JP2007006494A - 構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおけるデータ送信／データ受信のための装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】構造的低密度パリティ検査符号(ＬＤＰＣ:Low Density Parity Check)符号を用いる通信システムにおけるデータ送信/受信方法及び装置を提供する。
【解決手段】送信機は、入力される情報データに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査符号化を行い、構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された構造的低密度パリティ検査符号語を、所定のサイズのグループ単位で並列変換してデータを送信する。また、受信機は、多数の並列データを受信し、その受信したデータを所定のサイズのグループ単位で直列変換した後に、該グループ単位で直列変換したデータに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査復号化を行う。
【選択図】図１２

Description

本発明は、通信システムのデータ送受信装置及び方法に係り、特に、構造的(Structured)低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ:Low Density Parity Check)符号を用いる多重アンテナ通信システムにおけるデータを送信/受信する装置及び方法に関する。

現在、通信システムは、急速な発展に伴い、音声中心のサービスを超越して、画像及び無線データなどの多様な情報の処理及び伝送が可能な高速大容量通信システムに進化している。このような高速大容量通信システムへの進化は、有線ネットワークだけでなく、無線ネットワークへ拡張している。これにより、無線ネットワークでも、有線ネットワークにおける容量に近接する大容量データを伝送する技術開発が要求されている。

このような高速大容量通信システムを実現するために、通信システムは適宜なチャンネル符号化方式を用いてシステム伝送効率を高めるが、これはシステム性能の向上において必須的な要素となる。

しかしながら、移動通信システムは、移動通信システムの特性上、データの伝送時にチャンネルの状況に応じて、雑音、干渉及びフェーディング(fading)などによってエラーが不可避に発生し、このエラー発生による情報データの損失が発生する。このような情報データ損失を低減させるために、移動通信システムは、チャンネルの特性に基づく多様なエラー制御方式を用いることによって、移動通信システムの信頼度を向上させることが可能である。そのうち、普遍的なエラー制御方式としては、エラー訂正符号が使用されている。

さらに、次世代の移動通信システムでは、より多いデータの高速サービス提供を望む使用者が増加するにつれて、データ伝送速度の増加が重要視されている。このような使用者の要求を満たすために、多数の送受信アンテナを用いる多重アンテナ通信システム、すなわち、多重入力多重出力(ＭＩＭＯ:Multiple Input Multiple Output)通信システムに対する研究が活発に行われている。

図１を参照して一般的なＭＩＭＯ通信システムの送信機の構造を説明する。

図１は、一般的なＭＩＭＯ方式を用いる通信システムにおける送信機の構造を示した図である。

図１を参照すると、送信機は、符号器１１０と、空間写像器(spatial mapper)１２０と、多数のアンテナ、すなわち、第１の送信アンテナＴｘ ＡＮＴ １から第Ｍの送信アンテナＴｘ ＡＮＴ Ｍと接続された信号写像器１３０と、を含む。また、信号写像器１３０は、Ｍ個の信号写像器、すなわち、第１の信号写像器１３０-１から第Ｍの信号写像器１３０-Ｍを含む。

符号器１１０に情報データが入力されると、符号器１１０は、所定の設定符号化率に応じて情報データを符号化して符号化シンボルを生成し、この符号化シンボルを空間写像器１２０に出力する。

空間写像器１２０は、符号器１１０から出力された直列符号化シンボルをアンテナの数、すなわち、Ｍ本のアンテナ数だけ、空間写像して並列に出力する。これにより、空間写像器１２０は、並列変換信号を該当する信号写像器１３０に出力する。例えば、空間写像器１２０は、符号器１１０から出力された符号化シンボルをその出力手順に応じて順次に並列変換してＭ個の信号に分類し、Ｍ個の信号を第１の信号写像器１３０-１から第Ｍの信号写像器１３０-Ｍにそれぞれ出力する。

信号写像器１３０は、空間写像器１２０から出力された並列変換信号を受信して各信号写像器に設定されている信号写像方式で信号を写像し、該当する送信アンテナにその写像信号を出力する。すなわち、第１の信号写像器１３０-１から第Ｍの信号写像器１３０-Ｍの各々は、空間写像器１２０から出力された信号を各写像器に設定されているコンステレーション(constellation)に応じて信号写像し、その結果を各送信アンテナに出力する。

例えば、第１の信号写像器１３０-１から第Ｍの信号写像器１３０-Ｍの各々は、入力信号のビット数ｎが１の場合(ｎ＝１)、二位相偏移変調(ＢＰＳＫ:Binary Phase Shift Keying)方式で入力信号を写像し、入力信号のビット数ｎが３の場合(ｎ＝３)、８値直交振幅変調(８ＱＡＭ:8-ary Quadrature Amplitude Modulation)方式で入力信号を信号写像する。

図１の送信機に入力される情報データをｋビットと仮定すると、送信機の符号化率Ｒは、Ｒ＝Ｍ×(ｋ/ｎ)となる(ここで、Ｍは送信アンテナの数を示す)。

図２を参照して一般的なＭＩＭＯ通信システムにおける受信機の構造を説明する。

図２は、一般的なＭＩＭＯ通信システムにおける受信機の構造を示した図である。

図２を参照すると、受信機は、複数個のアンテナ、即ち、第１の受信アンテナＲｘ ＡＮｔ １から第Ｐの受信アンテナＲｘ ＡＮｔ Ｐと接続された検波器２１０、空間逆写像器２２０、復号器２３０及び空間写像器２４０を含む。

送信機の送信アンテナの数と受信機の受信アンテナの数とは同じか、相互に異なることができる。受信機は、第１の受信アンテナから第Ｐの受信アンテナ、すなわち、Ｐ本の受信アンテナを通じて信号を受信する。第１の受信アンテナから第Ｐの受信アンテナは、受信した信号を検波器２１０に出力する。

検波器２１０は、第１の受信アンテナから第Ｐの受信アンテナを通じて受信した信号を検出し、その検出信号を空間逆写像器２２０に出力する。

空間逆写像器２２０は、検波器２１０で検出された信号に、送信機で適用した空間写像器の空間写像に対応する空間逆写像方式に応じて空間逆写像を遂行して復号器２３０に出力する。

復号器２３０は、空間逆写像器２２０から出力された信号を、送信機で適用した符号化方式に対応する復号方式に応じて復号化する。ここで、復号器２３０から出力された信号は、無線チャンネル環境などによるエラーが発生しない場合、送信機で送信したデータと同じデータに正常的に復元することが可能である。しかしながら、無線チャンネル環境でエラーが発生すると、より信頼性のある符号化のために反復復号化(iterative decoding)を行うことができる。

このような反復復号化を行うために、復号器２３０は、送信機で適用した符号化方式に対応する復号方式で復号化した信号を空間写像器２４０に出力する。

空間写像器２４０は、復号器２３０から出力された信号を、送信機で適用した空間写像方式に対応する方式で空間写像した後に、検波器２１０に出力して反復復号化を行う。

上述したように反復復号化を行うと、情報データ復元の信頼度が増加する。さらに、反復復号化を通じて受信機から受信した信号を信頼可能な信号に復号化すると、復号器２３０は復号化した信頼可能な信号を最終情報データ信号として出力する。

一方、エラー訂正符号の代表的な符号としては、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などがある。

ターボ符号は、従来のエラー訂正のために主に用いられた畳み込み符号(convolutional code)に比べて、高速データ伝送時に性能利得が優れていると知られており、伝送チャンネルで発生する雑音によるエラーを効果的に訂正してデータ伝送の信頼度を高めるという長所を有する。さらに、ＬＤＰＣ符号は、ファクター(factor)グラフ上で積和(sum-product)アルゴリズムに基づいた反復復号化アルゴリズムを用いて復号化することができる。積和アルゴリズムに基づいた反復復号化アルゴリズムを用いる復号化方法を使用するため、ＬＤＰＣ符号の復号器は、ターボ符号の復号器に比べて複雑度が低いのみならず、並列処理復号器を実現することも容易である。

一方、“Shannon”のチャンネル符号化理論(channel coding theorem)は、チャンネルの容量を超えないデータレート(data rate)に限って信頼性のある通信が可能であると明らかにしている。しかしながら、“Shannon”のチャンネル符号化理論では、チャンネルの容量限界まで使用可能なチャンネル符号化及び復号化に対する具体的な提示はまったくなかった。一般に、ブロックのサイズが非常に大きいランダム(random)符号は、“Shannon”のチャンネル符号化理論のチャンネル容量限界に近接する性能を示すが、ＭＡＰ(maximum a posteriori)復号化方式やＭＬ(maximum likelihood)復号化方式を適用する場合、その計算量において相当な負荷が存在するので、実現が不可能であった。

