合（つまり２つの交流モータが挙動の異なる要素に連結されている場合）や、車両の運転状態が変化する過渡時のようにインバータ制御の演算遅れの影響が大きくなる場合には、２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするように制御するのは極めて困難である。更に、内燃機関に連結されている交流モータは、内燃機関のトルク変動に起因する電力変動を避けられず、これが２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にする制御を更に困難にする。

本発明は、これらの事情を考慮してなされたものであり、従って本発明の目的は、システムの小型化、低コスト化の要求を満たしながら、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができる電気自動車の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、トルク制御手段によりＭＧユニットの交流モータのトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、システム電圧制御手段によりＭＧユニットの入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するように制御するシステム電圧安定化制御を実行し、このシステム電圧安定化制御の処理周期をトルク制御の処理周期よりも短い周期に設定したものである。

この構成では、システム電圧安定化制御によってＭＧユニットの入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制することが可能となるため、車両の運転状態の変化等によって交流モータの電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧（電源ラインの電圧）を効果的に安定化させることができる。しかも、変換手段の高性能化や平滑手段の大容量化を行うことなく、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

ところで、交流モータをトルク制御する場合、このトルク制御によって交流モータの制御パラメータが変化すると、それに応じて交流モータの駆動電力や発電電力が変化してシステム電圧が変動する。しかし、トルク制御の処理周期がシステム電圧安定化制御の処理周期よりも短い（つまりトルク制御の処理速度がシステム電圧安定化制御の処理速度よりも速い）と、トルク指令値の急変時等にトルク制御によってシステム電圧が急変動したときに、そのシステム電圧の変動速度がシステム電圧安定化制御の処理速度よりも速くなって、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって十分に抑制できなくなる可能性がある。

この対策として、本発明は、システム電圧安定化制御の処理周期がトルク制御の処理周期よりも短くなる（つまりシステム電圧安定化制御の処理速度がトルク制御の処理速度よりも速くなる）ように設定している。このようにすれば、トルク指令値の急変時等にトルク制御によってシステム電圧が急変動したときでも、そのシステム電圧の変動速度よりもシステム電圧安定化制御の処理速度の方が速くなるため、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって確実に抑制することができる。

また、システム電圧安定化制御の際に、ＭＧユニットの入力電力の操作によって交流モータのトルクが大きく変動すると、車両の運転状態に悪影響を及ぼす可能性がある。この対策として、請求項２のように、交流モータのトルク発生に必要な電力とは異なる入力電力（つまり無効電力）を操作してシステム電圧を制御するようにすると良い。このようにすれば、交流モータのトルクを一定（例えばトルク指令値）に保持したまま交流モータの入力電力を操作してシステム電圧を制御することができ、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

システム電圧安定化制御の具体的な制御方法は、請求項３のように、システム電圧の目標値を目標電圧設定手段により設定すると共に、システム電圧を電圧検出手段により検出して、システム電圧の目標値と検出したシステム電圧とに基づいてＭＧユニットの入力電力の操作量を操作量演算手段により演算し、この操作量に基づいてＭＧユニットの入力電力を操作してシステム電圧を制御するようにしても良い。このようにすれば、システム電圧の目標値とシステム電圧の検出値との偏差を小さくするようにＭＧユニットの入力電力を操作することができ、システム電圧の変動を確実に抑制することができる。

この場合、請求項４のように、電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を設け、この第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いてＭＧユニットの入力電力の操作量を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力の操作量を演算する際に、システム電圧の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第一の低域通過手段によって除去したシステム電圧を用いることができ、ＭＧユニットの入力電力の操作量の演算精度を向上させることができる。

ところで、ＭＧユニットの入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を行うと、このＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御と変換手段によるシステム電圧の制御とが互いに干渉する可能性がある。

この対策として、請求項５のように、変換電力制御手段により変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御するようにしても良い。具体的には、請求項６のように、変換電力の指令値を変換電力指令値演算手段により演算すると共に、変換電力を変換電力検出手段により検出して、変換電力の指令値と検出した変換電力とに基づいて変換電力の制御量を変換電力制御量演算手段により演算し、この制御量に基づいて変換電力を制御するようにしても良い。このようにすれば、システム電圧安定化制御（ＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御）の影響で変換電力（変換手段の入力電力又は出力電力）が変動しても、変換電力の指令値と検出した変換電力との偏差を小さくするように変換電力を制御することで、ＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御と変換手段によるシステム電圧の制御との干渉を防止することができる。

