JP2006528769A - 高周波回路アナライザ、高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法およびそれらの較正方法並びにそれらを含む回路の設計を改良および製造する方法。 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波入力信号に電子デバイスの挙動を分析するための改良された分析器と方法、および高周波デバイスを設計して製造する改良方法を提供する。
【解決手段】実負荷引き出し回路２０１は、ＤＵＴ２０６から出力信号を受け取って、そのとき、変更された信号をＤＵＴ２０６に提供して戻すＤＵＴ２０６に接続され、その信号は、入力信号ｘ，ｙを考慮すると信号処理回路２３７によって変更されて、フィードバック回路２３７で作用する振幅ゲインと位相変化を制御する。よってポジティブフィードバックループは避けられて分析の制御のためのより良い制御が可能になる。ネットワークアナライザまたは他の信号測定装置２４２がＤＵＴ２０６のポートで観測された波形（引き出されたｓ−パラメータから）を記録し、その結果、様々な負荷条件の下におけるＤＵＴ２０６の挙動が分析される。
【選択図】図１０

Description

本発明は高周波デバイスの作動を分析する高周波回路アナライザに係り、特に、高電力(大信号)高周波増幅器を使用する装置として、移動電話ネットワークまたは他のテレコミュニケーション関連の基地局での使用される増幅器の作用を分析する高周波回路アナライザに関する。また本発明は、高周波回路アナライザを含む回路の性能を向上させる方法に関する。

高周波電子デバイスが通常動作の間におかれる可能性のあるいくつかの状態での作動を評価することが、このデバイスの作動を分析するときにしばしば望まれている。例えば、デバイスに通常／最終的な操作の間に取り付けられるインピーダンスは、例えばデバイスの性能、効率および／または線形性を高度に決定する。そのような問題は例えば、移動体通信基地局で使用される高周波大信号増幅器回路を設計するとき特に関連がある。したがって、デバイスの入力および／または出力に仮想負荷／仮想インピーダンスをかけてデバイスを分析することが望まれている。そのような仮想インピーダンスを適用する一つの手段は、実負荷引き出しを適用することであり、そこでは、デバイスにテストで入力された入力信号に対する与えられた大きさと位相を有する信号がテスト中のデバイスのポート(例えば、入力または出力)に注入される。

知られている負荷引き出しシステムは、添付図面の図１に図示した実施例のフィードフォワードアーキテクチャに基づいている。図１は、電力スプリッタ１０２、移相器１０３、可変減衰器１０４および増幅器１０５からなる負荷引き出し回路１０１に接続された
デバイスアンダーテスト（ＤＵＴ）１０６を示している。電力スプリッタ１０２の入力側で受け取られた信号ａ_{ＳＯＵＲＣＥ}は、二つの信号に分割され、一つは、移相器１０３、可変減衰器１０４および増幅器１０５を介し、その結果、信号ａ_ＯＵＴ（ａ_ＯＵＴの矢は、一般的な慣習に従って図１の右から左へ指しているのを確認）、そして他のａ_ＩＮは、ＤＵＴ１０６の他のポートに直接与えられて、信号ｂ_ＯＵＴ（ｂ_ＯＵＴの矢は、一般的な慣習に従って図１の左から右へ指しているのを確認）を生成する。反射係数Γ_Ｌは、進行波ａ_ＯＵＴとｂ_ＯＵＴの比に等しく、それはΓ_Ｌ＝ａ_ＯＵＴ／ｂ_ＯＵＴである。反射係数Γ_Ｌは、信号ａ_ＯＵＴの強度および位相を変えることによって設定される。

フィードフォワード負荷引き出し回路１０１の場合、信号ａ_ＯＵＴが実負荷引き出し回路に入力され、かつ信号ａ_ＯＵＴは、分離された準一方的なデバイス、例えば増幅器は、これらの信号を分離し続けて、ＤＵＴ１０６として用いられる。もし、回路の入力と出力とが互いに十分分離されているなら、回路は非制御のパワー増加に通じる各パスでループさせて信号がループの中を循環するフィードバックループを形成できない。したがって、信号ａ_ＯＵＴが信号ａ'_ＩＮから確実に隔離されるようにすることによって、実負荷引き出し回路１０１の安定動作を得ることができる。しかしながら、図１のシステムは、基本的な周波数と高調波周波数の反射係数Γ_Ｌの設定が繰り返し作業であるのであり、欠点を被る。負荷引き出し回路によって生成された信号ａ_ＯＵＴは、信号ａ'_ＩＮに依存していて信号ｂ_ＯＵＴから独立しているので、異なる信号の一続き、例えばパワー飽和をもたらしてＤＵＴ１０６の性能における何らかの変化も負荷引き出し回路１０１によって生成された反射係数Γの変化をもたらす。これで反射係数Γの設定は、ＤＵＴ１０６の未知の挙動に依存するようになり、各電力レベルで一体の反射係数を保つために移相器１０３と可変減衰器１０４（たとえば、試行錯誤またはランダム探索によって）の設定の絶え間ない復帰を必要とする。移相器１０３と可変減衰器１０４の設定を調整する必要性から自動化の為に不適切なフィードフォワード構成である。