ターボ符号は、１９９３年に“Berrou”、“Glavieux”及び“Thitimajshima”により提案され、“Shannon”のチャンネル符号化理論のチャンネル容量限界に近接する優れた性能を有している。ターボ符号の提案によって、符号の反復復号化及びグラフ表現に関する研究が活発に進行されたが、その時点で“Gallager”により１９６２年に既に提案されたことのあるＬＤＰＣ符号が新たに注目を集めるようになった。また、ターボ符号及びＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上にはサイクル(cycle)が存在するが、このサイクルが存在するＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上における反復復号化が準最適(sub-optimal)であることは既によく知られている事実である。さらに、ＬＤＰＣ符号は、反復復号化を通じて優れた性能を有するということも実験的に立証されたことがある。現在まで知られている最高の性能を有するＬＤＰＣ符号は、ブロックサイズ１０^７を用いてビットエラーレート(ＢＥＲ:Bit Error Rate)１０^−５であるShannonのチャンネル符号化理論のチャンネル容量限界に対して０.０４[ｄＢ]程度の差を有する性能を示す。また、ｑ＞２であるガロアフィールド(Galois Field:ＧＦ)、すなわち、ＧＦ(ｑ)で定義されたＬＤＰＣ符号は、復号化過程において複雑度が増加するが、二進(binary)符号に比べて一層性能が優れる。しかしながら、その反復復号化アルゴリズムの成功的な復号化に関する、理論的に満足な説明はまだ提供されていない。

ガロアにより提案されたＬＤＰＣ符号は、大部分のエレメントが０の値を有し、０の値を有するエレメント以外の極少数のエレメントが０でない(non-zero value)値、例えば、１の値を有するパリティ検査行列(parity check matrix)によって定義される。以下、説明の便宜上、０でない値を１と仮定して説明する。

一例として、(Ｎ，ｊ，ｋ)ＬＤＰＣ符号は、符号語(codeword)長さがＮである線形ブロック符号であり、各列(column)ごとにｊ個の１の値を有するエレメントと、各行(row)ごとにｋ個の１の値を有するエレメントとを有する。１の値を有するエレメントを除いたエレメントは、すべて０の値を有するエレメントからなる疎(sparse)構造のパリティ検査行列により定義される。

上述したように、パリティ検査行列内の各列のウェイト(weight)が‘ｊ’に固定され、パリティ検査行列内の各行のウェイトが‘ｋ’に固定されたＬＤＰＣ符号を均一ＬＤＰＣ符号と称する。ここで、‘ウェイト’とは、パリティ検査行列を構成するエレメントのうち、０でない値を有するエレメントの数を示す。一方、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトとが一定でないＬＤＰＣ符号を不均一ＬＤＰＣ符号と称する。一般に、均一ＬＤＰＣ符号の性能に比べて不均一ＬＤＰＣ符号の性能の方がより優れると知られている。しかしながら、不均一ＬＤＰＣ符号の場合、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトとが一定でない、すなわち、不均一であるため、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトとを適切に調節しなければ、優れた性能を保障することができない。

図３を参照して(Ｎ，ｊ，ｋ)ＬＤＰＣ符号、一例として(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を説明する。

図３は、一般的な(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示した図である。

図３を参照すると、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列Ｈは、８個の列と４個の行で構成されており、各列のウェイトは２に、各行のウェイトは４に固定されている。このように、パリティ検査行列内の各列のウェイトと各行のウェイトとが均一なため、図１に示した(８，２，４)ＬＤＰＣ符号は均一ＬＤＰＣ符号となる。

以下、図４を参照して図３の(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを説明する。

図４は、図３の(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示した図である。図４を参照すると、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフは、８個の変数ノード、すなわち、ｘ_１４００，ｘ_２４０２，ｘ_３４０４，ｘ_４４０６，ｘ_５４０８，ｘ_６４１０，ｘ_７４１２，ｘ_８４１４と、４個の検査ノード４１６，４１８，４２０，４２２とで構成される。(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列のｉ番目の行とｊ番目の列とが交叉する地点に、１の値を有する、すなわち、０でない値を有するエレメントが存在する場合、変数ノードｘ_ｉとｊ番目の検査ノードとの間にブランチ(branch)が生成される。

図４の変数ノードは、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号語ｃ＝[ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３，ｃ_４，ｃ_５，ｃ_６，ｃ_７，ｃ_８]に１対１で対応する関係と見なすことができる。すなわち、符号語ｃ_１は変数ノードｘ_１に対応し、ｃ_２は変数ノードｘ_２に対応し、ｃ_３は変数ノードｘ_３に対応し、ｃ_４は変数ノードｘ_４に対応し、ｃ_５は変数ノードｘ_５に対応し、ｃ_６は変数ノードｘ_６に対応し、ｃ_７は変数ノードｘ_７に対応し、ｃ_８は変数ノードｘ_８に対応すると考える。したがって、(８，２，４)ＬＤＰＣ符号は、ファクターグラフで変数ノードと検査ノードとを通じてメッセージを伝送及び復号化することができ、変数ノードのメッセージに基づいた符号語を推定することも可能である。

上述したように、ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列はごく小さいウェイトを有するため、比較的長い長さを有するブロック符号でも、反復復号を通じて復号化が可能であり、ブロック符号のブロック長さを継続して増加させると、ターボ符号のように、“Shannon”のチャンネル容量限界に近接する性能を示す。また、“Mackay”と“Neal”は、流れ伝送方式を用いるＬＤＰＣ符号の反復復号過程がターボ符号の反復復号過程にほとんど近接する性能を有することを既に証明した。

一方、性能のよいＬＤＰＣ符号を生成するためには、次のような条件を満足させなければならない。

(１)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを考慮すべきである。

ここで、“サイクル”とは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで、変数ノードと検査ノードとを接続するエッジ(edge)が構成するループ(loop)を意味し、サイクルの長さはループを構成するエッジの数として定義される。サイクルの長さが長いということは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフでループを構成する変数ノードと検査ノードとを接続するエッジの数が多いことを示し、サイクルの長さが短いということは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフでループを構成する変数ノードと検査ノードとを接続するエッジの数が少ないことを示す。

ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを長く生成するほど、ＬＤＰＣ符号の性能が良くなるが、その理由は次のようである。ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルを長く生成する場合、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上に短い長さのサイクルが多く存在するときに発生するエラーフロア(error floor)などの性能劣化が発生しないためである。

(２)ＬＤＰＣ符号の効率的な符号化を考慮すべきである。

ＬＤＰＣ符号は、ＬＤＰＣ符号の特性上、畳み込み符号やターボ符号に比べて符号化複雑度が高くて実時間符号化が難しい。ＬＤＰＣ符号の符号化複雑度を低めるために、反復累積符号(ＲＡ(Repeat Accumulate) code)などが提案された。しかしながら、反復累積符号も、ＬＤＰＣ符号の符号化複雑度を低下するのには限界がある。したがって、ＬＤＰＣ符号の効率的な符号化を考慮しなければならない。

(３)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の次数分布を考慮すべきである。

一般に、均一ＬＤＰＣ符号より不均一ＬＤＰＣ符号の方が、その性能が優れる。その理由は、不均一ＬＤＰＣ符号のファクターグラフが多様な次数(degree)を有するためである。ここで、“次数”とは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフの各ノード、すなわち、変数ノードと検査ノードとに接続しているエッジの個数を示す。また、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の“次数分布”とは、全体ノードの数に対する、特定次数を有するノードの数の比率のことを指す。特定次数分布を有するＬＤＰＣ符号の性能が優れるということは、“Richardson”らにより既に証明された。

図５を参照して構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列について説明する。

図５は、一般的な構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示した図である。

図５の説明に先立ち、構造的ＬＤＰＣ符号は効率的な符号化だけでなく、パリティ検査行列の効率的な貯蔵及び性能改善を考慮した新たなＬＤＰＣ符号で、構造的ＬＤＰＣ符号は均一ＬＤＰＣ符号の構造を一般化して拡張した概念のＬＤＰＣ符号であることに注意すべきである。

図５を参照すれば、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列は、全体パリティ検査行列を多数の部分ブロック(partial block)に分割し、各部分ブロックに順列行列(permutation matrix)を対応させる形態を有する。ここで、部分ブロックに分割し、順列行列の代わりに１を代入した行列を基本行列(base matrix)という。すなわち、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列は、基本行列で１が存在する位置に順列行列を対応させる形態である。しかしながら、一般に、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を構成するマトリックスは順列行列に限定されない。図５に示した“Ｐ”は、Ｎ_ｓ×Ｎ_ｓサイズを有する順列行列を示し、順列行列Ｐの上付け字“ａ_ｐｑ”は、０≦ａ_ｐｑ≦Ｎ_ｓ−１あるいはａ_ｐｑ＝∞である。

また、“ｐ”は、該当順列行列がパリティ検査行列の多数の部分ブロックのうち、ｐ番目の行に位置することを示し、“ｑ”は、該当順列行列がパリティ検査行列の多数の部分ブロックのうち、ｑ番目の列に位置することを示す。すなわち、

は、多数の部分ブロックからなるパリティ検査行列のｐ番目の行とｑ番目の列とが交叉する地点の部分ブロックに存在する順列行列を示す。すなわち、ｐとｑは、パリティ検査行列において、部分ブロックの行と列の個数をそれぞれ示す。

ここで、図６を参照して順列行列について説明する。

図６は、図５の順列行列Ｐを示した図である。

図６に示したように、順列行列Ｐは、Ｎ_ｓ×Ｎ_ｓサイズを有する正方行列である。順列行列Ｐは、この順列行列Ｐを構成するＮ_ｓ個の行の各々のウェイトが１であり、順列行列Ｐを構成するＮ_ｓ個の列の各々のウェイトも１である行列を示す。ここで、順列行列ＰのサイズをＮ_ｓ×Ｎ_ｓと表現したが、順列行列Ｐが正方行列なので、そのサイズを、説明の便宜上、Ｎ_ｓとして表現する。