また、変換電力の指令値は、請求項７のように、電源ラインに接続された全てのＭＧユニットの入力電力の合計値を含んだ電力（例えばＭＧユニットの入力電力の合計値に商用１００Ｖの電気機器を駆動するＤＣＡＣコンバータ等のＭＧユニット以外の電力負荷を加算した電力）に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。ＭＧユニットの入力電力を操作すると、全てのＭＧユニットの入力電力の合計値が変化するため、全てのＭＧユニットの入力電力の合計値を含んだ電力に基づいて変換電力の指令値を演算すれば、ＭＧユニットの入力電力操作の影響を精度良く反映した変換電力の指令値を演算することができる。

この場合、請求項８のように、電源ラインに接続された全てのＭＧユニットの入力電力の合計値を含んだ電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を設け、この第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力の合計値を含んだ電力に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第二の低域通過手段によって除去した電力に基づいて変換電力の指令値を精度良く演算することができると共に、帯域を制限することでＭＧユニットの入力電力の操作によるシステム電圧の制御との干渉を防止できる。

また、変換電力の検出は、請求項９のように、システム電圧の目標値又は検出したシステム電圧と、検出した変換手段の出力電流とに基づいて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を精度良く演算することができる。

この場合、請求項１０のように、電流検出手段で検出した変換手段の出力電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を設け、この第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の出力電流を用いて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を演算する際に、変換手段の出力電流の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第三の低域通過手段により除去した後の出力電流を用いることができ、変換電力の演算精度を向上させることができる。

また、請求項１１のように、交流モータを正弦波ＰＷＭ制御方式で制御する場合には、交流モータに通電する電流ベクトル又は交流モータに印加する電圧ベクトルを操作することでＭＧユニットの入力電力を操作するようにすると良い。交流モータを正弦波ＰＷＭ制御方式で制御する場合には、交流モータのトルク発生に寄与しない無効電力のみを変化させるように電流ベクトルや電圧ベクトルを操作することで、交流モータのトルクを一定に保持したまま交流モータの入力電力を操作してシステム電圧を制御することができる。

一方、請求項１２のように、交流モータを矩形波制御方式で制御する場合には、交流モータに通電する際の矩形波のデューティ比及び／又は位相を操作することでＭＧユニットの入力電力を操作するようにすると良い。交流モータを矩形波制御方式で制御する場合には、矩形波のデューティ比や位相を操作することで、交流モータのトルクを一定に保持したまま交流モータの入力電力を操作してシステム電圧を制御することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を２つの実施例１，２を用いて説明する。

本発明の実施例１を図１乃至図４に基づいて説明する。
まず、図１に基づいて電気自動車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１２と第１の交流モータ１３及び第２の交流モータ１４が搭載され、エンジン１２と第２の交流モータ１４が車輪１１を駆動する動力源となる。エンジン１２のクランク軸１５の動力は、遊星ギヤ機構１６で二系統に分割される。この遊星ギヤ機構１６は、中心で回転するサンギヤ１７と、このサンギヤ１７の外周を自転しながら公転するプラネタリギヤ１８と、このプラネタリギヤ１８の外周を回転するリングギヤ１９とから構成され、プラネタリギヤ１８には図示しないキャリアを介してエンジン１２のクランク軸１５が連結され、リングギヤ１９には第２の交流モータ１４の回転軸が連結され、サンギヤ１７には、主に発電機として使用する第１の交流モータ１３が連結されている。

二次電池等からなる直流電源２０には昇圧コンバータ２１（変換手段）が接続され、この昇圧コンバータ２１は、直流電源２０の直流電圧を昇圧して電源ライン２２とアースライン２３との間に直流のシステム電圧を発生させたり、このシステム電圧を降圧して直流電源２０に電力を戻す機能を持つ。電源ライン２２とアースライン２３との間には、システム電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４や、システム電圧を検出する電圧センサ２５（電圧検出手段）が接続され、電流センサ２６（電流検出手段）によって電源ライン２２に流れる電流が検出される。

更に、電源ライン２２とアースライン２３との間には、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７と第２のインバータ２８が接続され、第１のインバータ２７で第１の交流モータ１３が駆動される共に、第２のインバータ２８で第２の交流モータ１４が駆動される。第１のインバータ２７と第１の交流モータ１３で第１のモータ駆動ユニット（以下「第１のＭＧユニット」と表記する）２９が構成され、第２のインバータ２８と第２の交流モータ１４で第２のモータ駆動ユニット（以下「第２のＭＧユニット」と表記する）３０が構成されている。

