JP2007020133A - 平行２線式アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】平行２線式アンテナがもつ広帯域特性を保持したまま、小型化を可能にし、また内部損失−周波数特性を調整して所望のアンテナ特性が容易に得られる平行２線式アンテナを提供する。
【解決手段】平行２線式アンテナ１は、略平行に配置された２つの平板状導体２と３、及び平板状導体２と３を電気的に短絡する短絡導体４から構成されるアンテナ素子が、略直方体の形状を有する誘電体５に内包される構造を有している。平板状導体２、３は、誘電体５の上下の面に略平行となるように配置されている。平板状導体２は、基端２ａが給電点に接続されて給電用導体となり、平板状導体３は、基端３ａが接地されて接地用導体となる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯端末等に内蔵して使用する小型の平行２線式アンテナに関するものである。

携帯電話に搭載されるアンテナは、これまでも小型化、軽量化または内蔵化が進められてきているが、携帯電話に対する機能の高度化やより一層の小型化等のニーズが今後とも増大すると考えられる。特に、内蔵アンテナについてもさらに小型化を図る必要がある。

従来の携帯端末用内蔵アンテナとしては、例えば図１１に示すような面状逆Fアンテナ１０１を用いたものがある（特許文献１）。面状逆Ｆアンテナ１０１は、地板１０２とその上方に設けられた放射導体１０３から構成されている。このように構成された面状逆Fアンテナ１０１では、地板１０２と放射導体１０３との間に磁流スロット１０４が発生し、これが放射源として作用する。

従来の携帯端末用内蔵アンテナの別の形態として、図１２（ａ）に示すような平行２線式アンテナ１１１がある（特許文献２）。平行２線式アンテナ１１１は、放射導体である平行２線路１１２の一方の端が給電端に接続され、他方の端が地板１１３に接続された構造となっている。

また、平行２線式アンテナ１１１との比較のために、図１２（ｂ）に放射導体が1本の線路からなる１線式アンテナ１１４を示す。平行２線式アンテナ１１１は、１線式アンテナ１１４と比較して広帯域かつ低姿勢で動作させることが可能となる。平行２線式アンテナ１１１と１線式アンテナ１１４のアンテナ特性（ＶＳＷＲ）の例を、それぞれ図１２（ｃ）、（ｄ）に示す。同図から、平行２線式アンテナ１１１が、１線式アンテナ１１４に比べて広帯域化されていることがわかる。

平行２線路からなるアンテナは、非平衡モード（同相）で放射、平衡モード（逆相）で非放射となる。図１３は、平行２線式アンテナの非平衡モードと平衡モードにおけるアンテナ動作を説明する図である。図１３（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ非平衡モード及び平衡モードにおけるアンテナ動作を示している。

平行２線式アンテナでは、非平衡モードと平衡モードの重ね合わせにより広帯域でインピーダンス整合がとれる一方で、 帯域端部で放射効率の著しく低下する特異点を含む（内部損失−周波数特性を有する）という問題があった。図１３（ｃ）は、平行２線式アンテナの周波数特性の１例を示しており、同図下部に示す内部損失−周波数特性で損失特異点１１５が見られる。

上記損失特異点の問題を解決するためには、アンテナ内部の素子上の電流分布を修正する必要がある。そこで、アンテナに分波器、合波器、平衡線路などの電子部品を搭載し、これらを用いることで損失の周波数特性を制御する方法が提案されている（特許文献３）。
特開２００３−１２４７３０号 特開２００３−８７０４３号 特開２００５−０２７１８４号

しかしながら、上記従来の方法では以下のような問題がある。
特許文献１に記載の面状逆Ｆアンテナ１０１では、帯域幅がアンテナ空間に強く依存するため、所定の帯域幅を確保しようとすると、アンテナを小型化するのが困難であった。

また、特許文献２に記載の平行２線式アンテナ１１１では、所定の帯域幅を確保するための設計が複雑となり、広帯域特性を保持したまま小型化を実現するのが極めて困難であった。そのため、これまで大幅な小型化を達成した実施例は見られない。

さらに、特許文献３に記載の方法では、電子部品の点数が多くなるため、製造工程が複雑となり、コストも高くなるといった問題があった。また、多周波共用アンテナに適用しようとした場合には、帯域幅の制御が一層困難となった。

そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、小型化が容易でかつ内部損失周波数特性を調整して所望のアンテナ特性が容易に得られる平行２線式アンテナを提供することを目的とする。