図５において、順列行列Ｐの上付け字“ａ_ｐｑ”が０、すなわち、順列行列Ｐ^０は、恒等行列(Identity matrix)Ｉ_{Ｎｓ×Ｎｓ}を示し、順列行列Ｐの上付け字ａ_ｐｑが∞、すなわち、順列行列Ｐ^∞は、ゼロ(zero)行列を示す。ここで、Ｉ_{Ｎｓ×Ｎｓ}は、Ｎ_ｓ×Ｎ_ｓサイズの恒等行列を示す。

図５に示した構造的ＬＤＰＣ符号の全体パリティ検査行列は、全体行の個数がＮ_ｓ×ｐ、全体列の個数がＮ_ｓ×ｑなので(但し、ｐ≦ｑ)、構造的ＬＤＰＣ符号の全体パリティ検査行列が最大ランク(full rank)を有する場合、部分ブロックのサイズを問わず、符号化率は、次の（１）式のように示すことができる。

一方、すべてのｐ，ｑに対してａ_ｐｑ≠∞の場合、部分ブロックの各々に対応する順列行列はゼロ行列ではなく、部分ブロックの各々に対応する順列行列の各列のウェイトはｐ、各行のウェイトはｑである均一ＬＤＰＣ符号となる。ここで、部分ブロックに対応する順列行列を“部分行列”と称する。

さらに、全体パリティ検査行列では、(ｐ−１)個の従属的な(dependent)行が存在するため、符号化率は、（１）式で計算した符号化率より大きい値を有する。構造的ＬＤＰＣ符号は、全体パリティ検査行列を構成する各々の部分行列の一番目の行のウェイト位置が決定されると、残り(Ｎ_ｓ−１)個の行のウェイト位置も決定される。したがって、全体パリティ検査行列の情報を貯蔵するために不規則的にウェイトを選択する場合に比べて、必要とするメモリのサイズが１/Ｎ_ｓに減少する。

上述したように、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上の“サイクル”とは、パリティ検査行列のＬＤＰＣ符号のファクターグラフで、変数ノードと検査ノードとを接続するエッジが構成するループを示す。このサイクルの長さは、ループを構成するエッジの個数として定義される。サイクルの長さが長いということは、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフでループを構成する変数ノードと検査ノードとを接続するエッジの個数が多いことを示す。ＬＤＰＣ符号のファクターグラフ上のサイクルの長さを長く生成するほど、ＬＤＰＣ符号の性能が良くなる。

一方、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで長さが短いサイクルが多く存在するほど、ＬＤＰＣ符号はエラーフロアなどの性能劣化が発生するため、エラー訂正能力が低下する。すなわち、ＬＤＰＣ符号のファクターグラフで、長さの短いサイクルが多く存在する場合、長さの短いサイクルに属する任意の一つのノードから出発した自分の情報が少数の反復回数後に再び自分に戻る。反復回数が増加するほど、その情報が継続して自分に戻るため、情報アップデート(update)が円滑に行われない。これにより、エラー訂正能力が低下する。

図７を参照して構造的ＬＤＰＣ符号のサイクル構造特性について説明する。

図７は、パリティ検査行列が４個の部分行列からなる構造的ＬＤＰＣ符号のサイクル構造を示した図である。

図７の説明に先立って、構造的ＬＤＰＣ符号は効率的な符号化だけでなく、パリティ検査行列の効率的な貯蔵及び性能改善を考慮したＬＤＰＣ符号であることに注意すべきである。また、構造的ＬＤＰＣ符号は均一ＬＤＰＣ符号の構造を一般化して拡張した概念のＬＤＰＣ符号である。図７に示した構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列は４個のブロックからなり、斜線は１の値を有するエレメントが存在する位置を示し、斜線以外の部分はすべて０の値を有するエレメントが存在する位置を示す。また、“Ｐ”は、図６に示した順列行列と同じ順列行列を示す。

図７に示した構造的ＬＤＰＣ符号のサイクル構造を分析するために、部分行列Ｐ^ａのｉ番目の行に位置する１の値を有するエレメントを基準エレメントとして定め、ｉ番目の行に位置する１の値を有するエレメントを“０-点（0-point）”と称する。ここで、部分行列は部分ブロックに対応する行列を示す。また、“０-点”は部分行列Ｐ^ａの(ｉ＋ａ)番目の列に位置する。

“０-点”と同じ行に位置した部分行列Ｐ^ｂにおける１の値を有するエレメントを“１-点（1-point）”と称する。“０-点”の場合と同じように、“１-点”は、部分行列Ｐ^ｂの(ｉ＋ｂ)番目の列に位置する。

次に、“１-点”と同じ列に位置した部分行列Ｐ^ｃにおける１の値を有するエレメントを“２-点（2-point）”と称する。部分行列Ｐ^ｃは恒等行列ｉの各列を右側にモジュロ(modulo)Ｎｓに対してｃだけ移動させて獲得した行列なので、“２-点”は部分行列Ｐ^ｃの(ｉ＋ｂ−ｃ)番目の行に位置する。

また、“２-点”と同じ行に位置した部分行列Ｐ^ａにおける１の値を有するエレメントを“３-点（3-point）”と称する。この“３-点”は、部分行列Ｐ^ａの(ｉ＋ｂ−ｃ＋ｄ)番目の列に位置する。

最後に、“３-点”と同じ列に位置した部分行列Ｐ^ｄにおける１の値を有するエレメントを“４-点（4-point）”と称する。この“４-点”は、部分行列Ｐ^ｄの(ｉ＋ｂ−ｃ＋ｄ−ａ)番目の行に位置する。

図７に示したＬＤＰＣ符号のサイクル構造において、長さが４のサイクルが存在すると、“０-点”と“４-点”は相互に同じ位置となる。すなわち、“０-点”と“４-点”との間には、次の（２）式のような関係が成り立つ。

また、（２）式を再び整理すると、次の（３）式のように表現することが可能である。

すなわち、（３）式のような関係が成り立つとき、長さが４のサイクルが生成される。一般に、“０-点”と“４p-点”が最初に等しくなる場合、

の関係が成り立ち、次の（４）式のような関係が成り立つ。

すなわち、与えられたａ，ｂ，ｃ，ｄに対して（４）式を満たす正の整数のうち、最小値を有する正の整数を“ｐ”とすると、図７に示した構造的ＬＤＰＣ符号のサイクル構造では、長さ４ｐのサイクルが最小長さを有するサイクルとなる。

つまり、上述したように、(ａ−ｂ＋ｃ−ｄ)≠０の場合、ｇｃｄ(Ｎ_ｓ，ａ−ｂ＋ｃ−ｄ)＝１が成り立つと、ｐ＝Ｎ_ｓとなる。したがって、長さ４Ｎ_ｓのサイクルが、最小長さを有するサイクルとなる。ここで、ｇｃｄは最大公約数を意味する。

上述したように、ＬＤＰＣ符号はターボ符号とともに高速データの伝送時に優れた性能利得を有すると知られており、伝送チャンネルで発生する雑音によるエラーを効果的に訂正してデータ伝送の信頼度を高めるという長所を有する。

一方、上述した構造的パリティ検査行列は、上述した優れた性能を保障するパリティ検査行列の設計条件を満足するように設計される。したがって、構造的パリティ検査行列でＬＤＰＣ符号を設計する場合、前記条件を満たすだけでなく、符号化/復号化処理を容易にすることができ、構造的ＬＤＰＣ符号に対する関心が増大している。このような構造的ＬＤＰＣ符号を多重送受信アンテナシステムに用いる場合、高いデータ率及び高い信頼度を確保することができる。これにより、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる通信システム構築に関する研究が行われつつある。

現在、構造的ＬＤＰＣ符号を用いた通信システムでは、構造的ＬＤＰＣ符号をビットの単位で送信/受信する。多重アンテナを用いるシステムを例として説明すると、構造的ＬＤＰＣ符号をビットの単位で伝送する場合、優れた性能を保障する構造的ＬＤＰＣ符号を設計するために、構造的ＬＤＰＣ符号のビット単位の検査行列を設計しなければならない。

また、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる場合、可変の長さを支援するために部分ブロックのサイズが変わる。このとき、構造的ＬＤＰＣ符号が多数のアンテナにマッピングされる場合、異なる長さに対する優れた性能を保障するために、異なるマッピング方法を考慮する必要がある。すなわち、各長さに対して異なる行列を有する可変長の構造的ＬＤＰＣ符号を構成する必要があるという問題点がある。

かかる問題点により、構造的ＬＤＰＣ符号をビットの単位で送信/受信する場合に比べて、効率的な送信/受信が可能な送/受信機に対する必要性が求められている。また、このような構造的ＬＤＰＣ符号を次世代システムの一つとして考慮している多数のアンテナ、すなわち、多重アンテナシステムに適用して使用する必要がある。

したがって、本発明の目的は、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる通信システムにおいて、効率的にデータを送信/受信する装置及び方法を提供することである。

本発明の他の目的は、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる通信システムにおいて、多重アンテナを用いてデータを送信/受信する装置及び方法を提供することである。

また、本発明の他の目的は、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる通信システムにおいて、構造的ＬＤＰＣ符号をビットの単位で符号化及び復号化することにより、効率的にデータを送信/受信する装置及び方法を提供することである。