メイン制御装置３１は、車両全体を総合的に制御するコンピュータであり、アクセル操作量（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ３２、車両の前進運転や後退運転やパーキング或はニュートラルなどのシフト操作を検出するシフトスイッチ３３、ブレーキ操作を検出するブレーキスイッチ３４、車速を検出する車速センサ３５等の各種センサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。このメイン制御装置３１は、エンジン１２の運転を制御するエンジン制御装置３６と、第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御するモータ制御装置３７との間で制御信号やデータ信号を送受信し、各制御装置３６，３７によって車両の運転状態に応じてエンジン１２と第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御する。

次に、図２に基づいて第１及び第２の交流モータ１３，１４の制御について説明する。第１及び第２の交流モータ１３，１４は、それぞれ三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内装されたものであり、そのロータの回転位置を検出するロータ回転位置センサ３９，４０が搭載されている。また、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧（昇圧コンバータ２１によって昇圧されたシステム電圧）を三相の交流電圧Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 に変換して第１の交流モータ１３を駆動する。第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 が、それぞれ電流センサ４１，４２によって検出される。

一方、電圧制御型の三相の第２のインバータ２８は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧を三相の交流電圧Ｕ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 に変換して第２の交流モータ１４を駆動する。第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 が、それぞれ電流センサ４３，４４によって検出される。

尚、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、インバータ２７，２８で負のトルクで駆動されるときには発電機として機能する。例えば、車両の減速時には減速エネルギにより第２の交流モータ１４で発電した交流電力がインバータ２８で直流電力に変換されて直流電源２０に充電される。通常は、エンジン１２の動力の一部がプラネタリギヤ１８を介して第１の交流モータ１３に伝達されて第１の交流モータ１３で発電することでエンジン１２の動力を引き出し、その発電電力が第２の交流モータ１４に供給されて第２の交流モータ１４が電動機として機能する。また、エンジン１２の動力が遊星ギヤ機構１６で分割されてリングギヤ１９に伝達されるトルクが車両走行に要求されるトルクより大きくなる状態では、第１の交流モータ１３が電動機として機能してエンジン１２の動力を引き出し、この場合、第２の交流モータ１４が発電機として機能して、その発電電力が第１の交流モータ１３に供給される。

モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*と、第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を次のようにして生成する。

まず、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）を第１の回転速度演算部４５に入力して、第１の交流モータ１３の回転速度Ｎ1 を演算する。この後、第１の交流モータ１３のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd1とｑ軸電流ｉq1をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第１のトルク制御電流演算部４６で、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 とに応じたトルク制御電流ベクトルｉt1* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt1*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt1*）をマップ又は数式等により演算する。

この後、第１の電流ベクトル制御部４７で、第１の交流モータ１３のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ1 ，ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて実際の電流ベクトルｉ1 （ｄ軸電流ｉd1，ｑ軸電流ｉq1）を演算し、ｄ軸トルク制御電流ｉdt1*と実際のｄ軸電流ｉd1との偏差Δｉd1が小さくなるようにＰＩ制御によりｄ軸指令電圧Ｖd1* を演算すると共に、ｑ軸トルク制御電流ｉqt1*と実際のｑ軸電流ｉq1との偏差Δｉq1が小さくなるようにＰＩ制御によりｑ軸指令電圧Ｖq1* を演算する。そして、ｄ軸指令電圧Ｖd1* とｑ軸指令電圧Ｖq1* を三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を第１のインバータ２７に出力する。

一方、モータ制御装置３７は、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*と、第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を生成する。

その際、第２の交流モータ１４のトルク発生に必要な電力とは異なる入力電力（つまり無効電力）のみを変化させるように電流ベクトルを操作することで、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行し、このシステム電圧安定化制御の処理周期（例えば１ｍｓ）が、トルク制御の処理周期（例えば８ｍｓ）よりも短くなるように設定されている。

具体的には、まず、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）を第２の回転速度演算部４８に入力して、第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 を演算する。この後、第２の交流モータ１４のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd2とｑ軸電流ｉq2をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第２のトルク制御電流演算部４９で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 とに応じたトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）をマップ又は数式等により演算する。

更に、システム電圧目標値演算部５０（目標電圧演算手段）で、システム電圧の目標値Ｖs*を演算し、電圧センサ２５で検出したシステム電圧の検出値Ｖs を第１のローパスフィルタ５１（第一の低域通過手段）に入力してシステム電圧の検出値Ｖs のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、偏差器５２でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs を求め、この偏差ΔＶs をＰＩ制御器５３（電力操作量演算手段）に入力して、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるようにＰＩ制御により第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算する。

この後、入力電力操作量Ｐm とトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）を指令電流演算部５４に入力して、図３に示すように、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる電力制御電流ベクトルｉp*（ｄ軸電力制御電流ｉdp* ，ｑ軸電力制御電流ｉqp* ）を次のようにして求める。

