JP2010504012A - 無線通信システム、その無線通信システムの構成方法および受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯアンテナ方式によって構築されると共にノンバイナリＬＤＰＣ符号方式のもとで、Ｎｔ本の送信アンテナを有する送信機２から、Ｎｒ本の受信アンテナを有する受信機３へ情報の伝送を行う無線通信システムを提供する。
【解決手段】この無線通信システム１の受信機３において、その受信アンテナ３１からの入力信号を復調する復調部３２と、その復調出力を入力としてＧＦ（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部３５との間の入出力を、所定の条件下で、一対一に対応付けて、これら復調部３２と復号部３５間の入出力を直結可能とし、復号特性の向上を図る。その所定の条件は、好ましくはｑ＝２^Nt・mである。
【選択図】図２

Description

本発明は、無線通信システム、特にマルチ入力−マルチ出力（Multi-Input Multi-Output：ＭＩＭＯ）アンテナ方式を採用する無線通信システムに関し、さらにはその無線通信システムを構成する方法と、その無線通信システムの受信側を構成する受信機とに関する。

近年、無線通信関係の伝送技術としてＭＩＭＯアンテナ方式が注目されている。このＭＩＭＯアンテナ方式は、無線通信システムの送信側において複数の送受信アンテナを備え、またその受信側においても複数の送受信アンテナを備えて、これらマルチアンテナ間で情報の送受信を行うものである。このＭＩＭＯアンテナ方式のもとでは、送信側の全てのアンテナと受信側の全てのアンテナの相互間で多数の通信パスが形成されることになり、結果として、送信側から受信側への送信データ速度は倍増する。例えば、２本の送信アンテナを使用すればその送信データ速度は２倍になり、また４本ならば４倍になる。かくして、当該送受信機間のチャネル容量を大幅に増大させることができる。ただしこの場合、複数の送信アンテナ相互間でのビット相関は十分小さく、また、複数の受信アンテナ相互間でのビット相関も十分小さいものとする。

一方また近年、無線通信システム等における送信データの符号化のために、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が用いられ始めている。このＬＤＰＣ符号は、従前のターボ符号と同様にシャノン限界に近い優れた特性を有する誤り訂正符号である。

特に、このＬＤＰＣ符号の復号特性は上記ターボ符号と同等か、もしくは、その符号長が長い場合にはターボ符号よりも優れた特性を示すことが知られている。例えば、その符号長が数万ビット以上になると、第３世代携帯電話システムにおいて現在採用されている上記ターボ符号の復号特性を上回る場合がある。

かかるＬＤＰＣ符号として現在、バイナリ型のＬＤＰＣ符号と、ノンバイナリ型のＬＤＰＣ符号とが知られているが、後者のノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いると、前者のバイナリＬＤＰＣ符号を用いる場合に比べて処理量が増加するという欠点がある。しかしこのような欠点があるものの、このノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いると、上記符号長が短くなった場合であっても、バイナリＬＤＰＣ符号を用いたときよりも、復号特性の向上が見込まれる。

かくして、ＭＩＭＯアンテナ方式とノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式とを併用することによって、送受信機間のチャネル容量を増大させつつ、かつ、復号特性もまた同時に向上させた無線通信システムが実現可能となることは容易に理解される。

このようなＭＩＭＯアンテナ方式とノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式とを併用した高能率無線通信システムを実現するに際しては、まずそのＭＩＭＯアンテナ方式に一般的なバイナリＬＤＰＣ符号化方式を併用した現用の無線通信システムを構築する一般的な手法を基礎として、そのＭＩＭＯアンテナ方式にさらに本発明の意図する上記のノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式を併用した高能率無線通信システムを構築する手法を案出することになる。

つまり、ＭＩＭＯアンテナ方式と一般的なバイナリＬＤＰＣ符号化方式とを併用するための通常の手法を利用した新たな手法によって、ＭＩＭＯアンテナ方式とノバイナリＬＤＰＣ符号化方式とを併用した上記の高能率無線通信システムを実現することになる。

ところが、上記の通常の手法をそのまま利用することによって、上記ノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式とＭＩＭＯアンテナ方式とを併用した上記の高能率無線通信システムを実現しようとすると、後に説明する理由により、ＭＩＭＯアンテナ方式における複数の送信アンテナ相互間でのビット相関についての情報と、変調シンボル内のビット間相関についての情報との双方が失われ（相関情報の喪失）、受信側でのノンバイナリＬＤＰＣ符号の復号特性が劣化してしまう、という問題が生じる。

そうすると、既述した、ノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いたときに見込まれる復号特性の向上という利点が、上記の相関情報の喪失に起因する復号特性の劣化という不利点によって相殺されてしまう。その結果、ノンバイナリＬＤＰＣ符号を採用することの意義は失われ、よって実効のある上記高能率無線通信システムを実現することが困難になる。

なお本発明に関連する公知技術として、下記の〔非特許文献１〕および〔非特許文献２〕がある。

M.C. Davey and D. MacKay,"Low-Density Parity Check Codes over GF(q)", IEEE Comm. Lett., Vol. 2, No. 6, Jun 1998. F. Guo and L. Hanzo,"Low complexity non-binary LDPC and modulation schemes over MIMO channels,"Vehicular Technology Conference, 2004. VTC2004-Fall, vol. 2, pp. 1294-1298, Sept. 2004.