このような目的を達成するために、本発明の１つの特徴によれば、構造的低密度パリティ検査符号(ＬＤＰＣ:Low Density Parity Check)符号を用いる通信システムにおけるデータ送信方法であって、入力される情報データに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査符号化を行うステップと、構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された構造的低密度パリティ検査符号語を、所定のサイズのグループ単位で並列変換してデータを送信するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明のもう１つの特徴によれば、構造的低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ)符号を用いる通信システムにおけるデータ受信方法であって、多数の並列データを受信するステップと、受信したデータを所定のサイズのグループ単位で直列変換するステップと、該グループ単位で直列変換したデータに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査復号化を行うステップと、を含むことを特徴とする。

また、本発明のもう１つの特徴によれば、構造的低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ)符号を用いる通信システムにおけるデータ送信装置であって、入力される情報データに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査符号化を行う構造的低密度パリティ検査符号器と、構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された構造的低密度パリティ検査符号語を、所定のサイズのグループ単位で並列変換してデータを送信する直列/並列変換器と、を含むことを特徴とする。

さらに、本発明のもう１つの特徴によれば、構造的低密度パリティ検査符号(ＬＤＰＣ)を用いる通信システムにおけるデータ受信装置であって、多数の並列データを受信し、この受信したデータを所定のサイズのグループ単位で直列変換する並列/直列変換器と、該グループ単位で直列変換したデータに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査復号化を行う低密度パリティ検査復号器と、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、構造的ＬＤＰＣ符号を用いてグループの単位で符号化及び復号化を行うことによって、効率的に符号化及び復号化を行える利点がある。また、構造的ＬＤＰＣ符号の長所を最大限用いて、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を基にして多数のアンテナで伝送される信号をマッピングする方法を提案することにより、システム全体の性能を極大化させるという利点を有する。さらに、多重送受信アンテナシステムで、構造的ＬＤＰＣ符号方式を用いることにより、簡単なハードウェア構造で優れた性能を保障し、ＬＤＰＣ符号を符号化及び復号化してデータを送受信する利点を有する。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能や構成についての詳細な説明は、適宜省略する。

本発明は、構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおいて、データを送信/受信する装置及び方法を提案する。このために、入力される情報ビットを、構造的ＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号を用いて符号化し、この符号化を遂行した構造的ＬＤＰＣ符号語をグループの単位でアンテナの数に応じて並列変換してデータを送信する。該データを受信した受信機は、多数のアンテナを通じて受信したデータを各グループに応じて直列変換し、直列変換したデータに関して、構造的ＬＤＰＣ符号化に対応する構造的ＬＤＰＣ復号化を遂行して、送信機によって送信されたデータを復元する。また、グループ単位のインターリービング方式を用いる構造的ＬＤＰＣ符号を多重アンテナシステムに適用してデータの送信/受信を行う。

構造的ＬＤＰＣ符号をグループの単位で送信/受信し、多重入力多重出力(Multiple Input Multiple Output、以下、“ＭＩＭＯ”と称する)方式のような多重アンテナを用いる通信システムを例として説明する。さらに、本発明の詳細な説明においては、ＯＦＤＭ方式を通じてデータを送信/受信する通信システムを例として説明する。しかしながら、本発明はＯＦＤＭ方式を通じてデータを送信/受信する通信システムに限定されない。

まず、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列Ｈと構造的ＬＤＰＣ符号の符号語ｃとは、（５）式のような関係を有する。

ここで、構造的ＬＤＰＣ符号のブロック列の個数がｎの場合、パリティ検査行列Ｈと構造的ＬＤＰＣ符号語ｃとは、（６）式に示したグループの形態で表現することが可能である。

このような符号語をグループの形態で表現する方式において、グループｃ_ｉは構造的ＬＤＰＣ符号のブロック列Ｈ_ｉに対応する符号語ビットの集合であり、ｉは１からｎまでの整数値を有するインデックスである。したがって、（５）式は、（６）式を用いて、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列のブロック列と構造的ＬＤＰＣ符号語のグループとを、（７）式のように表示することができる。

以下、ｎ個のブロック列からなる構造的ＬＤＰＣ符号を、多数のアンテナを通じて伝送する通信システムについて説明する。図８を参照して、グループの単位でデータ送信/受信を行い、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる送信アンテナシステムを説明する。

図８は、本発明の一実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の構造を示した図である。

図８を参照すると、送信機は、構造的ＬＤＰＣ符号器８０１、グループインターリーバ８０３、グループ直列/並列変換器８０５、並列構成インターリーバ８０７、信号写像器８０９及び逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform、以下、“ＩＦＦＴ”と称する)器８１１を含む。

構造的ＬＤＰＣ符号器８０１は、入力情報データを構造的ＬＤＰＣ符号で符号化してグループインターリーバ８０３に出力する。すなわち、構造的ＬＤＰＣ符号器８０１は、Ｋ/Ｎの符号率を有する構造的ＬＤＰＣ符号で符号化を遂行し、これをグループインターリーバ８０３に出力する。ここで、“Ｋ”は入力される情報ビット、すなわち、情報データの長さを示し、“Ｎ”は符号の長さ、すなわち、出力符号ビットの長さを示す。また、構造的ＬＤＰＣ符号語“ｃ”は、（６）式で説明した複数のグループで構成することが可能である。

グループインターリーバ８０３は、構造的ＬＤＰＣ符号器８０１で符号化した構造的ＬＤＰＣ符号語に関して、グループの単位でグループインターリービングを遂行する。例えば、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列のブロック列の個数ｎが８の場合、構造的ＬＤＰＣ符号語ｃを[ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３，ｃ_４，ｃ_５，ｃ_６，ｃ_７，ｃ_８]と表現することができる。ここで、ｃ_ｉは符号語ｃのｉ番目のグループを示し、グループ内のエレメントの個数は構造的ＬＤＰＣ符号のブロック列に属する列の個数と同じであり、ブロック列ｉに対応する。この際、グループインターリーバ８０３のグループインターリービングの手順が[４，６，３，８，７，１，５，２]の場合、グループインターリーバ８０３の出力データｃ_ｉｎｔは[ｃ_４，ｃ_６，ｃ_３，ｃ_８，ｃ_７，ｃ_１，ｃ_５，ｃ_２]のように表現することが可能となる。グループインターリーバ８０３については後述する。グループインターリーバ８０３は、構造的ＬＤＰＣ符号語をグループの単位でインターリービング、すなわち、グループインターリービングしてグループ直列/並列変換器８０５に出力する。また、グループインターリーバ８０３は選択的構成要素であり、構造的ＬＤＰＣ符号器８０１は構造的ＬＤＰＣ符号語をグループインターリーバ８０３を通過させることなく、グループ直列/並列変換器８０５に出力することもできる。

グループ直列/並列変換器８０５は、グループの単位でインターリービングを遂行したグループインターリーバ８０３の出力データを受信する。グループ直列/並列変換器８０５は、直列入力されるグループインターリービングを遂行した構造的ＬＤＰＣ符号語を、アンテナの個数に相応するように並列に変換する。そして、グループ直列/並列変換器８０５はアンテナの個数に相応するように変換した構造的ＬＤＰＣ符号語を並列で多数のインターリーバ８０７に出力する。このように並列構成されたデータを、次の（８）式に示した。また、グループインターリーバ８０３を使用しない場合、グループ直列/並列変換器８０５は、構造的ＬＤＰＣ符号器８０１の構造的ＬＤＰＣ符号語をグループの単位で並列変換してインターリーバ８０７に出力する。

（８）式はグループ直列/並列変換器８０５の出力データを示し、（８）式に示したようなＮ_ｔ×(Ｎ／Ｎ_ｔ)行列の形式で表現することが可能である。この際、Ｎ_ｔは、送信アンテナの数を意味する。（８）式において、同じ列に存在するデータは同じ時間や周波数を通じて伝送され、同じ行に存在するデータは同じアンテナを通じて伝送される。

第１のインターリーバ８０７-１から第Ｎ_ｔのインターリーバ８０７-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のインターリーバ８０７は、グループ直列/並列変換器８０５の出力を所定のインターリービング方式でインターリービングして信号写像器８０９に出力する。

また、第１の信号写像器８０９-１から第Ｎ_ｔの信号写像器８０９-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個の信号写像器８０９は、インターリーバ８０７の出力データに関して、所定の設定方式で空間写像を行い、空間写像された各々の信号を該当ＩＦＦＴ器８１１に出力する。

さらに、第１のＩＦＦＴ器８１１-１から第Ｎ_ｔのＩＦＦＴ器８１１-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のＩＦＦＴ器８１１は、信号写像器８０９の出力データをＩＦＦＴ変換してＯＦＤＭシンボルへの変換を遂行し、該ＯＦＤＭシンボルを多数の送信アンテナを通じて伝送する。

ここで、、図８に示したグループインターリーバ８０３の設定方法について説明する。

まず、ＬＤＰＣ ＭＩＭＯの設計条件は次のようである。
(１)パリティ検査行列のファクターグラフにおいて、次数(degree)の低い列に対応する符号語グループ。
(２)パリティ検査行列のファクターグラフにおいて、短いサイクルセット(set)に属する変数ノードに対応する符号語グループ。
(３)パリティ検査行列のファクターグラフにおいて、ストッピングセット(Stopping set)に属する変数ノードに対応する符号語グループ。
(４)パリティ検査行列のファクターグラフにおいて、同じ検査ノードに接続した変数ノードに対応する符号語グループ。

