JP2007163376A - 検出器及び放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出誤差を小さくすることのできる検出器及び放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】負荷への電流供給経路上に直列に挿入される検出抵抗Ｒｓと、一端が検出抵抗Ｒｓの一端に接続される抵抗Ｒ１と、一端が検出抵抗Ｒｓの他端に接続され且つ抵抗Ｒ１と抵抗値の異なる抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の他端に接続されて抵抗Ｒ１の他端の電圧Ｖ１と抵抗Ｒ２の他端の電圧Ｖ２とを略等しくさせるように調整する電圧調整手段１と、抵抗Ｒ１の他端及び電圧調整手段１と接続されて抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１と抵抗Ｒ２を流れる電流Ｉ２とを略等しくさせるように調整する電流調整手段２とを備えており、抵抗Ｒ１の他端から検出出力である検出電圧Ｖｄを得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流又は電圧を検出するための検出器及び放電灯点灯装置に関する。

従来の放電灯点灯装置は、図８に示すように、直流電源Ｅから供給される直流電力を所望の直流電力に変換する電力変換手段３と、電力変換手段３からの出力の極性を切り換えることで矩形波に変換するインバータ回路４と、放電灯Ｌａを始動させるための高電圧を発生させる始動回路５とから構成されており、電力変換手段３の出力電圧及び出力電流をそれぞれ電圧検出器６及び電流検出器７で検出し、検出信号を制御手段８に入力してフィードバック制御を行うことで、放電ランプＬａに必要な電力の供給を制御している。ここで電流検出器７は、負荷電流が流れることによる検出抵抗での電圧降下分を増幅して検出するもので、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。

この従来例は、図９に示すように、負荷への電流供給経路上に直列に挿入される検出抵抗Ｒｓと、抵抗Ｒｅと、これを介して検出抵抗Ｒｓの一端Ｔａとエミッタが接続されるトランジスタＱ９０と、エミッタが検出抵抗Ｒｓの他端Ｔｂ側に接続され且つベースが自己のコレクタ及びトランジスタＱ９０のベースに接続されるトランジスタＱ９１とを備えている。トランジスタＱ９０は、抵抗Ｒｘ及びトランジスタＱ９２を介して電圧源Ｖｒと接続され、トランジスタＱ９１は、抵抗Ｒｃ及びトランジスタＱ９３を介して電圧源Ｖｒと接続されており、トランジスタＱ９２及びＱ９３によってカレントミラー回路が構成されている。

上記構成の電流検出器による負荷電流の検出及び増幅の動作原理について説明する。トランジスタＱ９０の電流増幅率ｈ_ＦＥが十分に大きいと考え、トランジスタＱ９０のエミッタと抵抗Ｒｅとの接続点Ｔｄの電位をＶｅとし、トランジスタＱ９０のコレクタ電流及びエミッタ電流をそれぞれＩｃ及びＩｅ、負荷電流をＩｏとすると、次式が成り立つ。

Ｉｃ≒Ｉｅ
＝（Ｖｅ＋Ｉｏ・Ｒｓ）／Ｒｅ
そして、抵抗ＲｘとトランジスタＱ９２のエミッタとの接続点Ｔｃに現れる検出出力Ｖｃは次式で求められる。

Ｖｃ＝Ｖｒ−Ｉｃ・Ｒｘ
＝Ｖｒ−（Ｖｅ＋Ｉｏ・Ｒｓ）Ｒｘ／Ｒｅ
＝Ｖｒ−（Ｖｂｘ−Ｖｂｅ＋Ｉｏ・Ｒｓ）Ｒｘ／Ｒｅ
上式において、ＶｂｘはトランジスタＱ９１のベース・エミッタ間の電圧で、ＶｂｅはトランジスタＱ９０のベース・エミッタ間の電圧であり、これら２つのトランジスタの特性を揃えることでＶｂｘとＶｂｅは略等しくなる。したがって、Ｖｃは次式となる。