この発明の平行２線式アンテナの第１の態様は、携帯電話に内蔵される小型の平行２線式アンテナであって、略直方体の形状を有する誘電体と、平板状導体であって基端が給電点に接続された給電用導体と、別の平板状導体であって基端が接地点に接続された接地用導体とを備え、前記２つの平板状導体は、相互に略平行でかつ前記誘電体の所定の面とも略平行となるよう配設され、前記２つの平板状導体の基端を除く全体が前記誘電体に内包されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第２の態様は、前記誘電体が、回路基板に備えられた地板の外部にあって、前記２つの平板状導体の長手方向が前記地板の所定の地板端と垂直となるよう配置され、前記所定の地板端と前記誘電体の最近接部とが所定の距離以内にあることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第３の態様は、前記誘電体が、内包する前記２つの平板状導体の各面が前記地板と略垂直となるように配設されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第４の態様は、前記誘電体が、内包する前記２つの平板状導体の長手方向が前記地板の長手方向と略垂直となるように配設されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第５の態様は、前記誘電体が、内包する前記２つの平板状導体のうち前記給電用導体が前記接地用導体より前記所定の地板端に近くなるように配設されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第６の態様は、前記２つの平板状導体が、異なる形状により形成されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第７の態様は、前記誘電体が、前記２つの平板状導体のそれぞれを含む２つの平面に挟まれた領域の誘電体が低誘電材料で形成され、前記平面より外側の領域の誘電体が高誘電材料で形成されることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第８の態様は、前記２つの平板状導体が、前記地板に対して垂直な面内でそれぞれの終端を含む導体の一部を前記地板の方向に１８０度折り返した折り返し部をそれぞれ少なくとも１つずつ有することを特徴とする平行２線式アンテナである。

第９の態様は、前記誘電体と前記所定の地板端との間に位置する前記回路基板の一部に貫通部が設けられていることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第１０の態様は、前記貫通部が、前記誘電体の長手方向の全長にわたって設けられていることを特徴とする平行２線式アンテナである。

第１１の態様は、前記貫通部が、前記誘電体の長手方向に２以上に分けて設けられていることを特徴とする平行２線式アンテナである。

以上説明したように本発明によれば、従来に比べて極めて小型化された携帯端末用内蔵アンテナに好適な平行２線式アンテナを提供することができる。
また、平行２線式アンテナで問題となる損失周波数特性についても、本発明の平行２線式アンテナでは損失特異点の調整が容易に行えることから、広帯域にわたって良好な放射特性が実現できる。

さらに、２つの平板状導体を内包する誘電体と地板端との間に位置する回路基板に貫通部を設けた本発明の平行２線式アンテナでは、該回路基板による誘電体損を低減して高い放射効率を実現できる。

図面を参照して本発明の好ましい実施の形態における平行２線式アンテナの構成について詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

図１は、本発明の実施の形態に係る携帯端末用内蔵アンテナの概略の構成を示す図である。図１（ａ）は本発明の携帯端末用内蔵アンテナ１の斜視図であり、図１（ｂ）はＡ方向から見たときの断面図、図１（ｃ）はＢ方向から見たときの平面図である。

平行２線式アンテナ１は、略平行に配置された２つの平板状導体２と３、及び平板状導体２と３を電気的に短絡する短絡導体４から構成されるアンテナ素子が、略直方体の形状を有する誘電体５に内包される構造を有している。平板状導体２、３は、誘電体５の上下の面に略平行となるように配置されている。平板状導体２は、基端２ａが給電点に接続されて給電用導体となり、平板状導体３は、基端３ａが接地されて接地用導体となる。

誘電体５は、空気に比して高い誘電率をもつ樹脂で構成されており、誘電率の高い誘電体５の内部に前記アンテナ素子を設置することにより、平行２線式アンテナ１の一層の小型化が図られている。

アンテナ素子を誘電体の内部に設けることによる効果を、図２を用いて説明する。図２は、所定の平行２線式アンテナのアンテナ素子を空気中に置いたときと、本発明の平行２線式アンテナ１のように誘電体の内部に設けたときのアンテナ特性（ＶＳＷＲ）の１例を示している。

同図において、グラフ１１は前記アンテナ素子を空気中に置いたときのＶＳＷＲを示しており、グラフ１２、１３は前記アンテナ素子を誘電体に内包したときのＶＳＷＲを示している。また、グラフ１２とグラフ１３とは外層の誘電体の誘電率が異なっており、グラフ１３の方が誘電率が高い誘電体を用いた場合である（グラフ１２の内層比誘電率；5／外層比誘電率；5、グラフ１３の内層比誘電率；5／外層比誘電率；25）。

空気中に構成された平行２線式アンテナは、2本の導体上電流を調整することによって、グラフ１１に示されるように2ピークからなる広帯域な特性を示す。しかし、一般に広帯域条件は狭く、例えば単純に線路長を長くする等の方法により、小型化を図った場合にはこの広帯域条件から逸脱する。つまり、広帯域条件を保持した状態での小型化が困難であった。グラフ１２及びグラフ１３は、誘電体に内包することにより、上記平行２線式アンテナを小型化した例であるが、平行2線特有の広帯域特性を保持した状態で低周波化（小型化）を達成している。

本発明の平行２線式アンテナ１では、図１に示す通り２つの平板状導体２、３を誘電体５に内包させたことにより、図２に示すような広帯域なアンテナ特性を実現できている。尚、若干の広帯域条件からのずれは、外部整合回路によって、調整可能である。