このような条件に属する符号語グループは、できるだけ同じアンテナや同じ時間周波数を用いて伝送されない。

ＬＤＰＣ符号の場合、低い信頼度を有する変数ノードが高い信頼度を有する変数ノードと一つの検査ノードに接続しているとき、低い信頼度を有する変数ノードは、高い信頼度を有する変数ノードによって信頼度を向上させることが可能である。言い換えれば、一つの検査ノードに他の高い信頼度を有する変数ノードが接続されている場合、低い信頼度を有する変数ノードは、その信頼度が高くなる。

したがって、変数ノードの場合、検査ノードに接続されている他の変数ノードによって信頼度を高めることが可能である。つまり、低い次数を有する変数ノードは、高い次数を有する変数ノードに比べて信頼度の上昇が容易でない。したがって、他の変数ノードに比べて低い次数を有する変数ノードに対応する符号語グループは相互に異なるアンテナを用いて伝送する。

また、ＬＤＰＣ符号の場合、変数ノードは、検査ノードに接続している他の変数ノードによって情報を交換する。この際、多数の変数ノードの間に閉ループが形成されるが、短いサイクルに接続されている変数ノードに対応するすべての符号語グループが良くないチャンネルを通る場合、他の変数ノードから情報を多く受けないため、信頼度を向上させることは不可能である。その結果、短いサイクルに接続されている変数ノードは別の情報を得るように設定されるべきであり、良い情報を有する変数ノードから低い情報を有する変数ノードへ情報を伝送する必要がある。したがって、短いサイクルに接続されている変数ノードに対応する符号語グループを、異なるアンテナを通じて伝送することにより、復号性能を向上させうる。

上述した短いサイクルだけでなく、同じストッピングセットに属する変数ノードに対応する符号語グループに関しても、同じ時空間周波数を用いて伝送しない。このストッピングセットは変数ノードセットの一種であり、そのセットに属するすべてのエレメントとそのエレメントに接続している検査ノードとが二つ以上ずつ接続されていることを意味する。したがって、同じストッピングセットに属している変数ノードの間にも、サイクルの場合と同じように閉ループが形成される。したがって、同じストッピングセットに属している変数ノードに対応する符号語グループが、同じ時間や空間又は周波数を用いる場合、同時に悪いフェーディングチャンネルを通過して性能の劣化をもたらす。

さらに、同じ検査ノードに接続している変数ノードは、直接的に情報を提供される。仮に、同じ検査ノードに接続している変数ノードに対応する符号語グループがすべて悪いフェーディングを経験すると、その検査ノードに接続している符号語グループの復元が難しくなる。

したがって、インターリーバを設計する方法は次のようである。第一に、低い次数を有する変数ノードに対応する符号語グループは、同じ時空間周波数を使用しない。第二に、短いサイクルに属する変数ノードに対応する符号語グループは、同じ時空間周波数を使用しない。第三に、ストッピングセットに属する変数ノードに対応する符号語グループは、同じ時空間周波数を使用しない。第四に、同じ検査ノードに接続している変数ノードに対応する符号語グループは、同じ時空間周波数を使用しない。

ここで、複数の並列で構成されたインターリーバ８０７の設計方法について説明する。グループ直列/並列変換器８０５は、多数のアンテナの各々を通じて伝送されるデータを整列して出力する。各アンテナで伝送されるデータは、高い次数を有する変数ノードに対応するビット、低い次数を有する変数ノードに対応するビット、復号性能が良いビット及び復号性能が良くないビットで構成されている。信号写像器８０９は、上述したビットを各アンテナを通じて伝送するための信号を生成する。ここで、１６値直交振幅変調(16-ary Quadrature Amplitude Modulation、以下、１６ＱＡＭと称する)方式以上の次数を有する信号については、ビットに応じて信頼度が変わる。例えば、１６ＱＡＭを構成する４個のビットをｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４とすると、ｂ１，ｂ２は実数値(real value)を構成し、ｂ３，ｂ４は複素値(imaginary value)を構成する。ここで、ｂ１及びｂ３は“＋”又は“−”を意味し、ｂ２及びｂ４は信号写像のサイズを意味する。すなわち、ｂ１とｂ３に比べてｂ２とｂ４は低い信頼度を有する。したがって、復号性能の良いビットはｂ２とｂ４を構成し、復号性能の悪いビットはｂ１とｂ３を構成する。

上述したように伝送されるビットは、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を構成する順列行列のサイズを有するグループ単位でアンテナにマッピングされる。構造的ＬＤＰＣ符号の全体行列がグループの単位でアンテナにマッピングされるため、多数のアンテナを通じて伝送される各グループ単位のビットを考慮して構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列の基本行列のみを設計する。

また、構造的ＬＤＰＣ符号を用いる場合、可変の長さを支援するために、部分グループのサイズを多様に変える。既存のビット単位のマッピング方式では、異なる長さに対して異なるマッピング方法を考慮すべきである。しかしながら、可変の長さを有する構造的ＬＤＰＣ符号については、優れた性能を保障するために、多数のアンテナを通じてマッピングを行う方法を使用することができる。すなわち、可変長の構造的ＬＤＰＣ符号をグループの単位で多数のアンテナで伝送する場合、基本行列のみが最大利得を得るように設計される。

さらに、構造的ＬＤＰＣ符号は、グループ単位で符号化及び復号化を行うことが可能である。すなわち、符号化及び復号化を行う場合、入力及び出力をグループの単位で遂行する。多数のアンテナで伝送する場合にビット単位でマッピングすると、付加モジュールが必要である。しかしながら、グループ単位で符号化及び復号化を行う場合には付加モジュールを必要とせず、多数のアンテナへのマッピングが容易である。したがって、構造的ＬＤＰＣ符号は、送信機の構造を用いて構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列に基づいた構造的ＬＤＰＣ符号を構成するビットの相互関連性を考慮して、最大符号利得を得るようにアンテナにマッピングされる。

ここで、送信機に対応する受信機の構造について図９を参照して説明する。

図９は、本発明の一実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の構造を示した図である。

図９を参照すると、受信機は、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform、以下、ＦＦＴと称する)器９０１、ＭＩＭＯ信号処理器９０３、信号逆写像器９０５、デインターリーバ９０７、グループ並列/直列変換器９０９、グループデインターリーバ９１１及び構造的ＬＤＰＣ復号器９１３を含む。ＦＦＴ器９０１、信号逆写像器９０５及びデインターリーバ９０７は並列構造を有する。

第１のＦＦＴ器９０１-１から第Ｎ_ｒのＦＦＴ器９０１-Ｎ_ｒ、すなわち、Ｎ_ｒ個のＦＦＴ器９０１は、送信機によって送信された多数のＯＦＤＭシンボルを多数のアンテナを通じて受信する。また、受信アンテナの数に対応するＦＦＴ器９０１は、送信機のＩＦＦＴ変換に対応するＦＦＴ変換を遂行してＯＦＤＭシンボルをＯＦＤＭシンボル以前の値に写像してＭＩＭＯ信号処理器９０３に出力する。

ＭＩＭＯ信号処理器９０３では、ＦＦＴ器９０１から出力された信号をＭＩＭＯ信号処理し、ＭＩＭＯ信号処理を遂行して検出された信号を逆写像器９０５に出力する。

ここで、送信機によって送信された信号を検出する方法には多数の方法が適用可能であるが、その詳細な説明は省略する。

第１の信号逆写像器９０５-１から第Ｎ_ｔの信号逆写像器９０５-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個の信号逆写像器９０５は、ＭＩＭＯ信号処理器９０３の出力データを用いて送信機の信号写像器の写像に対応する逆写像、すなわち、信号写像されたビットを推定してデインターリーバ９０７に出力する。言い換えれば、各ビットに対する対数尤度比（ＬＬＲ：Log likelihood ratio)のような値を求める。

第１のデインターリーバ９０７-１から第Ｎ_ｔのデインターリーバ９０７-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のデインターリーバ９０７は、送信機のインターリーバのインターリービング手順に対応するデインターリービングを遂行し、デインターリービングを遂行したデータを、グループ並列/直列変換器９０９に出力する。

グループ並列/直列変換器９０９は、デインターリービングを遂行した並列のデータを直列のデータ信号に変換してグループデインターリーバ９１１に出力する。

グループデインターリーバ９１１は、直列のデータ信号に関して、グループデインターリービングを遂行して構造的ＬＤＰＣ復号器９１３に出力する。グループデインターリーバ９１１は、送信機のグループインターリーバの適用有無に応じて送信機のグループインターリーバの場合と同じように選択的に適用する。したがって、送信機でグループインターリーバを用いて構造的ＬＤＰＣ符号語をグループインターリービングを遂行した場合、受信機でもグループデインターリーバ９１１を用いてグループデインターリービングを行う。

構造的ＬＤＰＣ復号器９１３は、構造的ＬＤＰＣ符号化を通じて符号化した信号を復号する。この際、復号化されたデータは、ＭＩＭＯ信号処理器９０３に入力されて反復的復号が可能となる。これにより、信頼度の高い受信機を構成することができる。このように、受信機の構造は送信機の構造に対応して構成される。