したがって本発明は、上記問題点に鑑み、受信側における、ノンバイナリＬＤＰＣ符号の復号特性に劣化を生じさせることなくデータの送受信が行える「ＭＩＭＯ＋ノンバイナリＬＤＰＣ」併用型の無線通信システムを提供することを目的とするものである。

またその無線通信システムの構成方法と、その無線通信システムの受信側をなす受信機とを提供することを目的とするものである。

図１は、本発明に係る無線通信システムの送信側をなす送信機の一例を示す図である。 図２は、本発明に係る無線通信システムの受信側をなす受信機の第１実施例を示す図である。 図３は、ＳＩＳＯ型でかつノンバイナリ復号方式を用いた無線通信システムにおける一般的な受信機構成を示す図である。 図４は、公知のタナーグラフを図５のパリティチェック行列Ｈに対応させて示す図である。 図５は、任意の一例としてのパリティチェック行列Ｈを示す図である。 図６は、本発明と従来技術との間の復号特性の比較結果を示すグラフである。 図７は、本発明に係る無線通信システムの受信側をなす受信機の第２実施例を示す図である。 図８は、適応変調の機能を備えた無線通信システムの一例を示す図である。 図９は、マルチビームＭＩＭＯアンテナ方式による送信機の一例を示す図である。

図１は、本発明に係る無線通信システムの送信側をなす送信機の一例を示す図である。本図において、参照番号１は無線通信システム全体を示し、２は該システム１の送信側をなす送信機を表す。なお該システム１の受信側をなす受信機３は後述する図２に示すが、上記送信機２は図２の受信機の機能も併有し、また、上記受信機３は図１の送信機２の機能も併有して、例えば、該システム１の一方は基地局をなし、その他方は移動局をなす、といった構成をとる。

本図１において、送信機２は符号化して送信すべき情報ビットＩbを入力し、これをノンバイナリＬＤＰＣ符号で符号化するＬＤＰＣ符号化器２２と、このＬＤＰＣ符号化器２２で生成された符号化後の情報ビットＩpを変調して受信機２側に、無線チャネル２７を介して送出する変調部２５とを有する。

ここでそのノンバイナリＬＤＰＣ符号について説明しておく。

符号化率Ｒ、符号長ＮのＬＤＰＣ符号は、線形ブロック符号としてＭ行Ｎ列のパリティチェック行列Ｈによって定義される。このＬＤＰＣ符号は、そのパリティチェック行列Ｈがノンバイナリのガロア体（Galois Field）の要素から構成されている場合に、ノンバイナリＬＤＰＣ符号と呼ばれる。

ここで、要素の個数がｑ個のガロア体をＧＦ（ｑ）と表すが、ノンバイナリＬＤＰＣ符号の場合は、ｑ＞２となる。特に、ｑが２のべき乗の場合が一般的に用いられる。区別のためにｑ＝２の場合のＬＤＰＣ符号をバイナリＬＤＰＣ符号と呼ぶ。ＬＤＰＣ符号は上記のパリティチェック行列Ｈを用いてＨｃ＝０と定義される。ただし、演算はＧＦ（ｑ）上で行われる。ここに、そのｃはＮ行１列の符号語ベクトルである。つまり、あるパリティチェック行列Ｈに対して、上式Ｈｃ＝０を満たすようなベクトルｃの全体が、ＬＤＰＣ符号の符号語として定義される。このＬＤＰＣ符号のパリティチェック行列Ｈは、その非零成分の密度が小さいことが特徴である。

一方ＬＤＰＣ符号の復号は、パリティチェック行列Ｈに対応したタナーグラフ（後述する図４参照）上で行われる。このタナーグラフは、Ｎ個のビットノードとＭ個のチェックノード（図５のＮおよびＭ参照）および、ＷｃＮ＝ＷｒＭ個のエッジから構成され、それぞれ、パリティチェック行列Ｈにおける列、行および非零成分の個数に対応する。ただし、Ｗｃは列重み（１列中に存在する非零成分の個数）、Ｗｒは行重み（１行中に存在する非零成分の個数）を表す。なお、ここでは簡単のため、列重みおよび行重みがそれぞれ一定の場合（レギュラーＬＤＰＣ符号）を考える。

上記の復号には上記タナーグラフ上におけるＢＰ（Belief Propagation）アルゴリズムが用いられる。これは、繰り返し復号の一種で、ビットノードとチェックノードで情報（メッセージ）を交換することにより、各ビットの尤度を最適値に収束させるものである。ＬＤＰＣ符号の受信特性は、このタナーグラフ、すなわちパリティチェック行列Ｈに大きく依存する。

再び図１に戻ると送信機２は、バイナリビットである上記情報ビットＩｂを、ノンバイナリである多値シンボルに変換するために、前述したＬＤＰＣ符号化器２２の入力側に設けられる入力側変換部２１と、このＬＤＰＣ符号化器２２により符号化された、ノンバイナリの多値シンボルからなる情報ビットを、バイナリビットに変換するために、そのＬＤＰＣ符号化器２２の出力側に設けられる出力側変換部２３と、を備える。

上記入力側変換部２１は、多値で動作するノンバイナリのＬＤＰＣ符号化器２２に、バイナリの情報ビットＩｂを整合させるため、ＧＦ（４）の場合を例にとると
００→０
０１→１
１０→２
１１→３
といった多値化変換をし（ＧＦ（２）→ＧＦ（４））、一方
上記出力側変換部２３は、ＬＤＰＣ符号化器２２からの多値の出力を、バイナリで動作させるために、同様に、ＧＦ（４）の場合を例にとると
０→００
１→０１
２→１０
３→１１
といった２値化変換をする（ＧＦ（４）→ＧＦ（２））。