また本実施形態では、誘電体５が誘電率の異なる２種類の誘電体５ａと５ｂから構成されるものとしている。すなわち、平板状導体２を含む平面と平板状導体３を含む平面で誘電体５を分割しており、各々の平面より外側の領域の誘電体を５ａ、前記両平面で挟まれた領域の誘電体を５ｂとしている。短絡導体４は、誘電体５ｂを貫通して設置されている。このように、平板状導体２、３より外側の誘電体５ａの誘電率のみを高くすることで、広帯域条件を損なうことなく、平行２線式アンテナ１をより一層小型化することが可能となる。

平行２線式アンテナ１が、携帯端末内の回路基板上に設置されたときの概略図を図３に示す。図３（ａ）は回路基板２１上に設置された携帯端末用内蔵アンテナ１の斜視図、図３（ｂ）は回路基板２１上に設置された携帯端末用内蔵アンテナ１の平面図、図３（ｃ）は回路基板２１上に設置された携帯端末用内蔵アンテナ１の断面図をそれぞれ示す。

平行２線式アンテナ１は、回路基板２１上の一角（図３（ｂ）の右上）に設置されており、回路基板２１には平行２線式アンテナ１が設置されている位置を除いて地板２２が備えられている。また、誘電体５に内包されている平板状導体２、３の長手方向が地板２２の長手方向と略垂直となるように配置されており、平板状導体２、３のそれぞれの平面が地板２２面と垂直となるように設置されている。

本発明の平行２線式アンテナ１を上記の通り構成することにより、誘電体５の端部２４と地板端２３との間に磁流源が形成される。これによって、平行２線式アンテナ１は磁流アンテナとして動作することになり、携帯端末の筐体に内蔵されても十分な放射特性が得られる。

さらに、平板状導体２、３の長手方向が地板２２の地板端２３と平行となっており、地板端２３に最も近接している誘電体５の端部２４と地板端２３とは、所定の距離以内になるように配置されている。平板状導体２，３と地板２２間には電界強度の高い領域ができ、生じる電束の大部分が比誘電率の高い誘電体５及び回路基板２１の内部を通過する。そのため、アンテナの共振周波数は平板状導体２，３と地板端２３との間に存在する領域の比誘電率に強く依存する。ここで、比誘電率とは外側の誘電体（誘電体５及び回路基板２１）と空気からなる実効的な比誘電率をさす。

そのため、誘電体５の端部24と地板端23間の距離を調整することによって、電界強度の高い領域で比誘電率を変化させることができ、共振周波数を制御可能である。このとき、前記所定の距離は0ｍｍから３ｍｍ間であることが好ましい。例えば、距離が0ｍｍの場合、素子体積及び占有空間がともに最小となるが、アンテナ素子の実装ばらつき等の要因によって、周波数変動が大きくなる。距離をとった場合、素子体積及び占有空間は増えるが、集中していた電界がある程度分散することによって、ばらつき耐性の向上、及び帯域幅の向上が達成される。

平行２線式アンテナ１のアンテナ動作を、図４を用いて詳細に説明する。図４（ａ）に示す通り、誘電体５は内部に平板状導体２、３を内包して誘電体ブロック３１を構成しており、これが地板２２の端部２３に近接して配置されている。図４（ｂ）は、平行２線式アンテナ１を図４（ａ）に示すＡＡ’断面で見たときのアンテナ動作を示している。

誘電体ブロック３１と地板端２３を近接して配置することにより、両者が強く結合されて電界３２が形成される。そして、電界３２の変動に応じて誘電体ブロック３１と地板２２の間に放射源となる等価磁流スロット３３が形成される。

本発明の平行２線式アンテナ１を図４（ａ）に示すような構成とすることにより、携帯端末の筐体内部でのアンテナ動作に必要な空間を大幅に小さくすることが可能となる。また、誘電体ブロック３１と地板端２３とを強く結合させることにより、地板端２３以外の周囲からの影響を軽減することができる。さらに、アンテナ近傍のみに放射源を構成することが可能なことから、通話時の手の影響による通話品質の低下を回避することができる。

次に、従来の平行２線式アンテナで問題となった内部損失−周波数特性の改善方法について以下に説明する。前述のように、平行2線式アンテナでは、2線上の電流が完全に逆相となった場合（平衡モード）、系は外部に電磁波を放出しない。このとき、アンテナに与えられたエネルギーは素子内部で熱損（内部損失）となる。この現象は共振周波数付近に生じるが、使用する周波数帯外にあれば問題はない。

内部損失−周波数特性を改善するためには、内部の電流分布を一部修正する必要がある。第一の方法として、図５に示すように、第一の導体４１と第二の導体４２の２本の線路を地板２２に対して非対称な位置に配置する方法がある。図５では、第一の導体４１と地板端２３との距離をｄ１、及び第二の導体４２と地板端２３との距離をｄ２としており、ｄ１とｄ２の大きさが異なるように平板状導体４１、４２を配置している。

