JP2007028258A - 復調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】変調率の小さいＡＳＫ信号を安定に復調できる復調回路を提供する。
【解決手段】増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号のレベルが所定範囲に含まれる場合、増幅部１０３から出力される信号は当該入力ＡＳＫ信号を増幅した信号になる。一方、当該入力ＡＳＫ信号のレベルが上記所定範囲に含まれない場合、増幅部１０３の出力信号は、上限値（ＶＤＤ）若しくは下限値（ＶＳＳ）に固定される。フィルタ部１０７では、増幅部１０３の出力信号からベースバンド信号成分が分離される。レベル調節部１１５では、フィルタ部１０７によって分離された信号成分に応じて、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号のレベルが調節される。このとき、レベル調節部１１５では、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の包絡線が上記所定範囲に含まれるように、当該入力ＡＳＫ信号のレベルが調節される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、振幅変調信号の復調回路に係り、例えば数％程度の小さい変調率のＡＳＫ（amplitude shift keying）信号を安定に復調する復調回路に関するものである。

従来のＡＳＫ信号の復調回路として、例えば下記の特許文献１に開示されたものがある。この文献に示される復調回路は、いずれも原理的には、ＡＳＫ変調信号を整流し、整流したＡＳＫ信号のキャリア成分を積分回路により減衰させて、ベースバンド信号の成分を取り出す。そして、取り出した信号成分をコンパレータにおいて閾値と比較することによりベースバンド信号の値を判別し、２値のデジタル信号に変換する。この方式は、ＡＳＫ信号の変調率が比較的大きい場合、例えばキャリア成分に対するベースバンド信号成分の比率（以下、ＢＣ比と記す）が１０％程度以上ある場合には、簡単な構成で十分な復調特性が得られるという特徴がある。
特開２００１−２９２１８３号公報（第５頁の図５、第４頁の図１）

しかしながら、特許文献１の回路で、より小さなＢＣ比の信号、例えばＢＣ比が１％程度のＡＳＫ信号を復調しようとすると、コンパレータの感度不足や入力オフセット電圧のばらつき等が障害となって正確な復調動作を行えないという問題があった。これらの問題を回避するためには、コンパレータの前に減衰率の大きなローパスフィルタや増幅器を設置し、キャリア成分を十分に抑圧した後、信号波成分のみを増幅する方法が考えられる。ところが、この方法は、信号波の形状に影響を与えることなくキャリア成分を十分に抑圧するために高次数のローパスフィルタを必要とし、回路規模が大きくなることから、経済性の観点で実用的ではない。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、変調率の小さな振幅変調信号を比較的簡単な構成の回路で安定に復調できる復調回路を提供することにある。

本発明に係る振幅変調信号の復調回路は、入力信号のレベルが所定の範囲に含まれる場合は当該入力信号を増幅して出力し、当該所定の範囲に含まれない場合は出力信号のレベルを所定の上限値若しくは下限値に固定する増幅部と、上記増幅部の出力信号から上記振幅変調信号のベースバンド信号に応じた信号成分を分離して出力するフィルタ部と、上記振幅変調信号のレベルを上記フィルタ部の出力信号に応じて調節し、当該レベル調節した信号を上記増幅部に入力するレベル調節部とを有する。上記レベル調節部は、上記増幅部に入力される振幅変調信号の２つの包絡線の一方が上記所定の範囲に含まれるように上記レベル調節を行う。
上記レベル調節部は、好適には、上記振幅変調信号の振幅及び／又は直流レベルを上記フィルタ部の出力信号に応じて調節する。

上記本発明に係る復調回路によれば、上記増幅部に入力される振幅変調信号のレベルが所定の範囲に含まれる場合、上記増幅部からは当該入力振幅変調信号を増幅した信号が出力される。一方、当該入力振幅変調信号のレベルが上記所定の範囲に含まれない場合、上記増幅部の出力信号レベルは所定の上限値若しくは下限値に固定される。上記フィルタ部では、上記増幅部の出力信号から上記振幅変調信号のベースバンド信号に応じた信号成分が分離されて出力される。そして、レベル調節部では、上記増幅部に入力される振幅変調信号のレベルが、上記フィルタ部の出力信号に応じて調節される。このとき、レベル調節部では、上記増幅部に入力される振幅変調信号の２つの包絡線の一方が上記所定の範囲に含まれるように上記レベル調節が行われる。