上記のように、入力側変換部（ＧＦ（２）→ＧＦ（ｑ））２１と出力側変換部（ＧＦ（ｑ）→ＧＦ（２））２３とを伴ったノンバイナリＬＤＰＣ符号化器２２からの情報ビットは、既述したように、変調部２５にて変調された後、無線チャネル２７に送出される。この場合、本発明に係る無線通信システム１は、上述したノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式にＭＩＭＯアンテナ方式を適用しているので、さらにこのＭＩＭＯアンテナ方式に適合したＭＩＭＯ構成を有する。

すなわちこのＭＩＭＯ構成のために、まずは、ノンバイナリ符号化部（２１，２２，２３）からの情報ビットをシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換する。これを行うのがシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２４であり、これより出力される複数（Ｎｔ）のパラレルビットは、送信マルチアンテナ部２６においてＮｔ本の個別送信アンテナ２６−０〜２６−（Ｎｔ−１）のうちの対応するアンテナよりそれぞれ、無線チャネル２７に送出される。

したがって、上述した変調部２５もまた、個別送信アンテナ２６−０〜２６−（Ｎｔ−１）にそれぞれ対応した複数（Ｎｔ）の個別変調部２５−０〜２５−（Ｎｔ−１）によって構成される。ここに、個別変調部（２５−０〜２５−（Ｎｔ−１））の各々は、ｍビットを一組にしてなる上記パラレルビットを入力としてこれを変調する。ここに、ｍは、１変調シンボル当たりのビット数すなわち変調次数である。例えば、送信機２が変調方式として１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を採用するならばｍ＝４であり、６４ＱＡＭならばｍ＝６である。また、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keging）を採用するならば、ｍ＝２である。かかる変調次数ｍは、後述するように、本発明に係る無線通信システム１を構成する上で、上記の個別送信アンテナ（２６−０〜２６−（Ｎｔ−１））の本数Ｎｔと共に重要なパラメータとなる。

以上送信機２について説明したので、次に本発明に係る、図２の受信機３について説明するが、その前にまず図３を参照して、一般的なつまりＭＩＭＯ型でなくＳＩＳＯ（Single Input Single Output）型の受信機であって、かつ一般的なノンバイナリ受信処理部を採用した受信機４について説明する。

この図３において受信機４は、ノンバイナリＬＤＰＣ符号により符号化（２２）され、さらに変調（２５）されて送信側（２）より送信された送信信号を受信し、これを復調する復調部４２と、この復調部４２からのビット尤度で表された復調ビットに対し、ノンバイナリＬＤＰＣ符号による復号を行うＬＤＰＣ復号器４４と、を含んでなる受信機である。

この受信機４は、さらに、復調部４２からのビット尤度で表されたバイナリの復調ビットを、ノンバイナリの多値シンボルに変換するために、ノンバイナリＬＤＰＣ復号器４４の入力側に設けられる入力側変換部４３と、そのＬＤＰＣ復号器４４により復号された、ノンバイナリの多値シンボルからなる情報ビットを、バイナリの情報ビットＩｂに変換するために、ＬＤＰＣ復号器４４の出力側に設けられる出力側変換部４５と、を備える。

すなわちこの出力側変換部４５は、
０→００
１→０１
２→１０
３→１１
といった２値化変換を行う（ＧＦ（４）→ＧＦ（２））。

一方、上記入力側変換部４３は、その機能からしてビット尤度変換部と称するのが適切である。この変換部は、復調部４２によって得られたバイナリ（ビット）尤度をｐ（＝log₂(q)）ビット毎にひとまとめにして、それぞれ１シンボルのノンバイナイ尤度に変換するものである。例としてＧＦ（２）→ＧＦ（４）の変換は、
Ｑ₀＝Ｐ₁₀Ｐ₂₀
Ｑ₁＝Ｐ₁₀Ｐ₂₁
Ｑ₂＝Ｐ₁₁Ｐ₂₀
Ｑ₃＝Ｐ₁₁Ｐ₂₁
となる。ここで、Ｐ₁₀は変換前の１ビット目が０である確率、Ｑ₀は変換後のシンボル（ＧＦ（４））が０である確率等を表すものとする。

このようにして得られたシンボル尤度をＬＤＰＣ復号器４４に入力するという構成とし、この復号器４４にて、既述したタナーグラフ（図４）により、ＬＤＰＣ符号の復号を行う。

図４は公知のタナーグラフを図５のパリティチェック行列Ｈに対応させて示す図であり、図５は任意の一例としてのパリティチェック行列Ｈを示す図である。

図４において、Ｖ₀，Ｖ₁，…Ｖ₅は、いわゆるビットノードであり、Ｃ₀，Ｃ₁…Ｃ₃はいわゆるチェックノードである。そのビットノード（Ｖ）の各々に入力されるＦ₀，Ｆ₁…Ｆ₅は、図３の復調部４２から前述のビット尤度変換部（４３）を経た復調結果である。なお図４中の実線ＣＬ６は、図５に示したサイクルＣＬに対応しており、その長さはこの図の例で、６である。

ここで図２に戻るとこの図２は、本発明に係る無線通信システム１の受信側をなす受信機３の第１実施例を示す図である。なお、本無線通信システム１では、図１に示す複数（Ｎｔ）の個別送信アンテナ２６−０〜２６−（Ｎｔ−１）から、それぞれ相互に異なる信号を、同一の周波数帯域にてかつ同時に送信する。