それは、フィードバック負荷引き出し回路を用いるために提案され、提案された回路はフィードフォワードアーキテクチャの上記の不都合を被らないかもしれないが、そのようなフィードバック負荷引き出し回路の不安定動作に関連している問題が存在することから実使用の提案が妨げられた。そのような不安定性は統一されるフィードバック回路の入出力から生じ、その結果、事実上、それらの間にアイソレーションを全く有しない。それは、フィードバック負荷引き出し回路にフィルタを挿入するために提案され、その結果、ほとんどの周波数で回路の出力から入力を分離する。しかしながら、フィルタの作動上の周波数には、まだ負荷引き出し回路の入出力間におけるどんな有効な分離手段もなく、その結果、制御不可能なパワー強化をもたらすことができ、僅かに用いたＤＵＴの応答のどんな測定値も信号発振に通じることになる。

こうして本発明は、高周波入力信号に電子デバイスの挙動を分析するための改良された分析器と方法、および高周波デバイスを設計して製造する改良方法を提供しようとするものである。

本発明は高周波回路アナライザおよびこのアナライザを含む回路の性能を向上させる方法にかかるものである。
本発明のアナライザは、分析される上記電子デバイスの作動中に接続可能な実負荷引き出し回路と、この実負荷引き出し回路は、フィードバック回路を有し、分析されるためにデバイスから出力信号を受け取り、この出力信号を変更し、そして分析されるために変更された上記信号を前記電子デバイスに提供して戻し、前記フィードバック回路は、周波数範囲内のすべての周波数で振幅ゲインを制限することを特徴とする。

デバイスからの出力信号は、デバイスのポート(例えば、入力ポートまたは出力ポート)から受け取ることができる。
デバイスのポートから分析されるべきデバイスからの出力信号を受け取ることができる。アナライザを使用している間、デバイスのそのようなポートに高周波信号が与えられる。作動中のデバイスまたは回路の設計改良を試みるとき、実負荷引き出し回路をかなり利用できる。そのような改良をすることを可能にするため、反射係数が約１であるとき、デバイスが所定の条件下で作動しているとき測定ができる利点がある。反射係数は、同じ周波数（またはＤＵＴに向かって進行する電波）においてＤＵＴ（または電波がＤＵＴから変化して）から作り出されるある周波数における出力信号対反射信号の比に等しい。ＤＵＴのポートで作り出される信号が電波であるので、しばしば多くの周波数からなり、一般に反射係数は異なる周波数において異なる。本発明によればシステムが不安定にならなければ反射係数が１に非常に近いときでも測定可能である。周波数範囲の中の全ての周波数でフィードバック回路の強度ゲインが制限されなければ、アナライザ（ＤＵＴに接続される）は、潜在的なシステムの「閉鎖」および／またはシステムの不安定性に導かれながら周波数範囲内のある周波数でポジティブフィードバックループ（その周波数における回路の電力利得が１以上であるようなところ）を形成することがある。その結果、回路（すなわち周波数範囲外の周波数で振幅ゲインがゼロまたはおおよそゼロに制限する）のバンド幅を変更する（例えば、減少する）および／またはバンドにおける性能を制御することによって（周波数範囲内の周波数で）事実上、実負荷引き出し回路のゲインを制限しながら振幅ゲインを制限するフィードバック回路の機能と見なすことができる。

本発明に到る際に、実負荷引き出しのフィードバック回路の不安定性に関連する問題が周波数の比較的狭いバンド上のゲインの不意に高い変化のためであると認められた。以前、それはフィードバック負荷引き出し回路でバンドフィルタ（ＹＩＧフィルタなど）を用いるために提案された。そのようなフィルタが用いられるのは、限られた程度で本発明が減少しようとするか、または避けようとするシステムの不安定性を緩和する。そのようなバンドフィルタには、通常１０%台のバンド幅があった。したがってフィルタのバンド幅に亘る周波数は、ポジティブフィードバックループを形成する。このバンド幅上で実負荷引き出し回路の中に使われた増幅器は、位相と振幅の比較的大きな変化をもつことで１０％のバンド幅にわたってフィードバックループの異なる電力利得をもたらすことができる。したがって、一般にそのような回路は、ポジティブフィードバックループとその結果、負荷引き出しの発振を発生させる傾向がある。そのような回路がＹＩＧフィルタの幅の中の与えられた周波数における反射係数Γ_Ｌが約［１］（１０Ｗでしばしば大電力素子の適切な特性化に必要であるかまたはより優れる）であるとき、デバイスの振る舞いの分析に用いられるとき、この問題はますます顕著になる。そのような場合、反射係数Γ_Ｌ（=ａ_ＯＵＴ／ｂ_ＯＵＴ）≒［１］なので負荷引き出しはＤＵＴによって反射係数がまさしく［１］以下に設定される最初の周波数で発生した信号ｂ_ＯＵＴより少ない信号ａ_ＯＵＴを発生させる。したがって、負荷引き出しは、主要な周波数でおおよそ［１］の信号利得を示す。しかしながら、また最初の周波数の近くの他の周波数におけるフィードバック負荷引き出し回路のゲインは、フィルタのバンド幅のためおおよそ［１］である。それは、反射係数が［１］より大きいのは最初の周波数の近くの周波数において、増幅器のゲイン、または位相応答における変化がありこの他の周波数で発振をもたらすことがある。