本発明によれば、振幅変調信号の包絡線部分を増幅した信号からベースバンド信号に応じた成分が分離されるため、変調率の小さい振幅変調信号でも安定に復調できる。

図１は、本発明の実施形態に係るＡＳＫ信号の復調回路の構成の一例を示す図である。
本実施形態に係る復調回路は、例えば図１に示すように、増幅部１０３と、フィルタ部１０７と、レベル調節部１１５とを有する。
増幅部１０３は、本発明の増幅部の一実施形態である。
フィルタ部１０７は、本発明のフィルタ部の一実施形態である。
レベル調節部１１５は、本発明のレベル調節部の一実施形態である。

増幅部１０３は、レベル調節部１１５において後述のレベル調節が行われたＡＳＫ信号を入力し、これを増幅する。ただし、増幅部１０３において増幅可能な入力信号の範囲は限られており、この範囲を逸脱する信号が入力された場合、増幅部１０３の出力信号はクリップする。
すなわち、増幅部１０３は、入力信号が所定の範囲に含まれる場合は入力信号を増幅して出力するが、この所定の範囲に含まれない場合は、出力信号のレベルを所定の上限値若しくは下限値に固定する。後者の場合、入力信号が変化しても出力信号が一定になることから、増幅部１０３は増幅動作を停止した状態になる。

増幅部１０３は、例えば図１に示すように、本発明の第１トランジスタに相当するトランジスタ１０５と、本発明の第３抵抗に相当する抵抗１０４と、抵抗１０６とを有する。

トランジスタ１０５は、例えばエンハンスメント型のｎチャンネルのＭＯＳトランジスタであり、そのドレインが抵抗１０４を介して電源電圧ＶＤＤの供給線（以下、ＶＤＤ線と記す）に接続され、そのソースが抵抗１０６を介して基準電圧ＶＳＳの供給線（以下、ＶＳＳ線と記す）に接続され、そのゲートにレベル調節部１１５からの信号が入力される。

トランジスタ１０５のゲート電圧（レベル調節部１１５から入力される信号の電圧）がソース電圧に対して閾値電圧Ｖｔｈ以上高くなると、トランジスタ１０５は能動領域で動作する。この場合、トランジスタ１０５のドレインには、ゲート電圧に応じて変化する電流が流れる。ゲート電圧が上昇するとドレイン電流が増大して抵抗１０４の電圧降下が増大し、ドレイン電圧が低下する。また、ゲート電圧が低下するとドレイン電流が減少して抵抗１０４の電圧降下が減少し、ドレイン電圧が低下する。したがって、トランジスタ１０５のドレインには、ゲートに入力される信号に対して逆相に変化する信号が発生する。

トランジスタ１０５のゲート電圧がソース電圧に対して閾値電圧Ｖｔｈより低い場合、ドレイン電流は略ゼロになる。この場合、ドレイン電圧は電源電圧ＶＤＤと略等しくなり、ゲート電圧をゼロに近づけてもドレイン電圧はこれ以上上昇しなくなる。

また、トランジスタ１０５のゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈより高い所定の電圧Ｖｍに達すると、抵抗１０４及び１０６に発生する電圧によってトランジスタのドレインとソースとの間の電圧が微小になり、トランジスタ１０５の動作点が飽和領域に移る。この場合、ゲート電圧を変化させてもドレイン電流がほとんど変化しなくなるため、ドレイン電圧はある一定の下限値に固定される。
抵抗１０４の抵抗値を‘Ｒ１０４’、抵抗１０６の抵抗値を‘Ｒ１０６’とし、基準電圧ＶＳＳを０［Ｖ］とすると、電圧Ｖｍは概ね次式で表される。