導体素子はそれぞれ地板に近接した場合には、地板との電磁結合を生じ、内部の電流分布は変化する。そのため、平行2線の各導体に流れる電流は、周囲が全て自由空間である場合と異なり、内部の電流分布に非対称性が生じる。このように非対称性をもった配置を選択することにより、2線上の電流が完全に逆相となる周波数を変化させることができる。

図５において、第一の導体４１を給電用導体２とし、第二の導体４２を接地用導体３とすることにより、地板２２に対する給電用導体２と接地用導体３の配置関係は非対称となる。あるいは、第一の導体４１を接地用導体３とし、第二の導体４２を給電用導体２としてもよい。このような位置関係の選択によって、アンテナ内部の電流分布を選択しうる。つまり、所望の内部損失−周波数特性を選択できる。

また、損失周波数特性を改善する第二の方法として、給電用導体２と接地用導体３を異なる形状に形成する方法がある。給電用導体２と接地用導体３の形状として、例えば図６に示すような形状を採用することができる。ここで、図６（ａ）はミアンダ線路４３を示しており、図６（ｂ）は直線状の線路４４を示している。直線状の線路に比して、図６（ａ）のミアンダ線路４３は同一面積内でも線路長が長く、また電流分布も複雑となる。つまり、一方の導体形状を変化させることによって、内部電流分布を変化させ、両導体上の電流が逆相となる周波数を変化させることができる。

給電用導体２として図６（ａ）のミアンダ線路４３を選択し、接地用導体３として図６（ｂ）の直線状線路４４を選択することにより、給電用導体２と接地用導体３の形状を非対称とする。あるいは、給電用導体２を図６（ｂ）の直線状線路４４とし、接地用導体３として図６（ａ）のミアンダ線路４３としてもよい。さらには、ともに図６（ａ）のミアンダ線路４３、あるいは図６（ｂ）の直線状線路４４とし、それぞれを異なる形状とすることも可能である。

上記の第一の方法あるいは／及び第二の方法により、給電用導体２及び接地用導体３の配置あるいは／及び形状を非対称とすることによって、非放射である平衡モードが現れるのを不明瞭にし、特異点をインピーダンス整合のとれる周波数外に移動させ、さらに広帯域で動作させるようにすることが可能となる。

このことは、多周波共用アンテナに適用した場合であっても同じであり、前記第一の方法と前記第二の方法による非対称性の組み合わせにより、複数の周波数帯でも特異点を適切に移動させる組み合わせを選ぶことができる。

給電用導体２と接地用導体３の配置及び形状を非対称とすることによる損失周波数特性の改善効果を、図７を用いて説明する。ここでは、給電用導体２を図６（ａ）のミアンダ線路４３とし、接地用導体３を図６（ｂ）の直線状線路４４としている。

図７（ａ）は、給電用導体２を地板２２に近い側（図５の第一の導体４１）に配置したケースの損失周波数特性を示しており、図７（ｂ）は、給電用導体２を地板２２から遠い側（図５の第二の導体４２）に配置したケースの損失周波数特性を示している。各図とも、内部損５１、反射損５２、及び内部損５１と反射損５２を合計した総合損５３を表示している。

図７において、（ａ）、（ｂ）の間には反射損５２（５２ａ、５２ｂ）に大きな差が見られないにもかかわらず、（ｂ）のケースでは９６０ＭＨｚ付近に内部損が急激に変化する特異点を持っている。この特異点は、給電用導体２及び接地用導体３上の電流分布に起因するものであり、電流分布をわずかに変更することで、特異点の傾きを改善できると考えられる。

これに対し、図７（ａ）のケースにおける給電用導体２と接地用導体３の配置及び形状の非対称性の組み合わせでは、特異点の問題が解消されており、（ｂ）のケースに比べて平坦な損失周波数特性が実現されている。よって、給電用導体２を接地用導体３より接地端２３に近い位置に配置するのが好ましい。

なお、本実施形態では平板状導体２、３のそれぞれの平面が地板２２と垂直となるように設置するものとしたが、それぞれの平面が地板２２と略平行となるように設置してもよい。この場合には、平板状導体２、３のそれぞれと地板端２３との距離の差が小さくなり、平板状導体２、３の配置の非対称性による効果が小さくなる。

但し、平板状導体２、３のそれぞれの平面が地板２２と略平行となるように設置した場合でも、平板状導体２、３のそれぞれと地板端２３との距離が異なるよう、平板状導体２、３の一方または両方を地板２２の面方向に所定の幅だけずらすことによって、平板状導体２、３の配置の非対称性を調整することが可能である。

本発明の平行２線式アンテナの別の実施形態を図８を用いて説明する。図８は、単周波の平行２線式アンテナの具体例である。図８（ａ）に示す平行２線式アンテナ６１は、給電用導体６２と接地用導体６３が同じ形状を有している。また、誘電体６４は、６４ａ、６４ｂ及び６４ｃの３層構造からなっており、中央の誘電体６４ｂの誘電率が低く（比誘電率５）、両側の誘電体６４ａ、６４ｃの誘電率が高く（比誘電率２５）なるように構成されている。