したがって、バンドフィルタのような使い方は、低反射係数（例えば、［１］よりかなり小さい）でシステムの不安定性の効果を緩和できるが、反射係数が［１］の近くにあるとき測定をすると、しばしばシステムに不安定性があらわれ、そのようなソリューションへの応用を制限した。それは本発明がなされる前にそのようなシステムが比較的小さな帯域幅に亘ってゲインの大きな変化を呈し、作動の帯域幅内と同様に帯域幅外（または、バンドフィルタの帯域幅）における負荷引き出しゲインのコントロールを必要とする。

その上、反射係数が［１］未満であるのにもかかわらずデバイス自身が最初の周波数で発振することがあるかもしれず、その結果、主としてデバイスおよび／またはアナライザに存在的にダメージ（ことによると破壊）を与える。フィルタの備えでもそのようなまさに最初の周波数と等しい周波数でのパワー強化を避けることができず、したがってそのようなフィルタは通過する最初の周波数で信号を許容しなければならないだろう（最初の周波数における対象となる周波数においてデバイスからの信号が発生して、モニターされるために）。しかしながら、バンド内におけるゲインを制限することによって、例えば、フィードバック回路ゲインの振幅および／または位相のコントロールを導入することによって前述の問題を避けることができる。

また、本発明は実負荷引き出し回路の部品が一定のゲインをもつ必要はなく、比較的狭い帯域幅に亘ってだけ対象となる周波数範囲の中のゲインが事実上制限されるので、実負荷引き出し回路を含むアナライザの設備を可能にする利点がある。したがって、実負荷引き出し回路で使用されるコンポーネントは、理想または理想に近い特性を持つよう適切に作用する。事実、別の方法で必要となるコストでは、用いられるコンポーネントが実質的に安いかもしれないものの、その結果、総合性能に大した影響を与えることなくコストが削減できる。

したがって本発明は、高周波電力電子デバイスの分析が、より信頼性できるように構成および／またはこれまでより費用対効果にすぐれた方法で作用するアナライザを提供する。
実負荷引き出し回路は、フィードバック回路にもかかわらず、他のどんなコンポーネントからもなることができない。しかしながら、あるいはまた実負荷引き出し回路は、フィードバック回路のフィードバック効果にかなり貢献しない他のコンポーネントを含むことができる。

アナライザは、周波数範囲内の一つ以上の周波数におけるフィードバック回路の振幅ゲインを調整することができる。
アナライザは、周波数範囲内の一つ以上の周波数におけるフィードバック回路で作用する位相変化を調整することができる。
フィードバック回路は、周波数範囲内のすべての周波数でフィードバック回路で作用した位相変化を制限することができる。たとえば、フィードバック回路で作用するフィードバック回路および／または回路発振における積極的なフィードバックの危険を最小とする位相変化を制限するためにフィードバック回路を設けることができる。例えば、一般にそのような望ましくない結果を引き起こす位相変化は、［１８０］度の整数倍、例えば［０］度または［３６０］度などである。

本発明の関連する側面によれば、周波数範囲の中の高周波入力信号への電子デバイスの応答を測定するためのアナライザを提供し、このアナライザは、以下を含む。
分析される上記電子デバイスの作動中に接続可能な実負荷引き出し回路と、この実負荷引き出し回路は、フィードバック回路を有し、（ｉ）分析されるためにデバイスから出力信号を受け取り、（ｉｉ）この出力信号を変更し、そして（ｉｉｉ）分析されるために変更された上記信号を前記電子デバイスに提供して戻し、そしてそこではフィードバック回路が周波数範囲の中でのすべてのフィードバック回路のゲインの大きさおよび／または位相を制御するために設けられる
本発明の特に有利な特徴は、アナライザ（そして、実負荷引き出し回路）によって、ある一定の帯域幅（周波数範囲）の周波数でフィードバックの大きさと位相を制御する機能を有することである。この特徴は、実負荷引き出し回路が実際の情報通信システムに使用されるものと等しい周波数と電力の信号と関連して利用されることを可能にし、通常、信号が接近して仕切られた周波数からなるフィルタでは周波数を分離できなかった（アクティブロード回路の中のＹＩＧフィルタについて先行技術で提案した）。