（数１）
Ｖｍ＝Ｖｔｈ＋ＶＤＤ×Ｒ１０６／（Ｒ１０４＋Ｒ１０６） …（１）

フィルタ部１０７は、増幅部１０３の出力信号からＡＳＫ信号のベースバンド信号に応じた信号成分を分離し、これを端子１１４に出力する。例えば、ＡＳＫ信号のキャリア信号成分を減衰し、これより周波数が低いベースバンド信号成分を取り出す。

フィルタ部１０７は、例えば図１に示すように、本発明の第２トランジスタに相当するトランジスタ１１１と、本発明の第４抵抗に相当する抵抗１１０と、本発明の第１キャパシタに相当するキャパシタ１０９と、本発明の第５抵抗に相当する抵抗１１２と、抵抗１０８とを有する。

トランジスタ１１１は、例えばエンハンスメント型のｐチャンネルのＭＯＳトランジスタであり、そのソースが抵抗１０８を介してＶＤＤ線に接続され、そのドレインが抵抗１１２を介してＶＳＳ線に接続され、そのゲートが抵抗１１０を介してトランジスタ１０５のドレインに接続される。キャパシタ１０９は、トランジスタ１１１のゲートとＶＤＤ線との間に接続される。

このフィルタ部１０７は、抵抗１１０とキャパシタ１０９で構成される回路により増幅部１０３の出力信号を積分し、この積分信号をトランジスタ１１１、抵抗１１２及び１０８で構成される位相反転アンプを通して端子１１４に出力する。
トランジスタ１１１の動作は、トランジスタ１０５の動作と類似しており、極性が逆なことを除けばほぼ同じである。すなわち、キャパシタ１０９の電圧がトランジスタ１０５の閾値電圧Ｖｔｈを超えると、トランジスタ１０５は能動領域で動作し、ドレイン電流がゲート電圧に応じて変化する。キャパシタ１０９の電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達していない場合は、ドレイン電流が略ゼロになり、ドレイン電圧が基準電圧ＶＳＳに略等しくなる。

レベル調節部１１５は、端子１０１から増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号のレベルを、フィルタ部１０７の出力信号（出力端子１１４の信号）に応じて調節する。また、レベル調節部１１５は、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の上側の包絡線若しくは下側の包絡線が増幅部１０３において増幅可能な所定の範囲に含まれるように、当該ＡＳＫ信号のレベルを調節する。

例えば増幅部１０３が図１に示す構成を有する場合、レベル調節部１１５は、トランジスタ１０５のゲートに入力されるＡＳＫ信号の上側の包絡線若しくは下側の包絡線がトランジスタ１０５の閾値電圧Ｖｔｈより大きくかつ電圧Ｖｍ（式（１））より小さくなるように、当該ＡＳＫ信号のレベルを調節する。言い換えれば、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の上側の包絡線部分若しくは下側の包絡線部分がトランジスタ１０５の能動領域において増幅されるように、当該ＡＳＫ信号のレベルを調節する。

レベル調節部１１５は、例えば、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の振幅や直流レベルをフィルタ部１０７の出力信号に応じて調節する。
この場合、レベル調節部１１５は、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の直流レベルを一定に保ったままでその振幅のみを調節しても良いし、逆に振幅を一定に保ったまま直流レベルのみを調節しても良いし、あるいは両者を調節しても良い。

レベル調節部１１５は、例えば図１に示すように、本発明の第１抵抗に相当する抵抗１０２と、本発明の可変電圧源に相当する可変電圧源１１６と、本発明の可変抵抗に相当する可変抵抗１１７とを有する。

可変電圧源１１６及び可変抵抗１１７は直列に接続されており、その直列回路の両端に発生する電圧が増幅部１０３に入力される。すなわち、直列回路（１１６，１１７）の一方の端子が増幅部１０３の入力端子（トランジスタ１０５のゲート）に接続され、他方の端子がＶＳＳ線に接続される。

抵抗１０２は、可変電圧源１１６及び可変抵抗１１７の直列回路と更に直列に接続されており、これら全体の直列回路（１０２，１１６，１１７）の両端にＡＳＫ信号が入力される。すなわち、抵抗１０２の一方の端子がＡＳＫ信号の入力端子１０１に接続され、他方の端子が可変電圧源１１６及び可変抵抗１１７の直列回路を介してＶＳＳ線に接続される。