平行２線式アンテナ６１では、接地用導体６３を誘電体６４ａと６４ｂの間に配設し、給電用導体６２を誘電体６４ｂと６４ｃの間に配設している。そして、誘電体６４ａと６４ｂ及び６４ｃは、給電用導体６２と接地用導体６３を挟んで相互に密着されている。本実施形態では、接地用導体６３の方が給電用導体６２より地板６５に近い方に配置する構成としている。

本実施形態の平行２線式アンテナ６１は、長さ１９．５ｍｍ、幅３ｍｍ、高さ３ｍｍの寸法を有している。また、地板６５は、長さ８０ｍｍ、幅４０ｍｍとしている。このように構成された小型の平行２線式アンテナ６１のアンテナ特性を図８（ｂ）に示す。同図より、平行２線式アンテナ６１は広い帯域が得られることがわかる。

本発明の平行２線式アンテナのさらに別の実施形態を図９に示す。図９は、本発明の平行２線式アンテナを多周波共用アンテナとしたときの具体例である。平行２線式アンテナ７１は、ＧＳＭ、ＤＣＳ及びＰＣＳの３周波で動作する携帯電話用アンテナである。平行２線式アンテナ７１の寸法及び誘電体の誘電率は表１の通りである。

小型の平行２線式アンテナ７１は、多周波共用アンテナとして動作させるために、給電用導体７２及び接地用導体７３が誘電体７４の端部近くで地板７５方向に曲げられた後、再び地板７５に平行となるよう曲げられている。つまり、地板７５に対して垂直な面内で、給電用導体７２及び接地用導体７３の終端を含む各導体の一部を地板７５の方向に１８０度折り返した折り返し部７２ａ及び７３ａを１つずつ有している。

多周波共用アンテナである本発明の小型の平行２線式アンテナ７１においても、地板７５に対する給電用導体７２と接地用導体７３との設置位置の非対称性、及び給電用導体７２と接地用導体７３の形状の非対称性の組み合わせにより、複数の周波数帯における特異点を所定の周波数帯から移動させることが可能である。

平行２線式アンテナ７１のＶＳＷＲ特性と放射効率の測定結果を図１０に示す。なお、係る測定に際しては、平行２線式アンテナ７１の前段にインピーダンスを完全に整合させるための外部整合回路を付加した。

図１０（ａ）は、平行２線式アンテナ７１のＶＳＷＲ特性を示すが、同図から明らかなように、ＧＳＭ、ＤＣＳ及びＰＣＳの動作周波数帯である９００ＭＨｚ帯及び１８００〜１９００ＭＨｚ帯で広帯域な特性が得られている。

また、図１０（ｂ）〜（ｄ）は、それぞれ９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯及び１９００ＭＨｚ帯における放射効率を示しているが、各周波数帯においてほぼ４０％以上の放射効率が達成できている。

上記の通り、本発明の平行２線式アンテナは、多周波共用アンテナに適用した場合でも、優れたアンテナ特性を実現することが可能となる。

本発明の平行２線式アンテナのさらに別の実施形態を、図１４を用いて以下に説明する。図１４は、本実施形態の平行２線式アンテナの概略構成を示す図であり、図１４（ａ）は本実施形態の平行２線式アンテナ８１の斜視図、図１４（ｂ）は本実施形態の平行２線式アンテナ８１の平面図、をそれぞれ示す。

携帯電話に用いられる回路基板２１には、通常、ＦＲ４（ガラス―エポキシ基板）等の安価な材質の誘電体が使用されており、高周波特性に優れたものではない。典型的には、その誘電正接が０．０２程度のものである。このような回路基板上で、図４を用いて説明したような強い電界を形成すると、誘電体である回路基板２１により大きな誘電体損が生じる。その結果、アンテナの放射効率が低下してしまう。

特に、地板２２の長手方向の長さが共振周波数の４分の１波長よりも短い場合には、地板端２３付近に局在する電界強度が高くなり、その結果回路基板２１による誘電体損も大きくなる。例えば、共振周波数９００ＭＨｚ、地板２２の長手方向の長さが８０ｍｍの場合、回路基板２１による誘電体損は約１ｄＢ程度になるというシミュレーション結果が得られており、全体の放射損失の約半分を占めている。

そこで、本発明の平行２線式アンテナ８１では、誘電体５の端部２４と地板端２３との間に位置する回路基板２１に、貫通部８２を設けている。すなわち、貫通部８２を設けることにより、誘電体端部２４と地板端２３との間に存在する誘電体である回路基板２１の体積を減らしている。

図１４に示す本発明の平行２線式アンテナ８１では、誘電体端部２４と地板端２３との間に存在する誘電体が大部分刳り貫かれて貫通部８２を形成しており、回路基板２１による誘電体損を大幅に低減している。