一方、本図２の受信機３においては、その同一帯域かつ同一時間に無線チャネル２７を介して送信された合成送信信号を、複数（Ｎｒ）の個別受信アンテナ３１−０〜３１−（Ｎｒ−１）からなる受信マルチアンテナ部３１にて受信した後、所定の信号受信処理によって該合成送信信号を分離するようにしたＭＩＭＯアンテナ方式を採用する。なお、送信アンテナ（２６）の本数と受信アンテナ（３１）の本数とは必ずしも同一である必要はないから、それぞれ上記のＮｔおよびＮｒとして表す。

図２に示すとおり、本発明に係る受信機３は、上記の合成送信信号を入力信号として受信マルチアンテナ部３１で受けた後、伝搬路推定部３３と復調器３４とからなる復調部３２にて復調し、さらにその復調した復調ビットをノンバイナリＬＤＰＣ復号部３５において復号する。この復号部（ＧＦ（ｑ））３５からの次元ＧＦ（ｑ）の復号ビットは、次元ＧＦ（２）のバイナリビットに２値化変換する出力側変換部３６（図３の４５に同じ）を通して、原情報ビットＩｂとして再生される。

ここで、図２において本発明の特徴をなす復調部３２とその周辺部について注目すると、まず、前述した図１においては、バイナリの次元ＧＦ（２）で長さｐＫ（ｐ＝ｌｏｇ₂ｑ）の送信ビット系列は、要素の個数ｑで表される次元ＧＦ（ｑ）からなる長さＫのシンボル系列に変換される。さらに、既述したように、次元ＧＦ（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号化器２２によってそのシンボル系列は符号化されて、長さＮの符号化シンボル系列が生成され、その後、変換部２３にて再度、次元ＧＦ（２）に変換されてから、個別送信アンテナ（２６−０〜２６−（Ｎｔ−１））毎に、変調部（２５−０〜２５−（Ｎｔ−１））にて変調され、図２の受信機３側に送信される。

図２の受信機３では、各個別アンテナ３１−０〜３１−（Ｎｒ−１）と、上記各個別送信アンテナ２６−０〜２６−（Ｎｔ−１）との間の伝搬路を推定する。これを行うのが上記の伝搬路推定部３３である。なおこの伝搬路推定は、例えば、個別送信アンテナ間で直交する既知のパイロット信号を用いることによって、行うことができる。

ここに推定された伝搬路行列をΩとして、復調器３４は、後述する所定の関係式（１）を用いて、ノンバイナリＬＤＰＣ復号部３５への入力信号（復調ビット）を計算する。この入力信号を元に該復号部３５でノンバイナリ復号を行い、さらに次元変換部３６にてバイナリ系列に変換されて、最後にバイナリ受信ビット系列（情報ビットＩｂ）を得る。

ここで上記図２に示す受信機３のポイントを要約すると次のとおりである。まず前提とする受信機３は、複数の送信アンテナ２６を備える送信機２と、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行うための複数の受信アンテナ３１を備える受信機であって、かつ、その送信機２との間の送受信を行うためのチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる受信機である。

ここにこの受信機３は、受信アンテナ３１からの入力信号情報を復調する復調部３２と、この復調部３２の出力側にあってノンバイナリＬＤＰＣ符号に則りその入力信号のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部３５とを含んでなる受信部分において、その復調部３２からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、所定のＧＦ（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる復号部３５の入力群とを一対一に対応させて、これら復調部３２および復号部３５を相互に直結可能に構成したことを特徴とするものである。

すなわち、復調部３２の復調器３４から例えば２５６通りの上記シンボル尤度が出力されたとする（図２のｊにおいて、出力群は“０，１…２５５”）、ノンバイナリＬＤＰＣ復号部３５をＧＦ（２５６）のＬＤＰＣ復号部とし、その２５６通りの入力群を、上記２５６通りの出力群“０，１…２５５”と完全に一対一に結び付ける。

逆に、ノンバイナリＬＤＰＣ復号部３５がＧＦ（２５６）で構成されているならば、復調器３４からは２５６通りの出力（シンボル尤度）が得られるように無線通信システム１を構成する。

かくのごとく、受信機３における復調器３４の出力と復号部３５の入力とを完全に一対一に整合させていることから、後述する従来の周辺化処理を排除可能となり、この受信機３を含む無線通信システム１においては、従来において（ｉ）複数の送信アンテナ相互間でのビット相関についての情報と、（ii）変調シンボル内のビット相関についての情報とが復号前に喪失してしまうといった問題がなくなる。よって、受信機３でのノンバイナリＬＤＰＣ符号の復号特性が劣化してしまう、という問題がなくなる。

以上の受信機３のポイントと同様に、本発明に基づく無線通信システム１のポイントを要約すると、まず前提とする無線通信システムは、複数の送信アンテナ２６を備える送信機２と複数の受信アンテナ３１を備える受信機３とが、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行い、かつ、これら送信機２および受信機３間のチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる無線通信システムである。ここに、受信アンテナ３１からの入力信号を復調する復調部３２と、この復調部３２の出力側にあってノンバイナリＬＤＰＣ符号に則りその入力信号のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部３５とを含んでなる上述の受信機３において、復調部３２からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、所定のＧＦ（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる復号部３５の入力群とを一対一に対応させて、これら復調部および復号部を相互に直結可能に構成したことを特徴とするものである。

上記のとおり、本発明に基づく無線通信システム１における受信機３では、復調器３４の出力と復号部３５の入力とを完全に一対一に整合させることをポイントとしているが、そのような一対一の完全整合を実現するためには所定の条件が満足されることを要する。