ここで、図８及び図９に示した送受信機の構造とは異なる送受信機の構造について、図１０及び図１１を参照しながら説明する。図１０及び図１１の説明において、図８及び図９に示した送受信機と類似した構成及び同一構成についての詳細な説明は図８及び図９を参照し、その詳細な説明は省略する。

図１０は、本発明の他の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の構造を示した図である。

図１０を参照すると、送信機は、構造的ＬＤＰＣ符号器１００１、グループインターリーバ１００２、グループアンテナインターリーバ１００５、インターリーバ１００７、信号写像器１００９及びＩＦＦＴ器１０１１で構成される。

第１の構造的ＬＤＰＣ符号器１００１-１から第Ｎ_ｓの構造的ＬＤＰＣ符号器１００１-Ｎ_ｓ、すなわち、Ｎ_ｓ個の構造的ＬＤＰＣ符号器１００１は、並列入力情報データを構造的ＬＤＰＣ符号で符号化してグループインターリーバ１００３に出力する。

第１のグループインターリーバ１００３-１から第Ｎ_ｓのグループインターリーバ１００３-Ｎ_ｓ、すなわち、Ｎ_ｓ個のインターリーバ１００３は、構造的ＬＤＰＣ符号器１００１から出力される各々の信号を受信する。また、グループインターリーバ１００３は、上述したように、多数のアンテナで伝送される信号が相互に異なる信頼度を有する事実に基づいて、上述した条件に応じて多数のアンテナで伝送されるようにグループインターリービングを遂行する。

ここで、図８の送信機とは異なり、送信機が独立的な構造的ＬＤＰＣ符号化を遂行するので、独立的に符号化されたビットにおける高い信頼度を保障する変数ノードに該当するグループと、低い信頼度を要する変数ノードに該当するグループとが、同じ時間や周波数を共有することが可能である。したがって、第１のグループインターリーバ１００３-１の出力ビットが、高い次数を有する変数ノードに該当するビットであれば、最後の第Ｎ_ｓのグループインターリーバ１００３-Ｎ_ｓの出力ビットは、低い次数を有する変数ノードに該当するビットである。グループ単位でグループインターリービングを遂行した多数のグループインターリーバ１００３の出力は、グループアンテナインターリーバ１００５に入力される。

グループアンテナインターリーバ１００５は、多数のアンテナで伝送する場合、各構造的ＬＤＰＣ符号が取得可能なアンテナダイバーシティを獲得するように、グループインターリーバ１００３の出力をグループアンテナインターリービングする。仮に、グループアンテナインターリーバ１００５が構成されていなければ、独立的に構成されている構造的ＬＤＰＣ符号器１００１の出力データは、同じアンテナを通じて伝送されるため、アンテナダイバーシティを得ることが不可能である。したがって、グループアンテナインターリーバ１００５を用いることによって、一つの構造的ＬＤＰＣ符号器の出力ビットが、他のアンテナを通じて伝送されてアンテナダイバーシティを得る。また、グループアンテナインターリーバ１００５の出力データは、インターリーバ１００７に入力される。

第１のインターリーバ１００７-１から第Ｎ_ｔのインターリーバ１００７-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のインターリーバ１００７は、上述したように、入力データが信号写像器の出力ビットの位置に応じて相互に異なる信頼度を有する点を考慮して、入力データをインターリービングした後に信号写像器１００９に出力する。

第１の信号写像器１００９-１から第Ｎ_ｔの信号写像器１００９-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個の信号写像器１００９は、インターリーバ１００７の出力データに関して、所定の空間写像方式に応じて空間写像を遂行し、その空間写像された各々の信号を該当するＩＦＦＴ器１０１１に出力する。

第１のＩＦＦＴ器１０１１-１から第Ｎ_ｔのＩＦＦＴ器１０１１-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のＩＦＦＴ器１０１１は、信号写像器１００９の出力データに関して、ＩＦＦＴ変換を遂行してＯＦＤＭシンボルに変換し、該ＯＦＤＭシンボルを多数の送信アンテナを通じて伝送する。

このようにして、送信機は、構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列に基づいて構造的ＬＤＰＣ符号を構成するビット間の相互関連性を考慮して最大符号利得を得るように、入力情報データをアンテナにマッピングさせる。

ここで、送信機に対応する受信機の構造について、図１１を参照して説明する。

図１１は、本発明の他の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の構造を示した図である。

図１１を参照すると、受信機は、ＦＦＴ器１１０１、ＭＩＭＯ信号処理器１１０３、信号逆写像器１１０５、デインターリーバ１１０７、グループアンテナデインターリーバ１１０９、グループデインターリーバ１１１１及び構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３で構成される。そして、ＦＦＴ器１１０１、信号逆写像器１１０５、デインターリーバ１１０７、グループデインターリーバ１１１１及び構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３は並列構造を有する。

第１のＦＦＴ器１１０１-１から第Ｎ_ｒのＦＦＴ器１１０１-Ｎ_ｒ、すなわち、Ｎ_ｒ個のＦＦＴ器１１０１は、送信機によって送信された多数のＯＦＤＭシンボルを多数のアンテナを通じて受信する。該ＦＦＴ器１１０１は、多数の受信アンテナに応じて受信したＯＦＤＭシンボルに関して、ＩＦＦＴ変換に対応するＦＦＴ変換を遂行し、その結果をＭＩＭＯ信号処理器１１０３に出力する。

ＭＩＭＯ信号処理器１１０３は、ＦＦＴ器１１０１から出力された信号をＭＩＭＯ信号処理し、ＭＩＭＯ信号処理を遂行して検出された信号を、信号逆写像器１１０５に出力する。ここで、送信機によって送信された信号を検出する方法としては、多数の方法が適用可能であるが、その詳細な説明は省略する。

第１の信号逆写像器１１０５-１から第Ｎ_ｔの信号逆写像器１１０５-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個の信号逆写像器１１０５は、ＭＩＭＯ信号処理器１１０３の出力データに関して、送信機の信号写像に対応する逆写像、すなわち、信号写像されたビットを推定し、その結果をデインターリーバ１１０７に出力する。言い換えれば、各ビットに対する対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)のような値を求める。

第１のデインターリーバ１１０７-１から第Ｎ_ｔのデインターリーバ１１０７-Ｎ_ｔ、すなわち、Ｎ_ｔ個のデインターリーバ１１０７は、信号逆写像器１１０５の出力データに関して、送信機のインターリービングに対応するデインターリービングを遂行する。デインターリーバ１１０７は、デインターリービングを遂行したデータをグループアンテナデインターリーバ１１０９に出力する。

グループアンテナデインターリーバ１１０９は、デインターリーバ１１０７の出力に関して、グループアンテナインターリービングに対応するグループアンテナデインターリービングを遂行してグループデインターリーバ１１１１に出力する。

第１のグループデインターリーバ１１１１-１から第Ｎ_ｓのグループデインターリーバ１１１１-Ｎ_ｓ、すなわち、Ｎ_ｓ個のグループデインターリーバ１１１１は、グループアンテナインターリーバ１１０９の出力信号に関して、グループデインターリービングを遂行して構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３に出力する。

第１の構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３-１から第Ｎ_ｓの構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３-Ｎ_ｓ、すなわち、Ｎ_ｓ個の構造的ＬＤＰＣ復号器１１１３は、グループデインターリーバ１１１１の出力信号を受信して符号化された信号を復元するように復号する。この際、復号化されたデータは、ＭＩＭＯ信号処理器１１０３に入力されてＭＩＭＯ信号処理器１１０３を通じて反復的復号を遂行し、これにより、信頼性のある受信機を構成することが可能になる。

本発明による送信機及び受信機で使用される多重アンテナ方式では、送受信端に相互に異なる個数のアンテナ、あるいは、同じ数のアンテナを適用することができる。

ここで、構造的ＬＤＰＣ符号を用いてグループの単位でデータを送信/受信するデータ送信/受信過程について説明する。図１２を参照して、上述した送信機の構造に基づくデータ送信過程を説明する。

図１２は、本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の動作過程を示したフローチャートである。

図１２を参照すると、ステップ１２０１で、送信機は情報データを受信し、これを構造的ＬＤＰＣ符号で符号化した後にステップ１２０３に進む。ステップ１２０３で、構造的ＬＤＰＣ符号列に関して、グループの単位でグループインターリービングを遂行し、ステップ１２０５に進む。ここで、グループインターリービングを遂行する場合、低い次数を有する変数ノードに対応する符号語グループと、短いサイクルに属する変数ノードに対応する符号語グループと、ストッピングセットに属する変数ノードに対応する符号語グループと、同じ検査ノードに接続している変数ノードに対応する符号語グループとは、同じ時空間周波数を使用しないように、グループインターリービング規則に応じてグループインターリービングを遂行する。