貫通部８２を有する本発明の平行２線式アンテナ８１の放射効率を、貫通部８２を有しない別の平行２線式アンテナ（例えば、図３の平行２線式アンテナ１）と比較した結果を図１５に示す。同図は、共振周波数の異なる複数の平行２線式アンテナの放射効率を比較したものである。

グラフ８３は、貫通部８２を有する本発明の平行２線式アンテナ８１の放射効率を示しており、いずれの共振周波数においても、貫通部８２を有しない場合の放射効率を示すグラフ８４よりも高くなっていることから、貫通部８２を設けることにより放射効率を向上できることがわかる。

放射効率を向上させる別の方法として、アンテナの占有空間を大きくする方法がある。ここでアンテナの占有空間とは、平板状導体２、３を内包する誘電体５から地板端２３までの空間としている。

前記アンテナの占有空間と放射効率との関係を図１６に示す。同図において、グラフ８５は、平板状導体２、３及び誘電体５等からなるアンテナ素子の体積を大きくすることで前記占有空間を大きくしたときの放射効率を示している。前記占有空間を大きくすることで、放射効率を高くすることが可能であることがわかる。

一方、グラフ８６は、本実施形態のの平行２線式アンテナ８１の放射効率を示している。本実施形態では、誘電体５の端部２４と地板端２３との間隔を大きくすることで前記占有空間を大きくし、それと同時に、誘電体５の端部２４と地板端２３との間に貫通部８２を形成している。

グラフ８６では、グラフ８５に比して放射効率が大幅に改善されている。このことから、本発明の平行２線式アンテナ８１では、貫通部８２を設けることで放射効率を大幅に改善できることがわかる。

図１４では、貫通部８２として、２つの細長いスリット状のものを設けている。貫通部８２の別の実施例を図１７に示す。図１７では、断面が円形の貫通部８２を複数設けている。貫通部８２の形状は、円形、矩形など任意の形状とすることができ、回路基板２１の強度や加工の容易さ等を考慮して選択することができる。

図１４に示す本発明の平行２線式アンテナ８１では、放射効率を改善するために、誘電体５の端部２４と地板端２３との間隔を大きくして貫通部８２を形成している。このように、誘電体５の端部２４と地板端２３との間隔を大きくした場合には、インピーダンス特性が変化してしまう可能性がある。

そこで、インピーダンス調整が容易な本発明の平行２線式アンテナの別の実施形態を図１８を用いて説明する。本実施形態の平行２線式アンテナは、２つの平板状導体２、３のいずれかに接続された周波数調整スタブ８７を有している。

周波数調整スタブ８７は、それ自身はアンテナ放射に直接寄与しないが、共振周波数の調整によりインピーダンスを調整可能とするものである。図１８では、周波数調整スタブ８７を接地用導体３に接続しており、接地用導体３の長手方向と平行となるように設けている。

インピーダンス調整が容易な本発明の平行２線式アンテナのさらに別の実施形態を、図１９を用いて以下に説明する。図１９（ａ）は本実施形態の平行２線式アンテナ９１の斜視図、図１９（ｂ）は平面図、をそれぞれ示す。

図１９に示す本実施形態の平行２線式アンテナ９１は、回路基板２１に対して表面実装された場合を示している。２つの平板状導体２、３、及びこれを内包する誘電体５からなるアンテナ素子には、給電用端子９２ａと接地用端子９３ａがそれぞれ１つずつ備えられているのに加え、該アンテナ素子の中央付近に４つの固定用端子９４が設けられている。

一方、回路基板２１側には、給電用パッド９２ｂと接地用パッド９３ｂがそれぞれ１つずつ備えられているのに加え、４つの固定用パッド９５が設けられている。前記アンテナ素子側に設けられた固定用端子９４と回路基板２１側に設けられた固定用パッド９５とを、それぞれ１つずつ半田付けにより接続すると同時に、回路基板２１に固定している。

ここで、固定用端子９４は、前記アンテナ素子内部の平板状導体２または３を延長して形成させるようにしている。また、回路基板２１の裏面には、表面に形成された４組の固定用パッド９５のうちの２つにスルーホールを介して接続した２つの調整素子装荷用パッド９６Ａ、９６Ｂを設けている。

調整素子装荷用パッド９６Ａ、９６Ｂは、ＬＣ回路素子等のチップ部品を実装可能な構成としている。このような構成とすることにより、共振系の内部に任意のＬまたはＣを追加することができ、インピーダンス調整の自由度を向上させることが可能となっている。

本実施形態において、インピーダンス調整を行った一実施例を、図２０に示すスミスチャートを用いて説明する。同図においてグラフ９７ａは、調整素子装荷用パッド９６Ａ，９６Ｂをともに開放とした場合のインピーダンスをスミスチャート上にプロットしたものである。