まず、入力電力操作量Ｐm とトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）とに応じたｄ軸電力制御電流ｉdp* をマップ又は数式等により演算し、このｄ軸電力制御電流ｉdp* を用いて次式によりｑ軸電力制御電流ｉqp* を演算する。

ここで、φは鎖交磁束、Ｌd はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンスであり、それぞれ交流モータ１４の機器定数である。

これにより、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままで第２の交流モータ１４の入力電力（無効電力）を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる電力制御電流ベクトルｉp*（ｄ軸電力制御電流ｉdp* ，ｑ軸電力制御電流ｉqp* ）を求める。

この後、トルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）と電力制御電流ベクトルｉp*（ｄ軸電力制御電流ｉdp* ，ｑ軸電力制御電流ｉqp* ）とを合成して最終的な指令電流ベクトルｉ2*（ｄ軸指令電流ｉd2* ，ｑ軸指令電流ｉq2* ）を求める。
ｉ2*（ｉd2* ，ｉq2* ）＝ｉt2* （ｉdt2*，ｉqt2*）＋ｉp*（ｉdp* ，ｉqp* ）

指令電流ベクトルｉ2*を演算した後、図２に示すように、第２の電流ベクトル制御部５５で、第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて実際の電流ベクトルｉ2 （ｄ軸電流ｉd2，ｑ軸電流ｉq2）を演算し、ｄ軸指令電流ｉd2* と実際のｄ軸電流ｉd2との偏差Δｉd2が小さくなるようにＰＩ制御によりｄ軸指令電圧Ｖd2* を演算すると共に、ｑ軸指令電流ｉq2* と実際のｑ軸電流ｉq2との偏差Δｉq2が小さくなるようにＰＩ制御によりｑ軸指令電圧Ｖq2* を演算する。そして、ｄ軸指令電圧Ｖd2* とｑ軸指令電圧Ｖq2* を三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上のようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、この第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。この場合、第２のトルク制御電流演算部４９、指令電流演算部５４、第２の電流ベクトル制御部５５等がトルク制御手段としての役割を果たし、ＰＩ制御器５３、指令電流演算部５４、第２の電流ベクトル制御部５５等がシステム電圧制御手段としての役割を果たす。

これらのトルク制御とシステム電圧安定化制御は、図４に示すモータ制御プログラムに従って実行される。本プログラムは、所定周期（例えば１ｍｓ）で繰り返し実行される。本プログラムが起動されると、まず、ステップ１０１で、図示しないトルク制御電流ベクトル演算プログラムを割り込み処理により所定周期（例えば８ｍｓ）で繰り返し実行することで、トルク指令値Ｔ2*と第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 とに応じたトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）をマップ又は数式等により演算する。このトルク制御電流ベクトルｉt2* の演算周期（例えば８ｍｓ）がトルク制御の処理周期となる。

この後、ステップ１０２に進み、図示しない電力制御電流ベクトル演算プログラムを割り込み処理により所定周期（例えば１ｍｓ）で繰り返し実行することで、入力電力操作量Ｐm とトルク制御電流ベクトルｉt2* とに応じたｄ軸電力制御電流ｉdp* をマップ又は数式等により演算し、このｄ軸電力制御電流ｉdp* を用いて次式によりｑ軸電力制御電流ｉqp* を演算する。

これにより、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままで第２の交流モータ１４の入力電力（無効電力）を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる電力制御電流ベクトルｉp*（ｄ軸電力制御電流ｉdp* ，ｑ軸電力制御電流ｉqp* ）を求める。この電力制御電流ベクトルｉp*の演算周期（例えば１ｍｓ）がシステム電圧安定化制御の処理周期となる。

この後、ステップ１０３に進み、トルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）と電力制御電流ベクトルｉp*（ｄ軸電力制御電流ｉdp* ，ｑ軸電力制御電流ｉqp* ）とを合成して最終的な指令電流ベクトルｉ2*（ｄ軸指令電流ｉd2* ，ｑ軸指令電流ｉq2* ）を求める。
ｉ2*（ｉd2* ，ｉq2* ）＝ｉt2* （ｉdt2*，ｉqt2*）＋ｉp*（ｉdp* ，ｉqp* ）