この所定の条件には、送信アンテナの本数と、変調次数と、ＧＦ（ｑ）の次元ｑ（要素の数）とが、重要なパラメータとして関係する。

さらに詳細には、複数の送信アンテナ２６−０〜２６−（Ｎｔ−１）の本数（Ｎｔ）と、所定の変調方式により変調されて送信機２から送信される信号を構成する、１変調シンボル当たりのビット数である変調次数（ｍ）とを、上記のＧＦ（ｑ）の次元ｑに関連付けて設定することを特徴とするものである。

上記の設定は、さらに具体的には、上述した複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）および変調次数（ｍ）を、下記の条件式（１）に基づいて、ＧＦ（ｑ）の次元ｑと関連付けることによって行うことができる。

ｑ＝２^Nt・m （１）
一例として、（ｉ）送信マルチアンテナ部２６を２本の個別送信アンテナ２６−０および２６−１によって構成し、（ii）送信機２からの、１６ＱＡＭにより変調した送信信号をそのアンテナ部２６から受信機３に向けて送信するものとする。すなわち、上記（ｉ）についてはアンテナ本数Ｎｔ＝２となり、上記（ii）については変調次数ｍ＝４となる。

そうすると、ＧＦ（ｑ）の次元ｑは、ｑ＝２^2・4（＝２⁸）、すなわち２５６となる。つまり、上記の値Ｎｔ＝２およびｍ＝４によって構成される無線通信システム１においては、ノンバイナリＬＤＰＣ復号部３５の次元を２５６とすることにより、既述した、（ｉ）複数の送信アンテナ相互間でのビット相関についての情報と、（ii）変調シンボル内のビット相関についての情報とを復号前に喪失することなく、復号部３５での復号が行われる。したがってこれらの情報の喪失を伴う従来の受信機４に比べて、復号特性の劣化が大幅に低減される。

上記のように、ｑ＝２^Nt・mの条件のもとで、復調部３２の出力と復号部３５の入力とを、完全に一対一に対応して整合させたとき、下記のＦ_k ^jの条件式（２）が成り立つ。逆に言えば、復調部３２の復調器３４を、下記のＦ_k ^jの条件式（２）を満足するシンボル尤度（Ｆ）を決定するように設計しておけば、上記復号部３５に対し一対一で直結可能となる。その条件式（２）は下記の

である。ただし、インデックス“ｊ”（図２の復調器３４と復号部３５との間の“ｊ”参照）はｑ個の入力（シンボル尤度）群の各々に付した順番（０，１，…ｑ−１）を表し、インデックス“ｋ”は各シンボル尤度の時間方向の入力順を表す。また“ｙ_k”はｋ番目の受信信号ベクトルを表し、“ｘ_j”はｊ番目の送信信号ベクトルに対するレプリカ（後述）を表し、そのｘ_jに乗算される“Ω”は伝搬路推定部３３によって推定された伝搬路行列を表す。一方、分母側の“σ²”は雑音の平均電力を表し、またｅｘｐの係数“α”は全ての上記ｊに関するＦ_k ^jの和が１になるように正規化する正規化定数を表す。また分子における“‖ ‖²”（ノルム）は、上記のベクトルｙ_kとベクトルΩｘ_jとの差の絶対値の二乗をベクトルの各成分について加算したもの表す。

ここで上記のＦ_k ^jの式において、Σの記号（加算の記号）が含まれていないことに注目すべきである。この加算操作は従来における前述した「周辺化処理」において不可欠のものであるが、本発明によればこの「周辺化処理」（merginalization）が排除されており、したがって、この周辺化処理に起因する前述した「相関情報の喪失」という問題はなくなる。つまり、受信機側における復号特性の劣化は大幅に減少する。その効果をグラフによって示す。

図６は本発明と従来技術との間の復号特性の比較結果を示すグラフである。すなわち、本発明による優れた効果を明らかにするためのシミュレーション結果の一例を示すグラフである。

図６のグラフにおいて、縦軸は「ブロック誤り率」（ＢＬＥＲ）、横軸は「ビット当たりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）〔ｄＢ〕をそれぞれ示す。また本グラフ中の右上に示すように、ノイズとしてAdditive White Gaussian Noise（ＡＷＧＮ）を使用し、送信アンテナ２本／受信アンテナ２本のＭＩＭＯアンテナ方式を採用し、変調方式を１６ＱＡＭとした場合の例である。

本グラフ中、曲線“ａ”は従来の一般的なバイナリＬＤＰＣ符号化方式の場合、曲線“ｂ”は通常のノンバイナリＬＤＰＣ符号化方式であって前述した「周辺化処理」を伴う場合、の特性をそれぞれ示し、いずれも従来型の場合である。

これに対し曲線“ｃ”は、本発明に基づくノンバイナリＬＤＰＣ符号化／復号方式、すなわち前記の式（２）に基づく復調を行う場合の特性を示す。

これらの曲線“ａ”，“ｂ”および“ｃ”を比較すると、本発明（“ｃ”）は従来型（“ａ”，“ｂ”）に対し大幅にＢＬＥＲが改善しており、既述した「復号特性の劣化」は殆どないことが分かる。

ここで、既述した「復号特性の劣化」を生じさせる上記の「周辺化処理」について説明する。一般に、無線通信システムの受信側での信号処理として、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）復調（等化）あるいはＭＬＤ（Maximumum Likelihood Detection）復調（等化）が用いられている。

このＭＬＤ復調は、全ての可能な送信ビットパターンについての「レプリカ」を用いて、各ビットの事後確立を求める方式である。「レプリカ」とは、送信側でデータＤを送信したときに受信側で受信する筈のデータＤ′のことである。例えば４ビットのデータＤであれば、１６通りのレプリカ（Ｄ′）ができる。