可変電圧源１１６は、フィルタ部１０７の端子１１４から出力される信号に応じて、その両端に発生する電圧を変化させる。例えば図１に示す回路構成において、可変電圧源１１６は、端子１１４の電圧が上昇すると両端の電圧を低下させ、端子１１４の電圧が低下すると両端の電圧を上昇させる。このように電圧が変化すると、後述する負帰還制御が働いて、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の包絡線部分は一定の範囲に収束する。

可変抵抗１１７は、フィルタ部１０７の端子１１４から出力される信号に応じて、その抵抗値を変化させる。例えば図１に示す回路構成において、可変抵抗１１７は、端子１１４の電圧が上昇すると両端の抵抗値を小さくし、端子１１４の電圧が低下すると両端の抵抗を大きくする。このように抵抗値が変化すると、後述する負帰還制御が働いて、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の包絡線部分は一定の範囲に収束する。

可変抵抗１１７は、例えば、ｎチャンネルのＭＯＳトランジスタを用いて構成可能である。すなわち、ｎチャンネルのＭＯＳトランジスタのゲートに端子１１４の電圧を印加し、そのソースとドレインとの間を可変ＭＯＳ抵抗素子として使用する。これにより、端子１１４の電圧が上昇すると可変ＭＯＳ抵抗素子の値は小さくなり、端子１１４の電圧が低下すると可変ＭＯＳ抵抗素子の値は大きくなる。

ここで、上述した構成を有する図１に示す復調回路の動作を説明する。

入力端子１０１には、例えば図２に示すように、ＡＳＫ信号を半波整流して正側のみを取り出した信号が入力される。この信号は、必ずしも半波整流されたものである必要はないが、以下では動作を理解し易くするため、図２に示すように正側のみの半波整流波形を有するものとして説明する。

なお、ＡＳＫ信号の上側の包絡線２０１は、ＡＳＫ信号のベースバンド信号に相当する。図２に示すように、ＡＳＫ信号には２種類の振幅が存在し、例えば小さい振幅がベースバンド信号の‘０’に対応し、大きい振幅がベースバンド信号の‘１’に対応する。

入力端子１０１に印加されたＡＳＫ信号の半波整流波は、抵抗１０２を介してトランジスタ１０５のゲートに入力される。このとき、トランジスタ１０５のドレインとソースには、図３に示すような信号が発生する。

図３は、図２に示す半波整流波が入力端子１０１に入力された場合におけるトランジスタ１０５のドレイン電圧‘Ｖ１’及びソース電圧‘Ｖ２’の波形の一例を示す図である。なお、図３の例において電源電圧ＶＤＤは３［Ｖ］であり、基準電圧ＶＳＳは０［Ｖ］である。

トランジスタ１０５のゲート電圧が所定の範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれる場合、ドレイン電圧はゲート電圧に応じて変化し、信号の増幅が行われる。一方、ゲート電圧がこの範囲を外れると、ドレイン電圧はゲート電圧の変化に関わらず一定の値（ＶＤＤ＝３［Ｖ］若しくはＶＳＳ＝０［Ｖ］）に固定され、信号の増幅が行われなくなる。
したがって、図２に示すような半波整流波がトランジスタ１０５のゲートに入力されると、トランジスタ１０５のドレインとソースには、図３に示すように、ゲート電圧が閾値電圧ｖｔｈより高い正の半サイクル以下の期間でのみ信号が現れる。それ以外の期間では、トランジスタ１０５のドレイン電圧が電源電圧ＶＤＤ（＝３［Ｖ］）に固定され、ソース電圧が基準電圧ＶＳＳ（＝０［Ｖ］）に固定されるため、信号が現れなくなる。
この動作は、位相反転を伴う非線形のアナログ増幅動作であり、電流の流通角が１８０度より小さい所謂Ｃ級動作に相当する。