この後、ステップ１０４に進み、ｄ軸指令電流ｉd2* と実際のｄ軸電流ｉd2との偏差Δｉd2が小さくなるようにＰＩ制御によりｄ軸指令電圧Ｖd2* を演算すると共に、ｑ軸指令電流ｉq2* と実際のｑ軸電流ｉq2との偏差Δｉq2が小さくなるようにＰＩ制御によりｑ軸指令電圧Ｖq2* を演算し、これらのｄ軸指令電圧Ｖd2* とｑ軸指令電圧Ｖq2* を三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上の処理により、電力制御電流ベクトルｉp*の演算周期（例えば１ｍｓ）をトルク制御電流ベクトルｉt2* の演算周期（例えば８ｍｓ）よりも短くすることで、システム電圧安定化制御の処理周期（例えば１ｍｓ）がトルク制御の処理周期（例えば８ｍｓ）よりも短くなる（つまりシステム電圧安定化制御の処理速度がトルク制御の処理速度よりも速くなる）ように設定されている。尚、システム電圧安定化制御の処理周期とトルク制御の処理周期は、それぞれ１ｍｓ周期、８ｍｓ周期に限定されるものではなく、要は、システム電圧安定化制御の処理周期がトルク制御の処理周期よりも短くなるように、両者の処理周期を適宜設定すれば良い。

更に、モータ制御装置３７は、前述したシステム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）と、昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御との干渉を防止するために、昇圧コンバータ２１の出力電力（以下「変換電力」という）の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の図示しないスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc を制御する変換電力制御を実行する。

具体的には、図２に示すように、変換電力の指令値Ｐif* を演算する場合には、まず、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の軸出力演算部５６に入力して第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 を演算すると共に、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の出力損失演算部５７に入力して第１の交流モータ１３の出力損失ＰＬ1 を演算した後、加算器５８で第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 に出力損失ＰＬ1 を加算して第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1を求める。この際、第１の交流モータ１３が発電機として機能している場合には、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1の演算結果が負の値となる。

更に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の軸出力演算部５９に入力して第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 を演算すると共に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の出力損失演算部６０に入力して第２の交流モータ１４の出力損失ＰＬ2 を演算した後、加算器６１で第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 に出力損失ＰＬ2 を加算して第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2を求める。この際、第２の交流モータ１４が発電機として機能している場合には、第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2の演算結果が負の値となる。

この後、合計器６２で第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計して合計電力Ｐi*を求め、この合計電力Ｐi*を第２のローパスフィルタ６３（第二の低域通過手段）に入力して合計電力Ｐi*のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、このローパスフィルタ処理後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とする。これら合計器６２と第２のローパスフィルタ６３が変換電力指令値演算手段としての役割を果たす。

一方、変換電力の検出値Ｐi を演算する場合は、電流センサ２６で検出した昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc を第３のローパスフィルタ６４（第三の低域通過手段）に入力して昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、変換電力検出部６５（変換電力検出手段）でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求める。尚、システム電圧の検出値Ｖsfと出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求めるようにしても良い。

この後、偏差器６６で変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi を求め、この偏差ΔＰi をＰＩ制御器６７（変換電力制御量演算手段）に入力し、変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるようにＰＩ制御により昇圧コンバータ２１の図示しないスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc を演算する。この後、昇圧駆動信号演算部６８（変換電力制御手段）で、通電デューティ比Ｄc に基づいて昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを演算し、この昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを昇圧コンバータ２１に出力する。

このようにして、変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行して、システム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）と、昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御との干渉を防止する。

以上説明した本実施例１では、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧（電源ライン２２の電圧）の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行するようにしたので、車両の運転状態の変化等によって２つの交流モータ１３，１４の電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧を効果的に安定化させることができる。しかも、昇圧コンバータ２１の高性能化や平滑コンデンサ２４の大容量化を行うことなく、電源ライン２２の電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

ところで、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合、このトルク制御によって第２の交流モータ１４の制御パラメータ（トルク制御電流ベクトルｉt2* ）が変化すると、それに応じて第２の交流モータ１４の駆動電力や発電電力が変化してシステム電圧が変動する。しかし、トルク制御の処理周期がシステム電圧安定化制御の処理周期よりも短い（つまりトルク制御の処理速度がシステム電圧安定化制御の処理速度よりも速い）と、トルク指令値Ｔ2*の急変時等にトルク制御によってシステム電圧が急変動したときに、そのシステム電圧の変動速度がシステム電圧安定化制御の処理速度よりも速くなって、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって十分に抑制できなくなる可能性がある。

この対策として、本実施例１では、システム電圧安定化制御の処理周期がトルク制御の処理周期よりも短くなる（つまりシステム電圧安定化制御の処理速度がトルク制御の処理速度よりも速くなる）ように設定したので、トルク指令値Ｔ2*の急変時等にトルク制御によってシステム電圧が急変動したときでも、そのシステム電圧の変動速度よりもシステム電圧安定化制御の処理速度の方が速くなり、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって確実に抑制することができる。