上記ＭＬＤ復調は、線形処理を行うだけの上記ＭＭＳＥ復調に比べると、処理量は当然大となるが、反面、これを用いれば復号特性は大幅に向上する。

ここで、伝搬路行列を、図２の伝搬路推定部３３について説明したとおり、Ωとし、受信アンテナ３１からの受信信号ベクトルをｙとし、雑音ベクトルをｎとすると、これらの間の関数は次式の
ｙ＝Ωｘ＋ｎ （４）
で表される。そしてこのときのＭＭＳＥウェイトは、
Ｗ＝Ω^H（ΩΩ^H＋σ²Ｉ）^-1 （５）
で与えられる。ただし、σ²は既述の式（２）で示した平均雑音電力であり、Ｉは単位行列である。このＭＭＳＥ復調（等化）は、上記受信信号ベクトルｙに上記ＭＭＳＥウェイトＷを乗算することにより得られる。

このＭＭＳＥ復調よりもさらに良好な復号特性が得られる上記ＭＬＤ復調は、下記の式（６）に従って、既述したビット尤度（Ｆ）を求める。

ビット尤度（Ｆ）は、一般式として、
Ｆ＝Ｐｒ（ｂ＝０｜ｒ）／Ｐｒ（ｂ＝１｜ｒ）
で求められ、上記式（６）が得られる。ただし、Ｐｒ（ｂ＝０｜ｒ）は、受信信号ベクトルがｒであるという条件のもとで、送信信号ビットｂが“０”であるときの確率Ｐｒ（Probability）を意味し、
一方Ｐｒ（ｘ_ｋ＝１｜ｙ）は、受信信号がｙであるという条件のもとで、送信信号ビットｂが“１”であるときの確率Ｐｒを意味する。

上記のＭＬＤ復調は、バイナリＬＤＰＣ符号を用いる前提での説明であり、本発明の前提であるノンバイナリ符号を用いる場合には、上記ビット尤度を組み合わせてシンボル尤度に算出し直した後、これを復号部３５の入力とすることになる。

結局、上記ＭＬＤ復調を用いて、上記シンボル尤度を算出するという従来の方法をとると、まずビット尤度を求めることから始めることになる。そうすると、このビット尤度の算出には、上記式（６）のΣによる加算操作、すなわち「周辺化処理」が不可欠となり、上述した「相関情報の喪失」をひき起こすことになる。これにより、既述した復号特性の劣化を招く。

一方、本発明に基づくシンボル尤度の算出手順の元になる上記式（２）によると、上述したΣによる加算操作を含むことなく、この式（２）で得られたｑ通りのシンボル尤度がそのまま、ＧＦ（ｑ）による復号部３５のｑ通りの入力に直結可能となる。

次に、本発明に基づく第２実施例ならびに無線通信システムの構成方法について説明する。

図７は本発明に係る無線通信システム１の受信側をなす受信機３の第２実施例を示す図である。この第２実施例は、前記の複数の受信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記の変調次数（ｍ）を、下記の条件式（３）に基づいて前記ＧＦ（ｑ）の次元ｑと関連付ける
ｑ＝２^Nt・m・n
（ただし、ｎは任意の自然数）
ことを特徴とするものである。具体的には復調部３２からのｑ′（＝２^Nt・m）本の出力を入力として、これをｑ（＝２^Nt・m・n）本の出力として復号部３５に入力する次元変換部３７を、復調部３２および復号部３５の間に介在させるものである。なお、この第２実施例は、その次元変換部３７を導入すること以外については、前述の第１実施例（図２）と全く同じである。

この第１実施例の場合は、復調部３２と復号部３５との間を完全に一対一に対応付けて直結するものとしたが、当該無線システム１のシステム設計によっては、復調部３２からの出力のＧＦ（ｑ）の次元ｑが、復号部３５での入力のＧＦ（ｑ‘）の次元ｑ‘と一致せず、ｑ′＞ｑとなる場合がある。

第２実施例はこのような場合、上記のｑをｑ′に変換し、実質的に、復調部３２および復号部３５間を一対一に対応させて上記の直結を行えるようにしたものである。これを行うのが次元変換部３７であり、図示のとおり、ＧＦ（ｑ′）からＧＦ（ｑ）への次元の変換を行う。

このように第２実施例によれば、復調部３２と復号部３５との間の次元が不一致であっても、単に次元変換部３７を挿入するだけで本発明を適用できる、といった利点があるが、この他にもう１つの利点がある。

一般にノンバイナリＬＤＰＣ符号はガロア体の次元（ｑ）を増大させるにつれて処理量が大きくなるものの、復号特性は良くなるという傾向がある。第２実施例は、復調部３２の次元を２ⁿ倍に増大させていることから、復号特性を一層良好にするといった利点ももたらす。

次に本発明に基づく、無線通信システムの構成方法について述べる。この構成方法は、前述した、複数の送信アンテナ２６を備える送信機２と複数の受信アンテナ３１を備える受信機３とが、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行い、かつ、これら送信機２および受信機３の間のチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる無線通信システム１の構成方法であって、この受信機３は、受信アンテナ３１からの入力信号を復調する復調部３２と、この復調部３２の出力側にあってノンバイナリＬＤＰＣ符号に則りその入力信号のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部３５とを含んでいる。ここに上記構成方法は、少なくとも第１ステップと第２ステップとを有している。