トランジスタ１０５のドレインからフィルタ部１０７に入力される電圧は、図３に示すように流通角が１８０度より小さい半波整流波である。フィルタ部１０７では、この半波整流波に含まれるキャリア成分の振幅が抑圧され、キャリア成分の平均値に相当する直流成分と、その振幅変化の成分であるベースバンド信号の成分が端子１１４から取り出される。

フィルタ部１０７の端子１１４から出力される信号は、レベル調節部１１５に入力される。
トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線が所定の範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）を逸脱する方向に変化すると、レベル調節部１１５においては、その変化が打ち消されるように半波整流波のレベルが調節される。

例えば、トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線が上昇すると、トランジスタ１０５のドレインの平均電圧が低下するため、トランジスタ１１１のドレインに接続される端子１１４の電圧が上昇する。この場合、レベル調節部１１５では、トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線が低下するようにレベル調節が行われる。すなわち、可変抵抗１１７の抵抗値が小さくなり、可変電圧源１１６の両端の電圧が低下する。
逆に、トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線が低下すると、端子１１４の電圧が低下する。この場合、レベル調節部１１５では、トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線が上昇するようにレベル調節が行われる。すなわち、可変抵抗１１７の抵抗値が大きくなり、可変電圧源１１６の両端の電圧が上昇する。
こうした負帰還制御の働きによって、トランジスタ１０５のゲートに入力される半波整流波の包絡線は、ある一定の電圧に収束する。この電圧は、増幅部１０３において出力信号波形をクリップすることなく増幅動作が行われる所定の範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれる。

増幅部１０３に入力される半波整流波の包絡線が常に所定の範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれるように負帰還制御が行われると、増幅部１０３においては、半波整流波の包絡線の変化が増幅される。
ここで重要なのは、増幅部１０３において包絡線部分が歪みなく増幅されることであり、それ以外のキャリア信号の部分が図３に示すように上限値（ＶＤＤ＝３［Ｖ］）や下限値（ＶＳＳ＝０［Ｖ］）でクリップされても一向に構わない。ＡＳＫ信号から復調して取り出すべきベースバンド信号は、ＡＳＫ信号の包絡線に相当するため、増幅部１０３においてはこの包絡線の部分さえ増幅されれば良い。

このように、増幅部１０３においては、入力される半波整流波の全体のうち特に包絡線部分が増幅される。したがって、フィルタ部１０７において取り出されるベースバンド信号成分の振幅は、図２に示す入力波形に比べて大幅に増幅される。

図４は、フィルタ部１０７の出力端子１１４から出力される信号の波形の一例を示す図である。
図４に示す出力端子１１４の信号波形を、図２に示す入力端子１０１の信号波形と比較すると、端子１１４の信号波形ではキャリア成分が抑圧され、ベースバンド信号の成分が増幅されているため、ＢＣ比が大幅に改善されている。

次に、フィルタ部１０７の出力端子１１４から取り出される信号（図４）を‘１’／‘０’のデジタル信号に変換する回路について説明する。

図５は、図１に示す復調回路から出力される信号をデジタル信号に変換する回路の一例を示す図である。
図５に示す回路は、フィルタ部５０２と、キャパシタ５０５と、増幅部５０６と、インバータ５１０とを有する。

フィルタ部５０２は、フィルタ部１０７の出力端子１１４から出力される信号のキャリア成分を更に減衰させ、ベースバンド信号成分を取り出す。
フィルタ部５０２は、例えば図５に示すように、抵抗５０３とキャパシタ５０４で構成されるローパスフィルタで良い。抵抗５０３の一方の端子は入力端子５０１（＝出力端子１１４）に接続され、他方の端子はキャパシタ５０４を介してＶＳＳ線に接続される。

図５の例では、最も簡単なＲＣ型の１次のローパスフィルタを用いているが、必要に応じてより高次のフィルタや他の構成のフィルタを使用しても良い。

フィルタ部５０２の出力は、キャパシタ５０５を介して、増幅部５０６の入力に結合される。キャパシタ５０５は、フィルタ部５０２と増幅部５０６を交流結合により動作させるための結合容量である。