また、本実施例１では、第２の交流モータ１４を正弦波ＰＷＭ制御方式で制御するシステムにおいて、システム電圧安定化制御の際に、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力のみを変化させるように電流ベクトルを操作することで、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作してシステム電圧を制御するようにしたので、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

尚、上記実施例１では、第２の交流モータ１４の電流ベクトルを操作することで、第２の交流モータ１４のトルクを一定に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作するようにしたが、第２の交流モータ１４の電圧ベクトルを操作することで、第２の交流モータ１４のトルクを一定に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作するようにしても良い。

また、本実施例１では、ローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いて第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算するようにしたので、入力電力操作量Ｐm を演算する際に、システム電圧の検出値Ｖs に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いることができ、入力電力操作量Ｐm の演算精度を向上させることができる。

ところで、第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を行うと、この第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御と昇圧コンバータ２０によるシステム電圧の制御とが互いに干渉する可能性がある。

この対策として、本実施例１では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計した合計電力Ｐi*から変換電力の指令値Ｐif* を求めると共に、システム電圧の目標値Ｖs*（又は検出値Ｖsf）と昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求め、これらの変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行するようにしたので、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御と昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御との干渉を防止することができる。

また、本実施例１では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2との合計電力Ｐi*をローパスフィルタ処理した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とするようにしたので、ノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とすることができ、変換電力の指令値Ｐif* を精度良く設定することができる。

更に、本実施例１では、ローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfを用いて変換電力の検出値Ｐi を演算するようにしたので、変換電力の検出値Ｐi を演算する際に、出力電流の検出値ｉc に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の出力電流の検出値ｉcfを用いることができ、変換電力の検出値Ｐi の演算精度を向上させることができる。

次に、図５乃至図７を用いて本発明の実施例２を説明する。但し、前記実施例１と実質的に同一部分には同一符号を付して説明を簡略化し、主として前記実施例１と異なる部分について説明する。

前記実施例１では、第２の交流モータ１４を正弦波ＰＷＭ制御方式で制御するようにしたが、本実施例２では、第２の交流モータ１４を矩形波制御方式で制御するようにしている。

図５に示すように、モータ制御装置３７は、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*と、第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 と、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 に基づいて矩形波制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を生成する。矩形波制御方式は、交流モータ１４の電気角で所定角度毎に通電を転流させて交流モータ１４を制御する方式である。

その際、第２の交流モータ１４に通電する矩形波のデューティ比Ｄｕｔｙを操作してパルス幅を操作したり、矩形波の位相φを操作することで、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行し、このシステム電圧安定化制御の処理周期（例えば１ｍｓ）が、トルク制御の処理周期（例えば８ｍｓ）よりも短くなるように設定されている。

具体的には、まず、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）を第２の回転速度演算部４８に入力して、第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 を演算すると共に、第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）とロータ回転位置θ2 をトルク推定部７４に入力して、第２の交流モータ１４に流れる電流により発生しているトルクＴ2 を推定する。

この後、図６に示すように、トルク制御部７５（トルク制御手段）の偏差器７７で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と推定トルクＴ2 との偏差ΔＴ2 を求め、この偏差ΔＴ2 をＰＩ制御器７８に入力して、トルク指令値Ｔ2*と推定トルクＴ2 との偏差ΔＴ2 が小さくなるようにＰＩ制御により矩形波の位相φt を演算すると共に、デューティ演算部７９で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 とに応じた矩形波のデューティ比Ｄt をマップ又は数式等により演算する。

更に、ＰＩ制御器５３から出力された入力電力操作量Ｐm と推定トルクＴ2 と回転速度Ｎ2 を電力制御部７６（システム電圧制御手段）の矩形波操作量演算部８０に入力して、デューティ比操作量Ｄp と位相操作量φp を次のようにして演算する。まず、入力電力操作量Ｐm と推定トルクＴ2 と回転速度Ｎ2 に応じた矩形波のデューティ比操作量Ｄp をマップ又は数式等により演算することで、図７に示すように、第２の交流モータ１４の入力電力を入力電力操作量Ｐm だけ変化させるデューティ比操作量Ｄp を求める。更に、入力電力操作量Ｐm と第２の交流モータ１４の推定トルクＴ2 と回転速度Ｎ2 に応じた矩形波の位相操作量φp をマップ又は数式等により演算してデューティ比操作量Ｄp に応じた位相操作量φp を求めることで、図７に示すように、デューティ比操作量Ｄp によるデューティ比の操作によって発生する第２の交流モータ１４のトルク変動を抑制するように位相操作量φp を求める。