第１ステップでは、複数の送信アンテナ２６の本数（Ｎｔ）と、所定の変調方式により変調されて送信機２から送信される情報の信号を構成する、１変調シンボル当たりのビット数である変調次数（ｍ）とに関連付けられた、ノンバイナリＬＤＰＣ符号の次元（ｑ）の要素ｑの数を設定する。そして、
第２ステップでは、復調部３２からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、次元（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる復号部３５の入力群とを一対一に対応させて、これら復調部３２および復号部３５を相互に直結する。

上記無線通信システム１が、適応変調の機能を備えた無線通信システムである場合には、送信アンテナの本数や変調方式が、伝搬路（無線チャネル２７）の状態に応じて頻繁に変化する。このような無線通信システムの場合には、上記の第１ステップにおいて設定される次元（ｑ）を、その無線システムの構成に従って定まる送信アンテナの本数（Ｎｔ）および変調次数（ｍ）のそれぞれの値に応じて、適応的に決定することができる。

図８は適応変調の機能を備えた無線通信システムの一例を示す図である。この無線通信システム１は、無線チャネル２７を介して対向する、例えば基地局５１と移動局５２とからなり、これらの局５１および５２はそれぞれ複数の送受信アンテナ２６／３１を備えている。

このような図８の無線通信システムでは、上記の第１ステップに先行して、通知ステップを設ける。この通知ステップにおいては、無線システム１の構成に従って定まる送信アンテナの本数（Ｎｔ）および変調次数（ｍ）のそれぞれの値を少なくとも含む伝送仕様情報（図８のＳ参照）を受信機（移動局５２）に通知する。

なお上記第２ステップは、前述した出力群と入力群とを一対一に対応させるように、復調部３２を再構築するステップを含むようにしても良く、あるいは、
この第２ステップは、その出力群と入力群とを一対一に対応させるように、復調部３２と復号部３５の間で次元変換を行うステップを含むようにしても良い（図７の次元変換部３７参照）。

再び図８を参照すると、下りリンクの適応変調を考えた場合、移動局５２は、下り無線チャネルの状態を測定して、基地局５１に上りリンクを介して通知する。基地局５１は受信した下りリンクの伝搬路情報Ｔを基にして、送信アンテナ数（Ｎｔ）や、変調方式（ｍ）や、符号化率（Ｒ）等を決定する。同時に、使用するノンバイナリＬＤＰＣ符号の次元ｑを決定する。既述の好適例では、ｑ＝２^Nt・mである。

基地局５１は、決定したパラメータに従って、符号化ならびに変調を行って送信信号を送出する。同時に、移動局５２にこれらのパラメータ（上記の伝送仕様情報Ｓ）を通知する。そのパラメータ（Ｓ）を受けた移動局５２では、そのパラメータに準拠して復調処理（３２）および復号処理（３５）を行う。この場合、既述のとおり、ノンバイナリＬＤＰＣ符号の次元（ｑ）は、その受信したパラメータ（Ｓ）の情報から一意に決まる。

以上述べた本発明の無線通信システム１は、従来のＭＩＭＯアンテナ方式によって構成されるもののみならず、近年、３ＧＰＰにおいて提唱されている「マルチビームＭＩＭＯ」アンテナ方式に従って構成されるものであっても良い。図９はマルチビームＭＩＭＯアンテナ方式による送信機の一例を示す図である。

図９において注目すべき構成要素はマルチビーム生成部６１であり、これによりマルチビームＭＩＭＯが形成される。かくして図１や図２等で述べてきたＭＩＭＯアンテナ方式は、図９に示すような、送信機２において各送信アンテナからの送信信号に固定のウェイトを乗算してその送信を行うマルチビームＭＩＭＯアンテナ方式とすることもできる。

以上説明したように本発明によれば、図６に示すとおり、受信機側における「復号特性の劣化」を格段に抑圧することのできる無線通信システムが実現される。

Claims (20)

1. 複数の送信アンテナを備える送信機と複数の受信アンテナを備える受信機とが、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行い、かつ、該送信機および受信機間のチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる無線通信システムであって、
   前記受信アンテナからの入力信号を復調する復調部と、該復調部の出力側にあって前記ノンバイナリＬＤＰＣ符号に則り前記入力信号のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部とを含んでなる前記受信機において、前記復調部からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、所定の次元（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる前記復号部の入力群とを一対一に対応させて、該復調部および該復号部を相互に直結可能に構成したことを特徴とする無線通信システム。
2. 前記複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）と、所定の変調方式により変調されて前記送信機から送信される前記情報の信号を構成する、１変調シンボル当たりのビット数である変調次数（ｍ）とを、前記次元（ｑ）に関連付けて設定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記の複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）を、下記の条件式に基づいて前記次元（ｑ）の要素ｑの数と関連付ける
   ｑ＝２^Nt・m
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記復調部は、下記の条件式に従って前記シンボル尤度（Ｆ）を決定する
   

   