Ｖｃ＝Ｖｒ−Ｉｏ・Ｒｓ・Ｒｘ／Ｒｅ
この式から、検出抵抗Ｒｓで検出された負荷電流を示す電圧Ｉｏ・ＲｓがＲｘ／Ｒｅ倍に増幅されて接続点Ｔｃから出力されることが分かる。
特開２００３−３１５３７８号公報

しかしながら、上記従来例では、負荷電流Ｉｏがゼロ付近のレベルである場合、トランジスタＱ９０、Ｑ９１のベース・エミッタ間の電圧に差が生じやすく、またトランジスタＱ９２、Ｑ９３を流れる遮断電流の影響から負荷電流Ｉｏがゼロ付近のレベルにおいて検出誤差が大きくなるという問題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑みて為されたもので、検出誤差を小さくすることのできる検出器を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、回路の所定の２点を検出点として検出点間の電位差又は検出点間を流れる電流を検出する検出器であって、一方の検出点に一端が接続される第一の抵抗と、他方の検出点に一端が接続され且つ第一の抵抗と抵抗値が異なる第二の抵抗と、第二の抵抗の他端に接続されて第一の抵抗の他端の電位と第二の抵抗の他端の電位とを略等しくさせるように調整する電圧調整手段と、第一の抵抗の他端及び電圧調整手段と接続されて第一の抵抗を流れる電流と第二の抵抗を流れる電流とを略等しくさせるように調整する電流調整手段とを備え、第一の抵抗又は第二の抵抗の電圧降下分から検出出力を得ることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、検出点は、負荷への電流供給経路上に直列に挿入される検出抵抗の両端が接続され、該検出抵抗の抵抗値は第一、第二の抵抗の抵抗値よりも小さいことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、電圧調整手段は、第一、第二のトランジスタから成り、第一のトランジスタのエミッタは第一の抵抗の他端と接続され、第二のトランジスタのエミッタは第二の抵抗の他端と接続され、電流調整手段は、第二のトランジスタのコレクタに流入する電流と略等しい電流を第一のトランジスタを介して第一の抵抗に供給するカレントミラー回路から成ることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３の発明において、電流調整手段のカレントミラー回路の電流出力から検出出力を得ることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項３の発明において、電流調整手段のカレントミラー回路が、少なくとも１つの抵抗を備え、該抵抗の電圧降下分から検出出力を得ることを特徴とする。

請求項６の発明は、放電ランプに電力を供給する放電灯点灯装置であって、外部電源から供給される電力を所望の電力に変換して出力する電力変換手段を備え、電力変換手段は、請求項１乃至５何れか記載の検出器を用いることでその出力を検出してフィードバック制御することを特徴とする。

本発明によれば、回路の所定の２点を検出点として検出点間の電位差又は検出点間を流れる電流を検出する検出器であって、一方の検出点に一端が接続される第一の抵抗と、他方の検出点に一端が接続され且つ第一の抵抗と抵抗値が異なる第二の抵抗と、第二の抵抗の他端に接続されて第一の抵抗の他端の電位と第二の抵抗の他端の電位とを略等しくさせるように調整する電圧調整手段と、第一の抵抗の他端及び電圧調整手段と接続されて第一の抵抗を流れる電流と第二の抵抗を流れる電流とを略等しくさせるように調整する電流調整手段とを備え、第一の抵抗又は第二の抵抗の電圧降下分から検出出力を得るので、負荷電流がゼロ付近のレベルの場合にも、検出誤差を小さくすることができる。

（実施形態１）
以下、本発明の第一の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態の検出器は、図１に示すように、負荷への電流供給経路上に直列に挿入される検出抵抗Ｒｓと、一端が検出抵抗Ｒｓの一端に接続される抵抗Ｒ１と、一端が検出抵抗Ｒｓの他端に接続され且つ抵抗Ｒ１と抵抗値の異なる抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の他端に接続されて抵抗Ｒ１の他端の電圧Ｖ１と抵抗Ｒ２の他端の電圧Ｖ２とを略等しくさせるように調整する電圧調整手段１と、抵抗Ｒ１の他端及び電圧調整手段１と接続されて抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１と抵抗Ｒ２を流れる電流Ｉ２とを略等しくさせるように調整する電流調整手段２とを備えており、抵抗Ｒ１の他端から検出出力である検出電圧Ｖｄを得る。尚、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値は検出抵抗Ｒｓの抵抗値よりも十分に大きいものとする。