これに対し、調整素子装荷用パッド９６Ａを短絡、９６Ｂを開放とした場合のインピーダンスをグラフ９７ｂで示す。調整素子装荷用パッド９６Ａを開放としたときと短絡としたときとでは、主に位相が変化しており、スミスチャート上の円形軌跡の開始点が変化している。

調整素子装荷用パッド９６ＡにＬまたはＣを装荷した場合、その定数によって、開放と短絡の中間状態を連続的にとることができる。共振の始点・終点に注目すると、Ｌを装荷した場合には反時計回りに移動し、Ｃを装荷した場合には時計周りに移動する。また、共振の始点・終点の移動の仕方には周波数依存性があるため、位相差（角度差）をつけることも可能である。さらに、調整素子装荷用パッド９６Ｂを加えて考えると、さらに自由度の高い位相調整が可能となる

特に、調整素子装荷用パッド９６Ａまたは９６Ｂに装荷された整合回路を用いて多周波を広帯域化する場合には、スミスチャート上の位相（角度）差は重要であり、複数の共振の角度が揃った状態では、前記整合回路の１つの素子により、両周波数軌跡を中央へ移動させ、Ｗ型の広帯域特性を得ることができる。

図１は、図１は、本発明の平行２線式アンテナの概略の構成を示す図である。図１（ａ）は本発明の平行２線式アンテナの斜視図、図１（ｂ）はＡ方向から見たときの断面図、図１（ｃ）はＢ方向から見たときの平面図である。 図２は、平行２線式アンテナのアンテナ素子を空気中に置いたときと誘電体の内部に設けたときのアンテナ特性（ＶＳＷＲ）の比較図である。 図３は、平行２線式アンテナ１が、携帯端末内の回路基板上に設置されたときの概略図を示す。図３（ａ）は平行２線式アンテナ１の斜視図、図３（ｂ）は平面図、図３（ｃ）は断面図をそれぞれ示す。 図４は、平行２線式アンテナ１のアンテナ動作を説明する図である。図４（ａ）は誘電体ブロックと地板との関係を示す図であり、図４（ｂ）は平行２線式アンテナ１の断面で見たときのアンテナ動作を説明する図である。 図５は、２本の線路を地板に対して非対称な位置に配置する方法を説明する図である。 図６は、平板状導体の形状の実施例である。図６（ａ）はミアンダ線路を示しており、図６（ｂ）は直線状の線路を示している。 図７は、本発明の平行２線式アンテナ１の損失周波数特性を説明する図である。図７（ａ）は給電用導体２を地板２２に近い側に配置したときの損失周波数特性、図７（ｂ）は給電用導体２を地板２２から遠い側に配置したときの損失周波数特性を示す。 図８は、単周波を対象とする本発明の別の実施形態の平行２線式アンテナを説明する図である。図８（ａ）は平行２線式アンテナ６１の概略構成を示す図であり、図８（ｂ）は平行２線式アンテナ６１のアンテナ特性を示す図である。 図９は、ＧＳＭ、ＤＣＳ及びＰＣＳの３周波を対象とする本発明のさらに別の実施形態の平行２線式アンテナを説明する図である。図９（ａ）は平行２線式アンテナ７１の平面図、図９（ｂ）は平行２線式アンテナ７１の断面図、図９（ｃ）は給電用導体及び接地用導体を示す図である。 図１０は、平行２線式アンテナ７１のＶＳＷＲ特性と放射効率の測定結果を示す。図１０（ａ）は平行２線式アンテナ７１のＶＳＷＲ特性、図１０（ｂ）は９００ＭＨｚ帯における放射効率、図１０（ｃ）は１８００ＭＨｚ帯における放射効率、図１０（ｄ）は１９００ＭＨｚ帯における放射効率をそれぞれ示す。 図１１は、従来の面状逆Fアンテナを説明する概略図である。 図１２は、従来のアンテナの動作を説明するための図である。図１２（ａ）は、平行２線式アンテナの概略図、図１２（ｂ）は１線式アンテナの概略図、図１２（ｃ）は平行２線式アンテナのアンテナ特性（ＶＳＷＲ）、及び図１２（ｄ）は１線式アンテナのアンテナ特性を示す。 図１３は、平行２線式アンテナの非平衡モードと平衡モードにおけるアンテナ動作を説明する図である。図１３（ａ）は非平衡モードにおけるアンテナ動作、図１３（ｂ）は平衡モードにおけるアンテナ動作、図１３（ｃ）は平行２線式アンテナの周波数特性を示す。 図１４は、本発明の平行２線式アンテナ８１のさらに別の実施形態の平行２線式アンテナの概略構成を示す図である。図１４（ａ）は本実施形態の平行２線式アンテナ８１の斜視図、図１４（ｂ）は平面図、をそれぞれ示す。 図１５は、本発明の平行２線式アンテナの放射効率を、貫通部８２を有する場合と有しない場合とで比較したグラフである。 図１６は、アンテナの占有空間と放射効率との関係を示すグラフである。 図１７は、断面が円形の貫通部８２を複数設けた実施例を示す平面図である。 図１８は、インピーダンス調整が容易な本発明の平行２線式アンテナの別の実施形態を示す概略図である。 図１９は、インピーダンス調整が容易な本発明の平行２線式アンテナのさらに別の実施形態を示す図である。図１９（ａ）は本実施形態の平行２線式アンテナ９１の斜視図、図１９（ｂ）は平面図、をそれぞれ示す。 図２０は、インピーダンス調整を行ったときの一実施例を示すスミスチャートである。