アナライザは、それぞれの周波数および／または帯域幅に都合良いインピーダンスの値を設定することができる。分析される作動中のデバイスに予め負荷をセットしたフィードバック回路によって得ることができる。それぞれの複数の周波数および／または帯域幅でインピーダンスを制御できるようにアナライザを配設することができる。それは、例えばデバイスに取り付けられた複数の負荷引き出し回路の作動中にできる。アナライザは、周波数範囲外の周波数における測定をすることができる。アナライザは、電子デバイスに与えられる高周波入力信号の応答の周波数の複数の離散的な範囲の周波数において測定できることが望ましい。実負荷引き出し回路またはアナライザは、それぞれ複数の離散的な範囲の周波数に関連している別々のフィードバック回路を含むことができる。または望ましくは各フィードバック回路は、フィードバック回路が関連している周波数範囲の中でのすべての周波数でフィードバック回路の振幅ゲインを制限するために配置される。周波数範囲または少なくとも離散的な範囲の周波数の一つは、入力信号の周波数をカバーできる。例えば、周波数範囲または少なくとも離散的な範囲の周波数の一つが、分析されるためにデバイスに作動中に適用された入力信号の周波数で実質的にセンタであることができる。

周波数の離散的な範囲は、それぞれ入力信号の基本波の倍数の周波数をカバーできる。周波数の離散的な範囲は、入力信号の基本波の倍数である周波数のそれぞれで実質的にセンタであることができる。それは、入力信号の基本波の倍数に対応する周波数が入力信号の基本周波数の高調波を含むことから理解できる。
アナライザが複数の周波数の離散的な範囲の周波数上で測定するために用いられるとき、周波数範囲は周波数の複数の離散的なバンドを含んでいると考えることができる。そのような離散的なバンドは、周波数範囲のサブレンジであると見なすことができる。

また、周波数範囲外で信号を変更するためにフィードバック回路を配置できる。たとえば、周波数範囲外のある周波数でフィードバック回路の振幅ゲインを制限するためにフィードバック回路を配置できる。またフィードバック回路は、周波数範囲外のある周波数で作用する位相変化を制限する目的でフィーバック回路を設けることができる。周波数範囲外におけるそのような変更は、必ず制御可能でなければならないということではない。

フィードバック回路は、所定範囲内の周波数をカバーする帯域を有するバンドフィルタとして機能する。フィードバック回路は、１０ＭＨｚ以上の帯域幅を有するバンドフィルタとして機能する。例えば、フィードバック回路は、ハイパスフィルタを含むことができる。例えば、フィードバック回路は、ローパスフィルタ含むことができる。例えば、フィードバック回路は、バンドフィルタを含むことができる。ここに一つ以上のフィードバック回路があるところで各フィードバック回路は、本明細書で「フィードバック回路」と称する。

アナライザは、デバイスに信号を与え戻す前にフィードバック回路またはフィードバック回路からの信号をフィルタリングするために設けられた所定の範囲の中で周波数をカバーする帯域幅を有するバンドフィルタ回路である高周波帯域フィルタ回路を含むことができる。フィードバック回路は、ナローバンドフィルタ回路、またはそれと同等に機能する回路を含むことができる。例えば、前記ナローバンドフィルタ回路は、例えば単にナローバンドフィルタ回路であっても、例えばフィードバック回路の一部を形成してもかまわない。フィードバック回路のゲインは、１％の異なる第一から第二の周波数の間で、５％以上のフィードバック回路の変化がとれる。前記のナローバンドフィルタ回路は、ハンド幅の中心のおける周波数の０.１％未満のバンド幅を有することができる。上述のようにそのバンド幅のカットオフ周波数は、第一と第二の周波数の間にあってもよい。前記ナローバンドフィルタ回路は、前記ナローバンドフィルタ回路の帯域幅の中の周波数の点にフィードバック回路と前記ナローバンドフィルタ回路を含む回路におけるゲインの最大変化が２０％満である帯域幅を有することができる。

デバイスに与えられた作動中の信号は、５００ＭＨｚ以上の基本周波数を含むことが望ましい。アナライザは、例えば、基本周波数として５００ＭＨｚ〜５０ＧＨｚまたはそれ以上の高周波信号を条件として高周波デバイスを分析することがより適切である。もちろんアナライザは、この範囲外に周波数を持つ信号でも動作できる。
アナライザは、例えば電力レベルが１Ｗを超える高電力信号にかけられると都合が良く、特に電力レベルが１０Ｗを超えると好都合である。デバイスは、高電力トランジスタでよい。デバイスは、例えばテレコミュニケーション基地局の回路を増幅する高電力で用いるのに適したデバイスでよい。