本実施形態の負荷電流の検出及び増幅の動作原理について説明する。検出抵抗Ｒｓを流れる電流を負荷電流Ｉｏとすると、電流Ｉ１、Ｉ２は次式で表される。

Ｉ１＝（Ｖ１−Ｉｏ・Ｒｓ）／Ｒ１
Ｉ２＝Ｖ２／Ｒ２
ここで、電流調整手段２によって電流Ｉ１、Ｉ２は略等しくなり、電圧調整手段１によって電圧Ｖ１、Ｖ２も略等しくなるので、電圧Ｖ１を同電位である検出電圧Ｖｄに置き換えると、
（Ｖｄ−Ｉｏ・Ｒｓ）／Ｒ１＝Ｖｄ／Ｒ２
Ｖｄ（１／Ｒ１―１／Ｒ２）＝Ｉｏ・Ｒｓ／Ｒ１
Ｖｄ＝Ｉｏ・Ｒｓ・Ｒ２／（Ｒ２−Ｒ１）
となる。上式より、検出抵抗Ｒｓに印加される電圧Ｉｏ・ＲｓのＲ２／（Ｒ２―Ｒ１）倍の増幅電圧を検出電圧Ｖｄとして得ることができる。

上述のように構成することで、検出出力の増幅率が検出抵抗Ｒｓの両端にそれぞれ接続される抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値で決まるために、基準電圧を必要とせず増幅率の設定が容易となり、更に抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を大きいものにすれば、回路を流れる消費電流を抑えることができ集積回路化が容易となる。また、電流調整手段２によって抵抗Ｒ１及びＲ２に流れる電流を略等しくするように調整するので、外乱ノイズの影響を少なくすることができる。

以下、本実施形態における電圧調整手段１及び電流調整手段２の具体的な回路構成を図面を用いて説明する。図２に示すように、電圧調整手段１は、２つのＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２から成り、電流調整手段２は、２つのＰＮＰトランジスタＱ２０、Ｑ２１をカレントミラー回路ＣＭ１に構成して成る。ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１の他端に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ２の他端に接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２それぞれのベースとＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとが接続されている。

ＰＮＰトランジスタＱ２０、Ｑ２１は、それぞれエミッタが電圧源Ｖｃｃと接続されており、ＰＮＰトランジスタＱ２０のコレクタはＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタと接続され、ＰＮＰトランジスタＱ２１のコレクタはＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタと接続されている。また、ＰＮＰトランジスタＱ２０、Ｑ２１のそれぞれのベースとＰＮＰトランジスタＱ２１のコレクタとが接続されている。

ＮＰＮトランジスタＱ１及びＱ２は、互いにベースが接続されて同電位であるので、特性が略等しいものを使用し、各エミッタ電流を略等しくなるように制御することで、各トランジスタのベース・エミッタ間の電圧が略等しくなり、したがって電圧Ｖ１及びＶ２を略等しくさせるように動作する。

ＰＮＰトランジスタＱ２０及びＱ２１は、カレントミラー回路ＣＭ１を構成しているので、各トランジスタは、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ電流と略同一の大きさの電流がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに流れるように動作する。ここでＮＰＮトランジスタＱ１及びＱ２の電流増幅率を十分に大きくすると、コレクタ電流とエミッタ電流が略等しくなり、したがってＰＮＰトランジスタＱ２０及びＱ２１は、電流Ｉ１及びＩ２を略等しくさせるように動作する。

また、ＰＮＰトランジスタＱ２０及びＱ２１によって、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＱ２それぞれのコレクタ電流及びエミッタ電流を略等しくするので、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＱ２の各ベース・エミッタ間電圧を略等しくさせる動作も行う。