また、矩形波操作量演算部８０は、デューティ比操作量Ｄp 及び位相操作量φp を所定の限界値で制限（ガード処理）するリミット手段（図示せず）を備え、このリミット手段でデューティ比操作量Ｄp 及び位相操作量φp が限界値を越えて過剰に大きくなることを防止するようにしている。

尚、デューティ比操作量Ｄp と位相操作量φp を演算する際に、推定トルクＴ2 に代えてトルク指令値Ｔ2*を用いるようにしても良い。また、後述する最終的なデューティ比Ｄｕｔｙ（＝Ｄt ＋Ｄp ）とトルク指令値Ｔ2*とに基づいて位相操作量φp を演算することで、デューティ比の操作によって発生する第２の交流モータ１４のトルク変動を抑制するように位相操作量φp を求めるようにしても良い。

この後、電力制御部７６の加算器８１で矩形波の位相φt に位相操作量φp を加算して最終的な矩形波の位相φ（＝φt ＋φp ）を求めると共に、加算器８２で矩形波のデューティ比Ｄt にデューティ比操作量Ｄp を加算して最終的な矩形波のデューティ比Ｄｕｔｙ（＝Ｄt ＋Ｄp ）を求めた後、トルク制御部７５の矩形波演算部８３で、矩形波の位相φ及びデューティ比Ｄｕｔｙと第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 と回転速度Ｎ2 とに基づいて三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 （矩形波指令信号）を演算し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上のようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、この第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。

また、電力制御部７６による矩形波の位相操作量φp 及びデューティ比操作量Ｄp の演算周期（例えば１ｍｓ）をトルク制御部７５による矩形波の位相φt 及びデューティ比Ｄt の演算周期（例えば８ｍｓ）よりも短くすることで、システム電圧安定化制御の処理周期（例えば１ｍｓ）がトルク制御の処理周期（例えば８ｍｓ）よりも短くなる（つまりシステム電圧安定化制御の処理速度がトルク制御の処理速度よりも速くなる）ように設定されている。

以上説明した本実施例２においても、システム電圧安定化制御の処理周期がトルク制御の処理周期よりも短くなる（つまりシステム電圧安定化制御の処理速度がトルク制御の処理速度よりも速くなる）ように設定したので、トルク指令値Ｔ2*の急変時等にトルク制御によってシステム電圧が急変動したときでも、そのシステム電圧の変動速度よりもシステム電圧安定化制御の処理速度の方が速くなり、トルク制御によって発生するシステム電圧の変動をシステム電圧安定化制御によって確実に抑制することができる。

また、本実施例２では、第２の交流モータ１４を矩形波制御方式で制御するシステムにおいて、システム電圧安定化制御の際に、第２の交流モータ１４の入力電力を入力電力操作量Ｐm だけ変化させるデューティ比操作量Ｄp を求め、このデューティ比操作量Ｄp によるデューティ比の操作によって発生する第２の交流モータ１４のトルク変動を抑制するように位相操作量φp を求めるようにしたので、第２の交流モータ１４のトルクを一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２の交流モータ１４の入力電力を操作してシステム電圧を制御することができ、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

尚、上記各実施例１，２では、変換電力制御の際に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御するようにしたが、昇圧コンバータ２１の入力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の入力電力を制御するようにしても良い。

また、上記各実施例１，２では、システム電圧安定化制御の際に、第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するようにしたが、第１のＭＧユニット２９（第１の交流モータ１３）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。或は、図示しないが、例えば従動輪に第３のＭＧユニットを搭載した全輪駆動構成の車両においては、この第３のＭＧユニットの入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。

また、上記各実施例１，２では、エンジンの動力を遊星ギヤ機構で分割する所謂スプリットタイプのハイブリッド車に本発明を適用したが、このスプリットタイプのハイブリッド車に限定されず、他の方式であるパラレルタイプやシリーズタイプのハイブリッド車に本発明を適用しても良い。更に、上記各実施例１，２では、交流モータとエンジンを動力源とする車両に本発明を適用したが、交流モータのみを動力源とする車両に本発明を適用しても良い。また、インバータと交流モータとからなるＭＧユニットを１つだけ搭載した車両やＭＧユニットを３つ以上搭載した車両に本発明を適用しても良い。

本発明の実施例１における電気自動車の駆動システムの概略構成図である。 交流モータの制御系の構成を示すブロック図である。 指令電流ベクトルの演算方法を説明するための図である。 モータ制御プログラムの処理の流れを示すフローチャートである。 実施例２の交流モータの制御系の構成を示すブロック図である。 トルク制御部と電力制御部の構成を示すブロック図である。 デューティ比操作量と位相操作量の演算方法を説明するための図である。