以上のようにフィードバック回路は、例えば１０ＭＨｚ以上の帯域を持つ（例えばバンドフィルタなどの適切なフィルタを含むフィードバック回路による）バンドフィルタとして作動できる。このフィードバック回路は、バンドフィルタを含む必要はない。そのような場合（フィードバック回路がフィルタ機能を実行するが従来のバンドフィルタは含まれない）、ナローバンドフィルタ回路を含んだ回路と見なせることが理解できる。フィードバック回路は、このように設けることができるので２０ＭＨｚ以上の帯域幅を持つバンドフィルタとして機能する。

有効帯域幅を増加させるのはアナライザによって分析されるデバイスの情報量を増加させることが確かめられる。ナローバンドフィルタを有している場合、１０ＭＨｚ（ＧＨｚオーダの周波数）以下のバンド幅を有しないことで、ポジティブフィードバックと回路発振が関連する問題を減少させることができるものの、アナライザでの分析に関して確認できる情報を犠牲にする。狭すぎる帯域に亘るフィルタリングは、対象となる周波数を切り取ることになる。これらの損失にもかかわらず、ある特定の状況下では大変狭い帯域幅を有するナローバンドフィルタが有利となる（例えば、測定値の雑音を減少させる必要がある場合）。ナローバンドフィルタの帯域は、１ＭＨｚ未満の帯域幅で調整可能である。例えば、帯域幅のセンタの周波数が１.８ＧＨｚであるなら、帯域幅は、５００ｋＨｚのオーダでもよく、２００Ｈｚオーダでありさえしてもよい。そのようなナローバンドフィルタを設けるのは、フィードバック回路のゲインが周波数に対して大きく異なる場合で役立つかもしれない。

例えば、フィードバック回路のゲインは、１５ＭＨｚの帯域幅に亘って１０％変化させることができる。ゲインは、したがって比較的狭い帯域幅に亘って一定でないが、許容限度内にある。正常動作条件の間、かくのごときアナライザを設けることができるのでフィードバック回路のゲインの最大変化は、１％未満、より望ましくは０.１％未満である。ナローバンドフィルタ回路の帯域幅は、例えば帯域幅のセンタである周波数の０.０５％未満であってもよいし、例えばバンド幅のセンタにおける周波数の０.０１％のオーダであってもよい。バンドパスフィルタ回路の帯域幅は、例えば帯域幅のセンタ周波数の０.０５と１０％の間で可変できることが望ましい。

望ましくは、フィードバック制御の周波数応答は、制御可能であり予め選択することができる。前記のようにナローバンドフィルタ回路は、実負荷引き出し回路のどのような部位も構成できるが、それは必ずフィードバック回路の部位を構成するというわけではない。例えば、分析されるべきデバイスからの信号は、フィードバック回路による変更前後にナローバンドフィルタ回路に通すことができる。

フィードバック回路は、ヘテロダインフィルタ環状回路を含むことができる。望ましくは、ヘテロダインフィルタ環状回路は、望ましくは可変帯域幅の第一のミキサ、第二のミキサおよび信号変換ユニットを備える。そのヘテロダイン法フィルタ環状回路は、メリットが大きくなるように設けられているので、作動中に、それは信号と共に予め選択された周波数を有しながら、第一のミキサが入力を受け取り、そして第一のミキサからの出力信号は、信号変換ユニットを介して第二のミキサへ送出し、そしてそれはヘテロダインフィルタ環状回路の出力信号を送出するために予め選択された周波数と等しい周波数を有する信号に結合される。信号変換ユニットは、第一のミキサから入力信号を受け取って、第二のミキサに出力信号を送るべく設けられる。信号変換ユニットは、プロセッサ信号を含むことができる。信号変換ユニットは、アナログ−ディジタル変換器を通して、第一のミキサからアナログ信号を受け取り、ディジタル−アナログ変換器を通して第二のミキサに出力信号を送出するためのディジタル信号処理装置を含んでもよい。

望ましくは、第一および第二のミキサによって受け取られる予め選択された周波数の信号は、単一の信号発生器によって作り出される。予め選択された周波数を有する信号は、可変信号発振器によって都合良く生成される。信号変換ユニットは、作動でき、望ましくは可変帯域幅を備えて構成されるバンドフィルタで構成される。ヘテロダインフィルタ環状回路は、効果的に入力信号を下側の周波数にダウンコンバートし、その下側の周波数においてフィルタリングし、そしてフィルタリングされた信号を高い周波数にアップコンバートし、その結果ヘテロダインフィルタ環状回路の帯域幅が下側の周波数において実質的にフィルタリンクの帯域幅と等しくなる。それが分かる場合、ミキサがどのような適切なコンポーネントの構成でもあってもよいということであり、それは、異なった周波数で二つの信号で与えられると入力信号の周波数の差分と等しい周波数を含む信号を出力するコンポーネントである（望ましくは、正常動作条件下の出力周波数でほとんど非線形動作のない）。