上述のように回路を構成することで、上述の検出電圧Ｖｄの関係式が成立し、抵抗Ｒ１の他端から検出抵抗Ｒｓに印加される電圧Ｉｏ・ＲｓのＲ２／（Ｒ２―Ｒ１）倍の増幅電圧を検出電圧Ｖｄとして得ることができる。また、上記回路では、電圧Ｖ１及びＶ２、電流Ｉ１及びＩ２が同一となるように負帰還動作を行うので、トランジスタの遮断電流等によるバイアス電流で生じるオフセット分自体にも負帰還動作を行うため、負荷電流Ｉｏがゼロ付近のレベルの場合でも検出誤差を小さくすることができる。

本実施形態の検出器を従来例における放電灯点灯装置の電流検出器７に適用した場合の回路図を図３に示す。但し、インバータ回路４、始動回路５、放電灯Ｌａの図示は省略する。尚、以下に示す各実施形態の検出器も、本実施形態の検出器と同様に図３のように電流検出器７に適用することができるのは言うまでもない。また、放電灯点灯装置に限らず、ＬＥＤ等の点灯装置や電源装置の電流検出器として用いてもよい。

（実施形態２）
本発明の第二の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態の検出器は、図４に示すように、電圧調整手段１は、３つのＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３から成り、電流調整手段２は、３つのＰＮＰトランジスタＱ４０、Ｑ４１、Ｑ４２をカレントミラー回路ＣＭ２に構成して成る。ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ１の他端に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒ２の他端に接続されている。また、各々のベースとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとが接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ３は、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続され、ベースがＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。

ＰＮＰトランジスタＱ４０、Ｑ４１は、それぞれエミッタが抵抗Ｒ４０、Ｒ４１を介して電圧源Ｖｃｃと接続されており、ＰＮＰトランジスタＱ４１のコレクタはＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタと接続されている。また、ＰＮＰトランジスタＱ４０、Ｑ４１の各ベースとＰＮＰトランジスタＱ４０のコレクタとが接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ４２は、エミッタがＰＮＰトランジスタＱ４０のコレクタに接続され、ベースがＰＮＰトランジスタＱ４１のコレクタと接続され、コレクタがＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタと接続されており、これら３つのＰＮＰトランジスタによって所謂ウィルソン型カレントミラー回路ＣＭ２を構成している。

上述のように構成することで、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２それぞれのコレクタ電流の不均一な誤差を小さくし、したがって電流Ｉ１及びＩ２の誤差も小さくなるために検出精度を向上することができる。また、実施形態１と同様に、抵抗Ｒ１の他端から検出抵抗Ｒｓに印加される電圧Ｉｏ・ＲｓのＲ２／（Ｒ２―Ｒ１）倍の増幅電圧を検出電圧Ｖｄとして得ることができる。

（実施形態３）
本発明の第三の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態の検出器は、図５に示すように、実施形態２の回路においてＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ４２のコレクタとの接続点Ｎ１と、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ４２のコレクタとの接続点Ｎ２との間にローパスフィルタとしてコンデンサＣｐを挿入している。これによって、電流調整手段２を成す回路の位相補償を行い、発振現象を抑制することができる。また、電圧源ＶｃｃとＮＰＮトランジスタＱ３のベースとの間に電流源Ｖｂを設けている。これは、負荷電流Ｉｏがゼロの場合には各トランジスタがオフ状態にあり、負荷電流Ｉｏが流れ始めて回路が動作し、検出出力が確定するまでに通常より多くの時間がかかるので、あらかじめ電流源Ｖｂによってバイアス電流を加えることで、負荷電流Ｉｏがゼロの場合にもトランジスタを動作させて応答性を高めることができる。

（実施形態４）
本発明の第四の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態の検出器は、図６に示すように、電圧調整手段１は、ＰＮＰトランジスタＱ４及びＮＰＮトランジスタＱ２から成り、ＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒ１の他端に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ２の他端に接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ４は、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のベースと接続され、また自己のベースとコレクタが接続されている。