増幅部５０６は、フィルタ部５０２からキャパシタ５０５を介して入力されるベースバンド信号成分を増幅する回路であり、例えば図５に示すように、インバータ（５０７，５０８）の入出力間を抵抗５０９で接続した簡単な構成のインバータアンプで良い。
増幅部５０６は、例えば図５に示すように、ｐチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５０７と、ｎチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５０８と、抵抗５０９とを有する。トランジスタ５０７のソースがＶＤＤ線に接続され、トランジスタ５０８のソースがＶＳＳ線に接続され、トランジスタ５０７及び５０８のドレインが増幅部５０６の出力に共通接続され、トランジスタ５０７及び５０８のゲートが増幅部５０６の入力に共通接続される。そして、この入力と出力との間に抵抗５０９が接続される。入力の直流バイアス電圧は、抵抗５０９によって出力の電圧と等しくなるように設定される。

インバータ５１０は、増幅部５０６において増幅された信号が所定の論理閾値より低い場合にハイレベル（ＶＤＤ）の信号を出力し、論理閾値より高い場合にローレベル（ＶＳＳ）の信号を出力する。
インバータ５１０は、例えば図５に示すように、直列接続されたｐチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５１１及びｎチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５１２を有する。このトランジスタ５１１及び５１２は、増幅部５０６におけるトランジスタ５０７及び５０８と同様な接続関係を有する。

図５に示す回路によると、フィルタ部１０７の出力信号（図４）に残留するキャリア成分がフィルタ部５０２によって除去され、その波形が整形される。フィルタ部５０２で波形整形された信号は、その交流成分のみがキャパシタ５０５を通って増幅部５０６に入力され、アナログの増幅が行われる。増幅部５０６で増幅された信号は、インバータ５１０において論理閾値と比較され、ハイレベル（‘１’）又はローレベル（‘０’）のデジタル信号に変換され、端子５１３から出力される。

図６は、図５に示す回路の各部の信号波形の一例を示す図である。
図６において、符号‘Ｖ４’は増幅部５０６の入力信号、符号‘Ｖ５’は増幅部５０６の出力信号、符号‘Ｖ６’はインバータ５１０の出力信号の波形をそれぞれ示す。
図６の例において増幅部５０６の入力信号Ｖ４は非常に微弱であるが、これが増幅部５０６において増幅されると、０．１［Ｖ］程度の振幅を持った信号Ｖ５が得られる。信号Ｖ５の直流レベルは約１．５［Ｖ］であり、インバータ５１０の論理閾値とほぼ等しいため、信号Ｖ５のレベル変化に応じてインバータ５１０の出力信号Ｖ６はハイレベル又はローレベルに切り替わる。

なお図５の例では増幅部５０６に１段のインバータアンプを設けているが、もし１段だけで十分な利得が得られない場合には、必要に応じて複数段のインバータアンプを直列に接続しても良い。インバータ５１０についても同様であり、直列接続した複数段のインバータを設けても良い。

以上説明したように、本実施形態に係る復調回路によれば、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号のレベルが所定範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれる場合、増幅部１０３から出力される信号は、当該入力ＡＳＫ信号を増幅した信号になる。一方、当該入力ＡＳＫ信号のレベルが所定範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれない場合、増幅部１０３の出力信号は、所定の上限値（ＶＤＤ）若しくは下限値（ＶＳＳ）に固定される。この増幅部１０３から出力される信号は、フィルタ部１０７によってキャリア成分を抑圧され、当該出力信号からベースバンド信号に応じた信号成分が分離される。そして、レベル調節部１１５では、フィルタ部１０７によって分離された信号成分に応じて、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号のレベルが調節される。このとき、レベル調節部１１５では、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の２つの包絡線の一方が上記の所定範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれるように、当該入力ＡＳＫ信号のレベルが調節される。
したがって、増幅部１０３においては、入力されるＡＳＫ信号の全体のうち特に包絡線部分が増幅され、この増幅信号からベースバンド信号の成分が取り出される。これにより、ＡＳＫ信号に含まれる微小なベースバンド信号を増幅して大きな振幅のベースバンド信号を取り出すことができるため、変調率の小さいＡＳＫ信号を安定に復調することが可能になる。