符号の説明

１、６１、７１、８１、９１・・・平行２線式アンテナ
２、６２、７２・・・平板状導体（給電用導体）
２ａ・・・平板状導体２の基端
３、６３、７３・・・平板状導体（接地用導体）
３ａ・・・平板状導体３の基端
４・・・短絡導体
５、６４、７４・・・誘電体
５ａ・・・外側領域の誘電体
５ｂ・・・中間領域の誘電体
１１・・・アンテナ素子を空気中に置いたときのＶＳＷＲ
１２・・・アンテナ素子を低誘電率の誘電体に内包したときのＶＳＷＲ
１３・・・アンテナ素子を高誘電率の誘電体に内包したときのＶＳＷＲ
２１・・・回路基板
２２、６５、７５・・・地板
２３・・・地板端
２４・・・誘電体５の端部
３１・・・誘電体ブロック
３２・・・電界
４１・・・第一の導体
４２・・・第二の導体
４３・・・ミアンダ線路
４４・・・直線状線路
５１・・・内部損
５２・・・反射損
５３・・・総合損
７６・・・給電ピン
７２ａ、７３ａ・・・折り返し部
７７・・・接地ピン
７８・・・スリット
８２・・・貫通部
８３、８４、８５、８６・・・放射効率
８７・・・周波数調整スタブ
９２ａ・・・給電用端子
９２ｂ・・・給電用パッド
９３ａ・・・接地用端子
９３ｂ・・・接地用パッド
９４・・・固定用端子
９５・・・固定用パッド
９６Ａ、９６Ｂ・・・調整素子装荷用パッド
９７ａ、９７ｂ・・・インピーダンス軌跡
１０１・・・面状逆Fアンテナ
１０２・・・地板
１０３・・・放射導体
１０４・・・磁流スロット
１１１・・・平行２線式アンテナ
１１２・・・平行２線路
１１３・・・地板
１１４・・・１線式アンテナ
１１５・・・損失特異点

Claims (11)

1. 携帯電話に内蔵される小型の平行２線式アンテナであって、
   略直方体の形状を有する誘電体と、
   平板状導体であって基端が給電点に接続された給電用導体と、
   別の平板状導体であって基端が接地点に接続された接地用導体とを備え、
   前記２つの平板状導体は、相互に略平行でかつ前記誘電体の所定の面とも略平行となるよう配設され、
   前記２つの平板状導体の基端を除く全体が前記誘電体に内包される
   ことを特徴とする平行２線式アンテナ。
2. 前記誘電体は、回路基板に備えられた地板の外部にあって、前記２つの平板状導体の長手方向が前記地板の所定の地板端と平行となるよう配置され、前記所定の地板端と前記誘電体の最近接部とが所定の距離以内にある、
   ことを特徴とする請求項１に記載の平行２線式アンテナ。
3. 前記誘電体は、内包する前記２つの平板状導体の各面が前記地板と略垂直となるように配設される
   ことを特徴とする請求項２に記載の平行２線式アンテナ。
4. 前記誘電体は、内包する前記２つの平板状導体の長手方向が前記地板の長手方向と略垂直となるように配設される
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の平行２線式アンテナ。
5. 前記誘電体は、内包する前記２つの平板状導体のうち前記給電用導体が前記接地用導体より前記所定の地板端に近くなるように配設される
   ことを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の平行２線式アンテナ。
6. 前記２つの平板状導体は、異なる形状により形成される
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の平行２線式アンテナ。
7. 前記誘電体は、前記２つの平板状導体のそれぞれを含む２つの平面に挟まれた領域の誘電体が低誘電材料で形成され、
   前記平面より外側の領域の誘電体が高誘電材料で形成される
   ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の平行２線式アンテナ。
8. 前記２つの平板状導体は、前記地板に対して垂直な面内でそれぞれの終端を含む導体の一部を前記地板の方向に１８０度折り返した折り返し部をそれぞれ少なくとも１つずつ有する
   ことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の平行２線式アンテナ。
9. 前記誘電体と前記所定の地板端との間に位置する前記回路基板の一部に貫通部が設けられている
   ことを特徴とする請求項２から請求項８のいずれか１項に記載の平行２線式アンテナ。
10. 前記貫通部は、前記誘電体の長手方向の全長にわたって設けられている
    ことを特徴とする請求項９に記載の平行２線式アンテナ。
11. 前記貫通部は、前記誘電体の長手方向に２以上に分けて設けられている
    ことを特徴とする請求項９に記載の平行２線式アンテナ。

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