フィードバック回路は、予め前選択することが可能な量によって分析されるデバイスからの信号を作動中に変更できるシグナルプロセッサを備えることが望ましい。シグナルプロセッサは、所定の構成にあるか、またはその構成の一部を変更できる信号変換ユニットでよい。例えばシグナルプロセッサが、前述のようにヘテロダインフィルタ環状回路の信号変換ユニットの形式であってもよい。信号変換ユニットは、アナログ信号を変更するユニットでもよい。信号変換ユニットは、ディジタル信号を変更するユニットでもよい。信号変換ユニット（または、シグナルプロセッサ）は、受信および／または送信してコンバータに都合良く与えられるこれらのディジタル信号（アナログ−ディジタル変換器またはディジタル−アナログ変換器のどちらかまたは両方）をアレンジする。望ましくはシグナルプロセッサは、デバイスからの信号が修正変更できるように調整可能である。シグナルプロセッサは、例えばデバイスからの信号の修正を予めプログラムすることができるようにプログラム可能である。

シグナルプロセッサは、可変振幅変更回路の構成であってもよい。シグナルプロセッサは、予め選択した量によって分析されるデバイスからの信号の位相を作動中に変更できる可変位相変更回路の構成でよい。望ましくは、シグナルプロセッサは、位相と信号の大きさの両方を変更できる。
以下、本発明について説明した実施例では、信号を変更するユニットは、アナログ−ディジタルコンバータを通して、第一のミキサからアナログ信号を受け取って、ディジタル−アナログコンバータを通して第二のミキサに出力信号を送るために設けられるディジタルシグナルプロセッサを備える。そのよう場合は、ディジタルシグナルプロセッサがコンピュータの形式にあるか、またはコンピュータの制御の下で操作されるのが好ましい。この実施例では、アナライザがナローバンドフィルタを有していて、アナログ−ディジタルコンバータは、８ビットのサンプリング回路であり、ナローバンドフィルタの帯域幅のセンタにおける周波数の少なくとも４倍の速度で入力されるアナログ信号を抽出する。ディジタルシグナルプロセッサと、ことによるとアナログ−ディジタルコンバータおよび／またはディジタル−アナログコンバータは、大変好都合に配置されているので、ディジタル−アナログコンバータによって出力されたアナログ信号は、当然のこと帯域幅の外でアナログ−ディジタルコンバータで受け取った信号の要素を除くために使用されてフィルタにかけられるということであり、その結果、バンドフィルタの機能をする。

特にディジタルシグナルプロセッサの構成にあるとき、アナライザと特に実負荷引き出し回路の部品の非理想的な挙動を補うためのプロセッサ信号を設けることができる。例えば、ヘテロダインフィルタ環状回路を提供するとき、ミキサの非線形動作を補償するために（任意のディジタル）シグナルプロセッサを設けることができる。ディジタルシグナルプロセッサのそのような使い方は、ミキサあるいはその他のコンポーネント、容認できない非線形動作や、むしろ良質のコンポーネントおよび、より高価なコンポーネントに置き換えることに関連して生じる問題に、それほど高価でない解決法を提供できるであろう。（オプションでディジタル）シグナルプロセッサは、また、信号漏洩に関連している問題を補償するため、例えば予め選択された周波数を有する信号を与える信号発生器を設けることができる。そのような信号漏洩を妨げるために用意されたさらなるフィルタを用いることによってさらに信号漏洩を減少させることができる。

シグナルプロセッサは、バンド内とバンド外の信号変換のため都合良く設けられる。例えばシグナルプロセッサは、バンド外の信号を無視してポジティブフィードバックの可能性を低減するべく、前記のバンド内での信号の大きさおよび／または位相を制御するため設けられる（負荷引き出し回路中の信号発振を避ける目的を有する）。
フィードバック回路は、予め選択することのできる量によって分析されるデバイスからの信号の振幅を作動中に変更可能な回路を備えることを特徴とする。可変振幅変更回路は、例えば可変増幅器を有することができる。可変振幅変更回路は、可変増幅器と固定増幅器を有することができる。増幅変更回路は、信号の量またはコンポーネントのそれらによって分析されるデバイスからの信号の増幅度を作動中に変えることができる。

フィードバック回路は、予め選択された量によって分析されるデバイスからの信号の位相を作動中に変更することができる可変位相変更回路を備えることを特徴とする。例えば信号モジュレータは、少なくとも位相変更回路の一部を形成することができる。その可変位相変更回路は、作動中に信号の周波数またはコンポーネントのそれらの量によって分析されたデバイスからの信号の位相変更することができる。

上述した（オプションでディジタル）シグナルプロセッサ（例えばヘテロダインフィルタ環状回路）は、少なくとも可変振幅変更回路および／または少なくとも可変位相変更回路の一部を構成することができる。
（オプションでディジタル）シグナルプロセッサは、作動中に作動するフィルタ回路、振幅変更回路および位相変更回路を備えることを特徴とする。ディジタルシグナルプロセッサは、その信号のＩＱ値を処理しながら振幅および位相変更回路の機能を提供する。