また、本実施形態に係る復調回路では、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の全体のうち包絡線部分さえ増幅できれば良く、他の部分は増幅されなくても良い。そのため、キャリア成分の振幅に合わせて増幅部１０３の利得を加減する必要はなく、増幅部１０３において高利得の増幅を行うことが可能である。
したがって、キャリア成分に比べてベースバンド信号成分の振幅が非常に小さい（すなわち変調率が非常に小さい）ＡＳＫ信号でも、高い利得で効率的にベースバンド信号成分を増幅し、安定な復調信号を得ることができる。

このように、変調率の小さいＡＳＫ信号でも安定に復調できるため、例えば非接触ＩＣカードのように無線でＡＳＫ信号のやりとりを行うシステムに適用すれば、信頼性の高いシステムを構築することが可能となる。

しかも、本実施形態に係る復調回路は、図１に示すように回路構成が比較的簡易であり、例えばこれをＣＭＯＳのＬＳＩとして実施すれば比較的小規模なアナログ回路で実現できるため、経済性の高いシステムを構築することが可能となる。

更に、本実施形態に係る復調回路によれば、ＡＳＫ信号の全体の振幅が変動しても、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の包絡線が常に所定範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれるように負帰還の制御が働くため、安定に復調を行うことができる。
したがって、本実施形態を例えば非接触ＩＣカードのようにＡＳＫ信号の振幅が大きく変動するシステムに適用すれば、近距離から遠距離までの広い範囲で安定に通信を行うことが可能になる。

また、本実施形態に係る復調回路によれば、ＡＳＫ信号の全体のうち包絡線部分さえ増幅できれば良いため、増幅部１０３においては、キャリア周波数の半サイクルごとに増幅動作を停止するＣ級の非線形動作によってＡＳＫ信号を増幅することができる。
仮に、増幅部１０３においてＡ級の線形動作によりＡＳＫ信号の増幅を行った場合、システムの負帰還ループの利得と位相特性との関係が問題となる。すなわち、負帰還ループの利得が０ｄＢとなる周波数における位相偏移が１８０度を超えると系が発振を起こすという不都合が生じる。
本実施形態においては、Ａ級の線形動作ではなくＣ級の非線形動作によってＡＳＫ信号の増幅を行うことができるため、上記のような発振の恐れが少なくなり、安定な制御動作が期待できる。

ここまで、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記の形態のみに限定されるものではく、種々のバリエーションを含む。

図１の例において、トランジスタ１０５のソースとＶＳＳ線との間に接続されている抵抗１０６は動作安定用の抵抗であり、場合によっては省略しても良い。

図１の例では、キャパシタ１０９をトランジスタ１１１のゲートとＶＤＤ線との間に接続しているが、ＶＤＤ線とＶＳＳ線の間の交流インピーダンスは微小であるため、キャパシタ１０９をトランジスタ１１１のゲートとＶＳＳ線との間に接続しても良い。

また、図１の例では、レベル調節部１１５においてＡＳＫ信号の振幅と直流レベルを両方調節する回路構成が示されているが、本発明はこれに限定されない。例えば振幅のみを調節する場合は可変電圧源１１６を削除すれば良いし、直流レベルのみを調節する場合は可変抵抗１１７を固定値の抵抗に置き換えれば良い。

図１の例では、増幅部１０３に入力されるＡＳＫ信号の上側の包絡線が所定範囲（Ｖｔｈ〜Ｖｍ）に含まれるように負帰還制御が働いているが、本発明はこれに限定されない。増幅部１０３ではベースバンド信号の成分が増幅されれば良いため、ＡＳＫ信号の下側の包絡線が所定範囲に含まれるように負帰還制御を行っても良い。

上述の実施形態では、ＡＳＫ信号を復調する回路を例として挙げているが、これに限らず、例えばキャリア信号をアナログ信号により振幅変調した信号（ＡＭ信号）を復調する回路にも本発明は適用可能である。