ステップ１２０５で、送信機は、インターリービングを遂行した直列の構造的ＬＤＰＣ符号語をグループの単位で並列変換し、ステップ１２０７に進む。送信機は、ステップ１２０１及びステップ１２０５の構造的ＬＤＰＣ符号化とグループインターリービングとを通じて、構造的ＬＤＰＣ符号化を遂行して符号化されたビットを、高い信頼度を保障する変数ノードに該当するビットと低い信頼度を有する変数ノードに該当するビットとが同じ時間や周波数を共有するように、多数、すなわち、並列で構成することが可能である。また、構造的ＬＤＰＣ符号化とグループインターリービングとを並列に行う場合、グループ直列/並列変換動作を遂行せず、グループアンテナインターリービングを遂行してステップ１２０５で構造的ＬＤＰＣ符号語が取得可能なアンテナダイバーシティを得る。言い換えれば、送信機は、一つの構造的ＬＤＰＣ符号化を遂行したビットに関して、グループインターリービングを遂行し、グループの単位で相互に異なるアンテナを通じて伝送することによって、アンテナダイバーシティを得る。

ステップ１２０７で、送信機は、グループの単位で並列変換された構造的ＬＤＰＣ符号語をインターリービングした後でステップ１２０９に進む。ステップ１２０９で、送信機は、インターリービングを遂行した信号に関して、所定の設定方式で空間写像を行い、ステップ１２１１に進む。ステップ１２１１で、送信機は、空間写像された信号をＩＦＦＴ変換する。ステップ１２１３で、ＩＦＦＴ器は、多数のアンテナを用いてＩＦＦＴ変換を遂行したＯＦＤＭシンボルを伝送する。

以下、図１３を参照して受信機の構造に基づくデータ受信過程を説明する。

図１３は、本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の動作過程を示したフローチャートである。

図１３を参照すると、ステップ１３０１で、受信機は、多数のアンテナを通じて送信機によって送信されたデータ、すなわち、ＯＦＤＭシンボルを受信する。受信機は、ステップ１３０３で、受信したＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ変換し、ステップ１３０５に進む。該受信機は、ＦＦＴ変換を通じて時間領域の受信シンボルを周波数領域の受信シンボルに変換する。ステップ１３０５で、受信機は、ＭＩＭＯ信号処理を遂行してＦＦＴ変換を遂行した信号から信号を検出し、ステップ１３０７に進む。ここで、信号を検出する方法としては、多数の方法が適用可能である。

ステップ１３０７で、受信機は、ＭＩＭＯ信号処理を通じて検出した信号に関して、送信機の信号写像に対応する逆写像を遂行し、ステップ１３０９に進む。ここで、信号逆写像は、送信機の写像器で信号写像されたビットを推定することである。

ステップ１３０９で、受信機は、逆写像を遂行した信号をデインターリービングし、ステップ１３１１に進む。ステップ１３１１で、受信機は、グループ並列/直列変換を遂行して並列のデータを直列のデータ信号に変換し、ステップ１３１３に進む。ステップ１３１３で、受信機は、直列変換されたデータを受信してグループデインターリービングを遂行し、ステップ１３１５に進む。ステップ１３１５で、受信機は、グループデインターリービングを遂行した符号化データに関して、構造的ＬＤＰＣ復号化を遂行し、ステップ１３１７に進む。

受信機は、ステップ１３１７で、グループデインターリービングを遂行した符号化データに関する構造的ＬＤＰＣ復号化遂行を中断するかどうかを判定する。その結果、復号を連続して遂行する場合にはステップ１３０５に進んで反復的復号を行う。しかしながら、復号を中断する場合、送信機によって送信されたデータを検出し、過程を終了する。また、ステップ１３０７で反復的復号を遂行することによって、より信頼性のある受信機を構成することが可能となる。

図８及び図１０の送信機は、グループインターリーバを選択的に用いることができ、グループインターリーバを使用しない場合、グループ直列/並列変換器又はグループアンテナインターリーバが、構造的ＬＤＰＣ符号化を遂行した構造的ＬＤＰＣ符号語をグループの単位でアンテナの数に応じて並列に出力する。

さらに、送信機が並列構造を有する多数の構造的ＬＤＰＣ符号器と多数のグループインターリーバとを用いる場合、グループ直列/並列変換器を使用せず、グループアンテナインターリーバを用いることができる。したがって、図１２に示したステップ１２０１、ステップ１２０３及びステップ１２０５は、入力されるデータに関して、並列で構造的ＬＤＰＣ符号化を行い、符号化された各々の構造的ＬＤＰＣ符号語に関して、グループの単位でインターリービングを遂行し、アンテナの個数に応じてグループアンテナインターリービングを行うことも可能である。

また、受信機は、送信機のグループインターリーバの使用有無に応じてグループデインターリーバの適用有無を決定する。この際、グループデインターリーバを使用しない場合、グループ並列/直列変換器、グループアンテナインターリーバ及び構造的ＬＤＰＣ符号器でグループ単位の構造的ＬＤＰＣ符号列に関して、ビット単位で構造的ＬＤＰＣ復号化を行うようにする。

しかしながら、受信機がグループ並列/直列変換器を使用せず、グループアンテナデインターリーバを用いる場合、並列構造の多数のグループデインターリーバと多数の構造的ＬＤＰＣ復号器とを用いることが可能である。したがって、図１３に示したステップ１３１１、ステップ１３１３及びステップ１３１５は、アンテナの数に応じてグループアンテナデインターリービングを遂行し、グループアンテナインターリービングを遂行した信号の各々をグループデインターリービングし、グループデインターリービングを遂行した信号の各々に関して、構造的ＬＤＰＣ復号化を遂行する。

上述したように、本発明は、構造的ＬＤＰＣ符号の各順列行列を構成するビットを、一つの単位、すなわち、グループ単位で符号化及び復号化過程を行えるため、ビット単位の演算に比べて速い演算が可能である。また、構造的ＬＤＰＣ符号の場合には、可変の長さを支援するために順列行列のサイズを調整できるので、相互に異なる長さを有する符号を構成するために異なる行列を貯蔵する場合に比べて、メモリの効率的な使用が可能になる。

図１４は、本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた多重アンテナシステムにおける性能曲線を示したグラフである。

図１４においては、構造的ＬＤＰＣ符号を多重アンテナシステムに適用した。送受信機のアンテナについて説明すると、送信機の送信アンテナの数が４であり、受信機の受信アンテナの数が４である。また、二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式を用いて収得した性能曲線である。このグラフは、ビット単位で多数のアンテナにマッピングした場合と、グループ単位で多数のアンテナにマッピングした場合とに対するビットエラー率(ＢＥＲ:Bit Error Rate)及びフレームエラー率(ＦＥＲ:Frame Error Rate)を示したものである。

ここで、グラフの点線は、ビット単位で４本の送信アンテナにマッピングした場合の性能曲線を意味する。四角インデックスの点線はＢＥＲを示し、三角インデックスの点線はＦＥＲを示す。グラフの実線は、グループ単位で４本の送信アンテナにマッピングした場合の性能曲線を意味する。また、四角インデックスの実線はＢＥＲを示し、三角インデックスの実線はＦＥＲを示す。この際、使用したチャンネルは１つのフレーム区間で変わらない準スタティック(Quasi static)チャンネルである。したがって、図１４のグラフから、ＢＥＲが１０^−５の場合、グループ単位のマッピングはビット単位のマッピングに比べて１[dB]以上の性能利得の差を示すことがわかる。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

一般的なＭＩＭＯ通信システムにおける送信機の構造を示した図である。 一般的なＭＩＭＯ通信システムにおける受信機の構造を示した図である。 一般的な(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示した図である。 図３の(８，２，４)ＬＤＰＣ符号のファクターグラフを示した図である。 一般的な構造的ＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を示した図である。 図５の順列行列Ｐを示した図である。 パリティ検査行列が４個の部分行列からなる構造的ＬＤＰＣ符号のサイクル構造を示した図である。 本発明の一実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の構造を示した図である。 本発明の一実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の構造を示した図である。 本発明の他の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の構造を示した図である。 本発明の他の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の構造を示した図である。 本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた送信機の動作過程を示したフローチャートである。 本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた受信機の動作過程を示したフローチャートである。 本発明の実施形態による構造的ＬＤＰＣ符号を用いた多重アンテナシステムにおける性能曲線を示したグラフである。

符号の説明

１１０ 符号器
１２０ 空間写像器(spatial mapper)
１３０ 信号写像器
１３０-１〜１３０-Ｍ 第１の信号写像器〜第Ｍの信号写像器
Ｔｘ ＡＮＴ １〜Ｔｘ ＡＮＴ Ｍ 第１の送信アンテナ〜第Ｍの送信アンテナ
２１０ 検波器
２２０ 空間逆写像器
２３０ 復号器
２４０ 空間写像器
Ｒｘ ＡＮｔ １〜Ｒｘ ＡＮｔ Ｐ 第１の受信アンテナ〜第Ｐの受信アンテナ
４００ 変数ノードｘ_１
４０２ 変数ノードｘ_２
４０４ 変数ノードｘ_３
４０６ 変数ノードｘ_４
４０８ 変数ノードｘ_５
４１０ 変数ノードｘ_６
４１２ 変数ノードｘ_７
４１４ 変数ノードｘ_８
４１６ 検査ノード
４１８ 検査ノード
４２０ 検査ノード
４２２ 検査ノード
Ｐ Ｎ_ｓ×Ｎ_ｓサイズを有する順列行列
８０１ 構造的ＬＤＰＣ符号器
８０３ グループインターリーバ
８０５ グループ直列/並列変換器
８０７ 並列構成インターリーバ
８０９ 信号写像器
８１１ 逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)器
９０１ 高速フーリエ変換(ＦＦＴ)器
９０３ ＭＩＭＯ信号処理器
９０５ 信号逆写像器
９０７ デインターリーバ
９０９ グループ並列/直列変換器
９１１ グループデインターリーバ
９１３ 構造的ＬＤＰＣ復号器
１００１ 構造的ＬＤＰＣ符号器
１００２ グループインターリーバ
１００５ グループアンテナインターリーバ
１００７ インターリーバ
１００９ 信号写像器
１０１１ ＩＦＦＴ器
１１０１ 並列構造のＦＦＴ器
１１０３ ＭＩＭＯ信号処理器
１１０５ 並列構造の信号逆写像器
１１０７ デインターリーバ
１１０９ グループアンテナデインターリーバ
１１１１ 並列構造のグループデインターリーバ
１１１３ 構造的ＬＤＰＣ復号器