シグナルプロセッサは、信号のＩ値およびＱ値のそれぞれを代表している信号を処理する。フィードバック回路は、ＩＱモジュレータおよびＩＱデモジュレータを備えることができる。前述したように例えば、シグナルプロセッサは、ＩＱデモジュレータから信号を受信して、ＩＱモジュレータに信号を送ることができる。ディジタルシグナルプロセッサは、例えばＩＱ信号を処理する振幅と位相変更回路の両方の機能を実行できる。ＩＱモジュレータおよび／またはデモジュレータは、コンピュータの制御下におかれる。ＩＱデモジュレータは、入力信号として所定の周波数における増幅度、位相を受け取って二つの出力信号を生成する、一つはＩ値に関し、他方はＱ値に関し、それらＩ値、Ｑ値は振幅および位相に対応する矩形のプロットポイントを代表している。ＩＱモジュレータは、二つの入力信号を受けるＩＱモジュレータを設けることができ、一つはＩ値に関し、そして他方はＱ値に関し、そのＩ値およびＱ値は、矩形プロットの代表的な値であり所定の周波数において生成される出力信号の振幅および位相に対応し、Ｉ値およびＱ値に対応する振幅および位相を有する。

ＩＱモジュレータおよびＩＱデモジュレータは、複数の周波数成分からなる信号を変調、復調する。ＩＱモジュレータおよびＩＱデモジュレータは、一つまたはより多くの信号ミキサを含むことができる。
フィードバック回路は、例えばミキサまたはＩＱデモジュレータを有し、シグナルプロセッサが処理できる信号に高周波数信号を変換する。このような場合、フィードバック回路は、例えば、ミキサまたはＩＱモジュレータを備え、シグナルプロセッサによって処理された信号を高周波出力信号に変換して戻している。

フィードバック回路は、例えば高周波入力信号をダウンコンバートして低い周波数の信号に変換し、次にアップコンバートして高周波出力信号に変換する。したがって、フィードバック回路は、デバイスが分析されるために提供して戻される信号の周波数とかなり異なった周波数で作動できる。
実負荷引き出し回路は、フィードバック回路が制御している周波数とかなり異なる周波数で出力信号を作動中に作成できる。分析されるべき実負荷引き出し回路がお互いに影響を及ぼすことができる周波数が全くない、あるいはデバイスがアクティブな負荷牽引力の回路によって分析されるために提供して戻される信号において周波数と同じであるか同様の周波数などのようなものであれは、分析されるべきデバイスと実負荷引き出し回路の間の発振は効果的に有効に減少または除去できる（通常、高周波信号、例えば１.８ＧＨｚ台）。しかしながら実負荷引き出し回路のすべての内部発振は、単に周波数が変化し、ダウンコンバートされる（通常、比較的低い周波数の信号である例えば２０ｋＨｚのオーダ）。通常２０ｋＨｚではどのような発振も非常に起こりにくく、その結果、単に１.８ＧＨｚで分析されるべきデバイスのインピーダンスのどのような変化も観測することができる。その結果、実負荷引き出しが信号を変更している周波数からフィードバック信号を作成する周波数の分離は、安定性をもたらし、対象となるすべての周波数のける内部回路発振とポジティブフィードバックの危険を大いに減少させる。そのような利点は、独立しているアプリケーションを有することができ、そしてそのようなものとして本発明はさらに測定周波数内の周波数で測定するためのアナライザに高周波入力信号への電子デバイスの応答を与え、分析されるためにデバイスの作動中に接続可能な負荷引き出し回路を含むアナライザであって、その負荷引き出し回路は、アレンジされた信号変換回路を備え、（ｉ）変更されるために受信される信号、（ｉｉ）低周波信号にダウンコンバートされる受信された信号、変換された低周波信号を高周波信号にアップコンバートし、そして（ｉｉｉ）分析されるために変換された信号をデバイスに与える。そのような構成は、望ましくないポジティブフィードバックまたは信号発振の危険を減少させることができる。本発明のこの側面は、もちろん本明細書に記載された発明の他の側面の特徴を含むことができる。例えば、信号変換回路によって受信された信号が分析されるためにデバイスから生成されるものであるように負荷引き出し回路がフィードバック回路の構成であってもよい。信号のダウンコンバージョンは、変更された上記のＩ値およびＱ信号を得ることができる。

望ましくはアナライザは、分析されるための入力信号をデバイスに送出するために設けられた信号発生器を含む。望ましくは、信号発生器は、例えば少なくとも１ＧＨｚの高周波信号を作り出すことができる。望ましくは、信号発生器は、例えば最大５０ＧＨｚの高周波信号を作り出すことができる。信号発生器によって生成された信号の各コンポーネントの周波数は予め選択可能であることを特徴とする。