符号の説明

１３，１４…交流モータ、２０…直流電源、２１…昇圧コンバータ（変換手段）、２２…電源ライン、２３…アースライン、２４…平滑コンデンサ、２５…電圧センサ（電圧検出手段）、２６…電流センサ（電流検出手段）、２７，２８…インバータ、２９，３０…ＭＧユニット、３７…モータ制御装置、４９…第２のトルク制御電流演算部（トルク制御手段）、５０…システム電圧目標値演算部（目標電圧演算手段）、５１…第１のローパスフィルタ（第一の低域通過手段）、５３…ＰＩ制御器（電力操作量演算手段，システム電圧制御手段）、５４…指令電流演算部（トルク制御手段，システム電圧制御手段）、５５…第２の電流ベクトル制御部（トルク制御手段，システム電圧制御手段）、６２…合計器（変換電力指令値演算手段）、６３…第２のローパスフィルタ（第二の低域通過手段）、６４…第３のローパスフィルタ（第三の低域通過手段）、６５…変換電力検出部（変換電力検出手段）、６７…ＰＩ制御器（変換電力制御量演算手段）、６８…昇圧駆動信号演算部（変換電力制御手段）、７５…トルク制御部（トルク制御手段）、７６…電力制御部（システム電圧制御手段）

Claims (12)

1. 直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、前記電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、
   前記ＭＧユニットの交流モータのトルクを制御するトルク制御を実行するトルク制御手段と、
   前記ＭＧユニットの入力電力を操作して前記システム電圧の変動を抑制するように制御するシステム電圧安定化制御を実行するシステム電圧制御手段とを備え、
   前記システム電圧安定化制御の処理周期が前記トルク制御の処理周期よりも短い周期に設定されていることを特徴とする電気自動車の制御装置。
2. 前記システム電圧制御手段は、前記交流モータのトルク発生に必要な電力とは異なる入力電力を操作して前記システム電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電気自動車の制御装置。
3. 前記システム電圧の目標値を設定する目標電圧設定手段と、
   前記システム電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値と前記電圧検出手段で検出したシステム電圧とに基づいて前記ＭＧユニットの入力電力の操作量を演算する電力操作量演算手段とを備え、
   前記システム電圧制御手段は、前記電力操作量演算手段で演算した入力電力の操作量に基づいて前記ＭＧユニットの入力電力を操作して前記システム電圧を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電気自動車の制御装置。
4. 前記電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を備え、
   前記電力操作量演算手段は、前記第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いて前記ＭＧユニットの入力電力の操作量を演算することを特徴とする請求項３に記載の電気自動車の制御装置。
5. 前記変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御する変換電力制御手段を備えていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
6. 前記変換電力の指令値を演算する変換電力指令値演算手段と、
   前記変換電力を検出する変換電力検出手段と、
   前記変換電力指令値演算手段で演算した変換電力の指令値と前記変換電力検出手段で検出した変換電力とに基づいて前記変換電力の制御量を演算する変換電力制御量演算手段とを備え、
   前記変換電力制御手段は、前記変換電力制御量演算手段で演算した制御量に基づいて前記変換電力を制御することを特徴とする請求項５に記載の電気自動車の制御装置。
7. 前記変換電力指令値演算手段は、前記電源ラインに接続された全てのＭＧユニットの入力電力の合計値を少なくとも含んだ電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項６に記載の電気自動車の制御装置。
8. 前記電源ラインに接続された全てのＭＧユニットの入力電力の合計値を少なくとも含んだ電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を備え、
   前記変換電力指令値演算手段は、前記第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項７に記載の電気自動車の制御装置。
9. 前記変換手段の出力電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記変換電力検出手段は、前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値又は前記電圧検出手段で検出したシステム電圧と、前記電流検出手段で検出した変換手段の出力電流とに基づいて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
10. 前記電流検出手段で検出した変換手段の出力電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を備え、
    前記変換電力検出手段は、前記第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の出力電流を用いて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項９に記載の電気自動車の制御装置。
11. 前記トルク制御手段は、前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御方式で制御し、
    前記システム電圧制御手段は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式で前記交流モータに通電する電流ベクトル又は前記交流モータに印加する電圧ベクトルを操作することで前記ＭＧユニットの入力電力を操作することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
12. 前記トルク制御手段は、前記交流モータを矩形波制御方式で制御し、
    前記システム電圧制御手段は、前記矩形波制御方式で前記交流モータに通電する際の矩形波のデューティ比及び／又は位相を操作することで前記ＭＧユニットの入力電力を操作することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。

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