   （ただし、インデックス“ｊ”はｑ個の前記入力群の各々に付した順番（１，２…ｑ）を表し、インデックス“ｋ”は各前記シンボル尤度の時間方向の入力順を表し、“ｙ_k”はｋ番目の受信信号ベクトルを表し、“ｘ_j”はｊ番目の送信信号ベクトルに対するレプリカを表し、“Ω”は伝搬路推定によって推定された伝搬路行列を表し、“σ²”は雑音の平均電力を表し、“α”は全てのｊに関するＦ_k ^jの和が１になるように正規化する正規化定数を表し、“‖ ‖²”はベクトルｙ_kとベクトルΩｘ_jとの差の絶対値の二乗をベクトルの各成分で足し合わせたもの表す）
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
5. 前記の複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）を、下記の条件式に基づいて前記（ｑ）の要素ｑの数と関連付ける
   ｑ＝２^Nt・m・n
   （ただし、ｎは任意の自然数）
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
6. 前記復調部からのｑ′（＝２^Nt・m）本の出力を入力として、これをｑ（＝２^Nt・m・n）本の出力として前記復号部に入力する次元変換部を、該復調部および復号部の間に介在させることを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
7. 複数の送信アンテナを備える送信機と、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行うための複数の受信アンテナを備える受信機であって、かつ、前記送信機との間の送受信を行うためのチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる受信機において、
   前記受信アンテナからの入力情報を復調する復調部と、該復調部の出力側にあって前記ノンバイナリＬＤＰＣ符号に則り前記入力信号のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部とを含んでなる前記受信部において、前記復調部からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、所定の次元（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる前記復号部の入力群とを一対一に対応させて、該復調部および該復号部を相互に直結可能に構成したことを特徴とする受信機。
8. 前記複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）と、所定の変調方式により変調されて前記送信機から送信される前記情報の信号を構成する、１変調シンボル当たりのビット数である変調次数（ｍ）とを、前記次元（ｑ）に関連付けて設定することを特徴とする請求項７に記載の受信機。
9. 前記の複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）を、下記の条件式に基づいて前記次元（ｑ）と関連付ける
   ｑ＝２^Nt・m
   ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
10. 前記復調部は、下記の条件式に従って前記シンボル尤度（Ｆ）を決定する
    

    

    （ただし、インデックス“ｊ”はｑ個の前記入力群の各々に付した順番（０，１，…ｑ−１）を表し、インデックス“ｋ”は各前記シンボル尤度の時間方向の入力順を表し、“ｙ_k”はｋ番目の受信信号ベクトルを表し、“ｘ_j”はｊ番目の送信信号ベクトルに対するレプリカを表し、“Ω”は伝搬路推定によって推定された伝搬路行列を表し、“σ²”は雑音の平均電力を表し、“α”は全てのｊに関するＦ_k ^jの和が１になるように正規化する正規化定数を表し、“‖ ‖²”はベクトルｙ_kとベクトルΩｘ_jとの差の絶対値の二乗を表す）
    ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
11. 前記の複数の受信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）を、下記の条件式に基づいて前記次元（ｑ）と関連付ける
    ｑ＝２^Nt・m・n
    （ただし、ｎは任意の自然数）
    ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
12. 前記復調部からのｑ′（＝２^Nt・m）本の出力を入力として、これをｑ（＝２^Nt・m・n）本の出力として前記復号部に入力する次元変換部を、該復調部および復号部の間に介在させることを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
13. 複数の送信アンテナを備える送信機と複数の受信アンテナを備える受信機とが、マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式のもとで情報の送受信を行い、かつ、該送信機および受信機間のチャネル符号化方式としてノンバイナリＬＤＰＣ符号を用いる無線通信システムの構成方法であって、
    前記受信アンテナからの入力情報を復調する復調部と、該復調部の出力側にあって前記ノンバイナリＬＤＰＣ符号に則り前記入力情報のノンバイナリＬＤＰＣ復号を行う復号部とを含んでなる前記受信機において、
    前記複数の送信アンテナの本数（Ｎｔ）と、所定の変調方式により変調されて前記送信機から送信される前記情報の信号を構成する、１変調シンボル当たりのビット数である変調次数（ｍ）とに関連付けられた、前記ノンバイナリＬＤＰＣ符号の次元（ｑ）の要素の数を設定する第１ステップと、
    前記復調部からのシンボル尤度で表された多値シンボルの出力群と、前記次元（ｑ）のノンバイナリＬＤＰＣ符号からなる前記復号部の入力群とを一対一に対応させて、該復調部および該復号部を相互に直結する第２ステップと、
    を有することを特徴とする無線通信システムの構成方法。
14. 前記第１ステップにおいて設定される前記次元（ｑ）を、前記無線システムの構成に従って定まる前記送信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）のそれぞれの値に応じて、適応的に決定することを特徴とする請求項１３に記載の無線通信システムの構成方法。
15. 前記第１ステップに先行して、前記無線システムの構成に従って定まる前記送信アンテナの本数（Ｎｔ）および前記変調次数（ｍ）のそれぞれの値を少なくとも含む伝送仕様情報を前記受信機に通知する通知ステップを設けることを特徴とする請求項１４に記載の無線通信システムの構成方法。
16. 前記第２ステップは、前記出力群と前記入力群とを一対一に対応させるように、前記復調部を再構築するステップを含む請求項１４に記載の無線通信システムの構成方法。
17. 前記第２ステップは、前記出力群と前記入力群とを一対一に対応させるように、前記復調部と前記復号部の間で次元変換を行うステップを含む請求項１４に記載の無線通信システムの構成方法。
18. 前記マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式は、前記送信機において、各前記送信アンテナからの送信信号に固定のウェイトを乗算してその送信を行うマルチビームＭＩＭＯアンテナ方式であることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
19. 前記マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式は、前記送信機において、各前記送信アンテナからの送信信号に固定のウェイトを乗算してその送信を行うマルチビームＭＩＭＯアンテナ方式であることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
20. 前記マルチ入力−マルチ出力（ＭＩＭＯ）アンテナ方式は、前記送信機において、各前記送信アンテナからの送信信号に固定のウェイトを乗算してその送信を行うマルチビームＭＩＭＯアンテナ方式であることを特徴とする請求項１３に記載の無線通信システムの構成方法。

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