ＰＮＰトランジスタＱ４のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のベースとが同電位であり、ＰＮＰトランジスタＱ４のベースとコレクタが同電位であるので、トランジスタの特性が略等しいものを使用することで、各トランジスタのベース・エミッタ間の電圧が略等しくなり、したがって電圧Ｖ１及びＶ２を略等しくさせるように動作する。

電流調整手段２は、実施形態２のウィルソン型カレントミラー回路ＣＭ２において、ＰＮＰトランジスタＱ４２のコレクタを回路のグラウンドと接続し、新たにＰＮＰトランジスタＱ６０を備えて成る。ＰＮＰトランジスタＱ６０は、エミッタが抵抗Ｒ６０を介して電圧源Ｖｃｃと接続され、ベースがＰＮＰトランジスタＱ４０及びＱ４１のベースと接続され、コレクタが抵抗Ｒｋを介して回路のグラウンドと接続されている。

ＰＮＰトランジスタＱ６０のベースとＰＮＰトランジスタＱ４１のベースが同電位であるので、トランジスタの特性を略等しくすることで、抵抗Ｒｋを流れる電流Ｉ３を電流Ｉ２と略等しくすることができる。

上記のように構成することで、抵抗Ｒｋの電圧降下分から検出電圧Ｖｋを得ることができ、Ｖｋ＝Ｉｏ・Ｒｓ・Ｒｋ／（Ｒ２−Ｒ１）となるので抵抗Ｒ１の他端における検出出力とは増幅率の異なる検出出力を得ることができる。

尚、図示していないが、ＰＮＰトランジスタＱ４を、ＮＰＮトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧と略同一の順方向電圧をもつダイオードに置き換えても構わない。

（実施形態５）
本発明の第五の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態の検出器は、図７に示すように、検出抵抗Ｒｓの一端が電圧Ｖ０となるように配置している。検出抵抗Ｒｓの一端には抵抗Ｒ２の一端が接続され、検出抵抗Ｒｓの他端には抵抗Ｒ１の一端が接続されている。電圧調整手段１は、３つのＰＮＰトランジスタＱ７０〜Ｑ７２から成り、ＰＮＰトランジスタＱ７０のエミッタは抵抗Ｒ１の他端に接続され、ＰＮＰトランジスタＱ７１は、エミッタが抵抗Ｒ２の他端に接続され、ベースが自己のコレクタと接続すると共にＰＮＰトランジスタＱ７０のベースとも接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ７２は、ベースがＰＮＰトランジスタＱ７０のコレクタと接続され、エミッタがＰＮＰトランジスタＱ７１のコレクタと接続されている。

電流調整手段２は、３つのＮＰＮトランジスタＱ７３〜Ｑ７５から成り、ＮＰＮトランジスタＱ７３は、コレクタがＰＮＰトランジスタＱ７０のコレクタと接続され、ベースがＰＮＰトランジスタＱ７２のコレクタと接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ７４は、コレクタが自己のベースと接続すると共にＮＰＮトランジスタＱ７３のエミッタと接続される。ＮＰＮトランジスタＱ７５は、コレクタがＮＰＮトランジスタＱ７３のベースと接続され、ベースがＮＰＮトランジスタＱ７４のベースと接続されている。またＮＰＮトランジスタＱ７４及びＱ７５のエミッタは、各々抵抗Ｒｍを介して回路のグラウンドと接続されており、上記構成によりウィルソン型カレントミラー回路ＣＭ３を構成している。

以下、本実施形態の負荷電流Ｉｏの検出及び増幅の動作原理について説明する。電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２は、それぞれ次式で表される。

Ｖ１＝Ｖ０＋Ｉｏ・Ｒｓ−Ｉ１・Ｒ１
Ｖ２＝Ｖ０−Ｉ２・Ｒ２
ここで、ＰＮＰトランジスタＱ７０及びＱ７１のベースは同電位であるので、トランジスタの特性を略等しくし、ベース・エミッタ間電圧を略等しくすることで電圧Ｖ１及びＶ２が略等しくなる。したがって、電流Ｉ１及びＩ２の関係は次式で表される。