Claims (35)

1. 構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおけるデータ送信方法であって、
   入力される情報データに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査符号化を遂行するステップと、
   前記構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された構造的低密度パリティ検査符号語を、所定のサイズのグループ単位で並列変換してデータを送信するステップと、を含むことを特徴とするデータ送信方法。
2. 前記グループのサイズは、構造的低密度パリティ検査符号の順列行列のサイズであることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
3. 前記構造的低密度パリティ検査符号語に関して、所定のサイズのグループ単位でグループインターリービングを遂行し、前記グループインターリービングを遂行した構造的低密度パリティ検査符号語をアンテナの数に応じて並列変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
4. 前記グループインターリービング方式は、低い次数の符号語ビット、短いサイクルセットに属する符号語ビット、ストッピングセットに属する符号語ビットが、同じ検査ノードに接続している変数ノードの条件に該当する場合、構造的低密度パリティ検査符号語ビットが同じ時空間周波数を使用しないようにグループインターリービングを遂行することを特徴とする請求項３に記載のデータ送信方法。
5. 前記構造的低密度パリティ検査符号化過程は、
   並列で入力される少なくとも二つのデータの各々を構造的低密度パリティ検査符号化を遂行するステップと、
   前記構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された少なくとも二つの構造的低密度パリティ検査符号語の各々に関して、所定のサイズのグループ単位でグループインターリービングを遂行するステップと、
   前記グループインターリービングを遂行した構造的低密度パリティ検査符号語に関して、アンテナダイバーシティを獲得するように、グループアンテナインターリービングを遂行して並列変換するステップと、
   前記並列変換した構造的低密度パリティ検査符号語を送信するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
6. 前記グループ単位で並列変換された構造的低密度パリティ検査符号語の各々に関して、送信アンテナの数に対応するインターリービング方式を用いてインターリービングを遂行してデータを送信することを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
7. 前記並列変換は、アンテナの数に応じて構造的低密度パリティ検査符号語を並列に変換することを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
8. 前記データの送信は、多重アンテナを用いて送信することを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
9. 構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおけるデータ受信方法であって、
   多数の並列データを受信するステップと、
   前記受信したデータを所定のサイズのグループ単位で直列変換するステップと、
   前記グループ単位で直列変換したデータに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査復号化を遂行するステップと、を含むことを特徴とするデータ受信方法。
10. 前記データの受信は、多重アンテナを用いて受信することを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
11. 前記グループのサイズは、構造的低密度パリティ検査符号の順列行列のサイズであることを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
12. 前記受信した並列データを直列変換するステップと、
    前記直列変換したデータに関して、所定のサイズのグループ単位でグループインターリービングを遂行するステップと、
    前記グループインターリービングを遂行したデータに関して、構造的低密度パリティ検査復号化を遂行するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
13. 前記受信した並列の受信信号に関して、多重入力多重出力信号処理を遂行して信号を検出し、所定のサイズのグループ単位で直列変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
14. 前記信号を検出する過程は、前記構造的低密度パリティ検査復号化を遂行したデータを用いて前記受信信号を反復復号することによって信号を検出することを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信方法。
15. 前記多重入力多重出力信号処理を遂行して検出された信号を、デインターリービングして所定のサイズのグループ単位で直列変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信方法。
16. 前記受信した並列データに関して、前記データを送信した送信機のグループアンテナインターリービング方式に対応するグループアンテナデインターリービングを遂行するステップと、
    前記グループアンテナデインターリービングを遂行した少なくとも二つの並列データの各々に関して、所定のサイズのグループ単位でグループデインターリービングを遂行するステップと、
    前記グループデインターリービングを遂行した並列データの各々に関して、構造的低密度パリティ検査復号化を遂行するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
17. 構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおけるデータ送信装置であって、
    入力される情報データに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査符号化を遂行する構造的低密度パリティ検査符号器と、
    前記構造的低密度パリティ検査符号化を遂行して生成された構造的低密度パリティ検査符号語を、所定のサイズのグループ単位で並列変換してデータを送信する直列/並列変換器と、を含むことを特徴とするデータ送信装置。
18. 前記グループのサイズは、構造的低密度パリティ検査符号の順列行列のサイズであることを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
19. 前記構造的低密度パリティ検査符号器の構造的低密度パリティ検査符号語に関して、所定のサイズのグループ単位でグループインターリービングを遂行するグループインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
20. 前記グループ直列/並列変換器は、前記グループインターリーバでグループインターリービングを遂行した構造的低密度パリティ検査符号語を、アンテナの数に応じて並列変換することを特徴とする請求項１９に記載のデータ送信装置。
21. 前記グループインターリーバは、低い次数の符号語ビット、短いサイクルセットに属する符号語ビット、ストッピングセットに属する符号語ビットが、同じ検査ノードに接続している変数ノードの条件に該当する場合、構造的低密度パリティ検査符号語ビットが同じ時空間周波数を使用しないようにグループインターリービングを遂行することを特徴とする請求項１９に記載のデータ送信装置。
22. 前記グループ単位で並列変換された構造的低密度パリティ検査符号語に関して、送信アンテナの数に対応するインターリービング方式を用いてインターリービングを遂行してデータを送信する少なくとも一つのインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
23. 前記グループ直列/並列変換器は、アンテナの数に応じて構造的低密度パリティ検査符号語を並列に変換することを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
24. 前記データを送信する多重アンテナをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
25. 前記構造的低密度パリティ検査符号器は、並列で入力されるデータの各々を構造的低密度パリティ検査符号化を遂行する少なくとも二つの構造的低密度パリティ検査符号器を含むことを特徴とする請求項１７に記載のデータ送信装置。
26. 前記構造的低密度パリティ検査符号器の構造的低密度パリティ検査符号語の各々に関して、所定のサイズのグループ単位でインターリービングを遂行する少なくとも二つのグループインターリーバと、
    前記グループインターリーバでグループインターリービングを遂行した構造的低密度パリティ検査符号語に関して、アンテナダイバーシティを獲得するように、グループアンテナインターリービングを遂行して並列に変換するグループアンテナインターリーバと、をさらに含むことを特徴とする請求項２５に記載のデータ送信装置。
27. 前記グループアンテナインターリーバは、アンテナの数に応じて構造的低密度パリティ検査符号語を並列に変換することを特徴とする請求項２６に記載のデータ送信装置。
28. 構造的低密度パリティ検査符号を用いる通信システムにおけるデータ受信装置であって、
    多数の並列データを受信し、この受信したデータを所定のサイズのグループ単位で直列変換する並列/直列変換器と、
    前記グループ単位で直列変換したデータに関して、構造的低密度パリティ検査符号を用いて構造的低密度パリティ検査復号化を遂行する低密度パリティ検査復号器と、を含むことを特徴とするデータ受信装置。
29. 前記データを受信する多重アンテナをさらに含むことを特徴とする請求項２８に記載のデータ受信装置。
30. 前記グループのサイズは、構造的低密度パリティ検査符号の順列行列のサイズであることを特徴とする請求項２８に記載のデータ受信装置。
31. 前記並列/直列変換器の並列データに関して、所定のサイズのグループ単位でグループデインターリービングを遂行して構造的低密度パリティ検査復号器に出力するグループデインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項２８に記載のデータ受信装置。
32. 前記受信した並列の受信信号に関して、多重入力多重出力信号処理を遂行して信号を検出し、この検出信号を前記グループ並列/直列変換器に出力する多重入力多重出力信号処理器をさらに含むことを特徴とする請求項２８に記載のデータ受信装置。
33. 前記多重入力多重出力信号処理器は、前記構造的低密度パリティ検査符号器の出力信号を用いて受信した並列の受信信号から反復復号を遂行することを特徴とする請求項３２に記載のデータ受信装置。
34. 前記多重入力多重出力信号処理器で検出した信号をデインターリービングして前記グループ並列/直列変換器に出力するデインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項３２に記載のデータ受信装置。
35. 前記受信した並列のデータに関して、前記データを送信した送信機のグループアンテナインターリービング方式に対応するグループアンテナデインターリービングを遂行するグループアンテナデインターリーバと、
    前記グループアンテナデインターリービングを遂行した並列データの各々に関して、所定のサイズのグループ単位でグループデインターリービングを遂行する少なくとも二つのグループデインターリーバと、
    前記グループデインターリーバで前記グループデインターリービングを遂行した前記並列のデータの各々に関して、構造的低密度パリティ検査復号化を遂行する少なくとも二つの構造的低密度パリティ検査復号器と、をさらに含むことを特徴とする請求項２８に記載のデータ受信装置。

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