図２〜図４に示した信号波形はあくまでも一例であり、実設計においては増幅部１０３の利得やバイアス設定、フィルタ部１０７の伝達関数、レベル調節部１１５の入力・出力等を総合的に最適化することにより、入力信号条件に合わせた最適システムが構築可能であり、条件によっては出力端子１１４におけるＢＣ比を図に示すより更に大きくすることも可能である。

本発明の実施形態に係るＡＳＫ信号の復調回路の構成の一例を示す図である。 図１に示す復調回路に入力されるＡＳＫ信号の半波整流波形の一例を示す図である。 図２に示す半波整流波が図１に示す復調回路に入力された場合における増幅部の各部の信号波形の一例を示す図である。 フィルタ部から出力される信号の波形の一例を示す図である。 図１に示す復調回路から出力される信号をデジタル信号に変換する回路の一例を示す図である。 図５に示す回路の各部の信号波形の一例を示す図である。

符号の説明

１０３，５０６…増幅部、１０７，５０２…フィルタ部、１１５…レベル調節部、１０５，５０８，５１２…ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ、１１１，５０７，５１１…ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ、１０２，１０４，１０６，１０８，１１０，１１２，５０３，５０９…抵抗、１０９，５０５…キャパシタ、１１７…可変抵抗、１１６…可変電圧源

Claims (6)

1. 振幅変調信号の復調回路であって、
   入力信号のレベルが所定の範囲に含まれる場合は当該入力信号を増幅して出力し、当該所定の範囲に含まれない場合は出力信号のレベルを所定の上限値若しくは下限値に固定する増幅部と、
   上記増幅部の出力信号から上記振幅変調信号のベースバンド信号に応じた信号成分を分離して出力するフィルタ部と、
   上記振幅変調信号のレベルを上記フィルタ部の出力信号に応じて調節し、当該レベル調節した信号を上記増幅部に入力するレベル調節部と
   を有し、
   上記レベル調節部は、上記増幅部に入力される振幅変調信号の２つの包絡線の一方が上記所定の範囲に含まれるように上記レベル調節を行う、
   復調回路。
2. 上記レベル調節部は、上記振幅変調信号の振幅及び／又は直流レベルを上記フィルタ部の出力信号に応じて調節する、
   請求項１に記載の復調回路。
3. 上記レベル調節部は、
   第１抵抗と、
   上記フィルタ部の出力信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗と
   を含み、
   上記第１抵抗と上記可変抵抗とが直列に接続されており、当該直列接続された回路の両端に上記振幅変調信号が入力され、上記可変抵抗の両端から上記レベル調節した信号が出力される、
   請求項２に記載の復調回路。
4. 上記レベル調節部は、
   第１抵抗と、
   上記フィルタ部の出力信号に応じて電圧が変化する可変電圧源と、
   上記可変電圧源に直列に接続された第２抵抗と
   を含み、
   上記第１抵抗は、上記可変電圧源及び上記第２抵抗の直列回路と更に直列に接続されており、上記第１抵抗、上記可変電圧源及び上記第２抵抗の直列回路の両端に上記振幅変調信号が入力され、上記可変電圧源及び上記第２抵抗の直列回路の両端から上記レベル調節した信号が出力される、
   請求項２に記載の復調回路。
5. 上記第２抵抗は、上記フィルタ部の出力信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗を含む、
   請求項４に記載の復調回路。
6. 上記増幅部は、
   第１電圧を供給する第１電源線と第２電圧を供給する第２電源線との間に接続される第１導電型の第１トランジスタと、
   上記第１トランジスタと上記第１電源線とを接続する経路に挿入される第３抵抗と
   を含み、
   上記フィルタ部は、
   上記第１電源線と上記第２電源線との間に接続される第２導電型の第２トランジスタと、
   上記第１トランジスタと上記第３抵抗とを接続するノードと、上記第２トランジスタの制御端子との間に接続される第４抵抗と、
   上記第２トランジスタの制御端子と上記第１電源線又は上記第２電源線との間に接続される第１キャパシタと、
   上記第２トランジスタと上記第２電源線とを接続する経路に挿入される第５抵抗と
   を含む、
   請求項１に記載の復調回路。
   
   

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