Ｉｏ・Ｒｓ−Ｉ１・Ｒ１＝−Ｉ２・Ｒ２
電流調整手段２がウィルソン型カレントミラー回路ＣＭ３を構成しているので、電流Ｉ１及びＩ２は略等しくなるように調整される。したがって、
Ｉ１＝Ｉｏ・Ｒｓ／（Ｒ１―Ｒ２）
となる。ここで、検出電流Ｉ１は抵抗Ｒｍを流れるので、抵抗Ｒｍに生じる電圧Ｖｍは、Ｖｍ＝Ｉｏ・Ｒｓ・Ｒｍ／（Ｒ１−Ｒ２）となり、検出抵抗Ｒｓに印加される電圧Ｉｏ・ＲｓのＲｍ／（Ｒ１−Ｒ２）倍の増幅電圧を検出電圧Ｖｍとして得ることができる。

ところで、上記実施形態１〜５では、接合型トランジスタを適用した回路構成であるが、接合型トランジスタの代わりにＦＥＴ等を用いて回路を構成しても構わない。また、本発明は検出抵抗の両端の電位差を測定するものであるので、検出点間のインピーダンスが抵抗Ｒ１及びＲ２と比べて十分に小さければ、該検出点間の電位差を検出する電圧検出器として用いることも可能である。

本発明の第一の実施形態の検出器を示す回路図である。 同上の具体的回路構成を示す回路図である。 同上の検出器を用いた放電灯点灯装置の一部を示す回路図である。 本発明の第二の実施形態の検出器を示す回路図である。 本発明の第三の実施形態の検出器を示す回路図である。 本発明の第四の実施形態の検出器を示す回路図である。 本発明の第五の実施形態の検出器を示す回路図である。 従来の放電灯点灯装置を示す回路図である。 従来の検出器を示す回路図である。

符号の説明

Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
Ｑ１、Ｑ２ ＮＰＮトランジスタ
ＣＭ１〜ＣＭ３ カレントミラー回路
１ 電圧調整手段
２ 電流調整手段
３ 電力変換手段

Claims (6)

1. 回路の所定の２点を検出点として検出点間の電位差又は検出点間を流れる電流を検出する検出器であって、一方の検出点に一端が接続される第一の抵抗と、他方の検出点に一端が接続され且つ第一の抵抗と抵抗値が異なる第二の抵抗と、第二の抵抗の他端に接続されて第一の抵抗の他端の電位と第二の抵抗の他端の電位とを略等しくさせるように調整する電圧調整手段と、第一の抵抗の他端及び電圧調整手段と接続されて第一の抵抗を流れる電流と第二の抵抗を流れる電流とを略等しくさせるように調整する電流調整手段とを備え、第一の抵抗又は第二の抵抗の電圧降下分から検出出力を得ることを特徴とする検出器。
2. 前記検出点は、負荷への電流供給経路上に直列に挿入される検出抵抗の両端が接続され、該検出抵抗の抵抗値は第一、第二の抵抗の抵抗値よりも小さいことを特徴とする請求項１記載の検出器。
3. 前記電圧調整手段は、第一、第二のトランジスタから成り、第一のトランジスタのエミッタは第一の抵抗の他端と接続され、第二のトランジスタのエミッタは第二の抵抗の他端と接続され、前記電流調整手段は、第二のトランジスタのコレクタに流入する電流と略等しい電流を第一のトランジスタを介して第一の抵抗に供給するカレントミラー回路から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の検出器。
4. 前記電流調整手段のカレントミラー回路の電流出力から検出出力を得ることを特徴とする請求項３記載の検出器。
5. 前記電流調整手段のカレントミラー回路が、少なくとも１つの抵抗を備え、該抵抗の電圧降下分から検出出力を得ることを特徴とする請求項３記載の検出器。
6. 放電ランプに電力を供給する放電灯点灯装置であって、外部電源から供給される電力を所望の電力に変換して出力する電力変換手段を備え、電力変換手段は、請求項１乃至５何れか記載の検出器を用いることでその出力を検出してフィードバック制御することを特徴とする放電灯点灯装置。

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