アナライザは、望ましくは分析されるためにデバイスに与えられた信号に対して起こる測定負荷のための信号測定装置を備える。例えば信号測定装置がベクトルネットワークアナライザまたは超短波電波変移アナライザの構造でもよい。アナライザは、制御のためのコンピュータおよび／または自動化工程を備える。望ましくはコンピュータが実質的にアナライザの電子デバイスが予め選択可能なパラメータのすべてを作動中に設定できるようにプログラムされる。望ましくは単一のコンピュータは、アナライザの稼働中およびアナライザの稼働中に測定によって生じるデータの記録機能を備える。

上記は、第一および第二のミキサ、それとバンドフィルタ回路として機能するディジタルシグナルプロセッサを含むヘテロダインフィルタ環状回路を参照する。そのようなフィルタ環状回路は、本発明による信号を変換する機能以外の出願を有することができる。その結果、本発明は、第一のミキサを含むフィルタ回路と信号変換ユニットを提供する。
過程を制御し、フィルタ回路は、作動中、回路が受信した第一のミキサからの第一の入力信号と一緒にフィルタ回路の一部によって生成された第二の信号、第一のミキサで混合されたて異なる周波数の第三の信号の生成するコンポーネントを有し、この異なる周波数は第一の信号と第二の信号の周波数の差に等しく、そして第三の信号は信号変換ユニットによって実質的に変換されて、異なる周波数を含む周波数のバンド外に移される。

その結果、信号変換ユニットによって変換された出力信号は、第二のミキサによって受信され、フィルタ回路の一部によって作り出されて入力信号の特性を保持するフィルタ出力信号を生成する第四の信号に結合されることを特徴とする。フィルタ回路は、高周波信号を受け取って出力するために設けられて、フィルタ回路の部位によって作り出され、入力信号の特性を保有するフィルタ出力信号を作り出す第四の信号に結合されることを特徴とする。望ましくは第二の信号の周波数は、実質的に第四の信号の周波数と等しい。望ましくは第二の信号と第四の信号の大きさの相違点は、実質的に一定であり例えばゼロでもよい（または少なくても取るに足りない）。望ましくは、第二の信号の位相は、第四の信号の位相に等しい。第二および第四の信号は、フィルタ回路の同じ部分によって簡便に生成され、例えばフィルタ回路が可変信号発生器の構成であってもよい。第三信号は、第一の信号の位相と大きさを確かめることができる情報を備えている。例えば、回路の出力信号として保持された特性は、例えば入力された信号の大きさおよび／または位相に関連している。その回路は、与えられた周波数においてコンポーネントが有する信号を受け取るために用いることができ、与えられた位相と大きさを保持し、実質的にコンポーネントおよび同じ位相と大きさを実質的に有する出力信号を備える。フィルタ回路は、ごく狭い帯域の高周波遮断フィルタであり、通過帯域がバンドのセンタにおける周波数の０.１％未満（より好ましくは０.０５％未満）の幅を有し、望ましくは周波数が５００ＭＨｚ以上である。フィルタのバンド幅は、第一の信号の受信に適応するべく可変してもよい。

本発明は、本明細書に記載される本発明のアナライザの実負荷引き出し回路としての使用に適した実負荷引き出し回路を提供する。たとえば実負荷引き出し回路は、分析されるべくデバイスからの出力信号を受け取るために設けられたフィードバック回路を含み、信号を変換および分析されるために変更された信号をデバイスに提供して戻し、フィードバック回路が周波数範囲の中ですべての周波数でフィードバック回路の振幅ゲインを制限するべく設けられる。また実負荷引き出し回路は、本明細書に記載されるように本発明のアナライザの実負荷引き出し回路の特徴のいずれも含むことができる。

また本発明は、高周波入力信号への電子デバイスの応答と以下のステップを含む測定する方法を提供する。
分析されるために電子デバイス提供し、
高周波信号をデバイスに与え、そして、
デバイスから出力信号を変換して、次に変換された信号をデバイスに与え戻して、その結果、フィードバックループを形成し、そして、
周波数範囲の中の複数の周波数でデバイスに与えられた信号に対するデバイスの応答を測定し、
そこでは、フィードバックループの振幅ゲインは、所定周波数範囲内の周波数で制限される。

この方法は、デバイスからの出力信号が変換される方法を予め選択するステップを含むことができる。例えば、この方法は、制御ユニット、マイクロプロセッサまたは同様なものをプログラムするステップを含むことができる。デバイスからの出力信号は、異なる周波数で異なった方法で変換される。出力信号の変換は、その信号の位相および／または振幅の変換することを伴うことができる。フィードバックループによる位相変化は、周波数範囲内のある周波数で制限される場合がある。その方法は、デバイスから出力信号に予め選択されたゲインの大きさを適用することができる。その方法は、デバイスからの出力信号に予め選択された位相変化を適用することができる。

デバイスに与えられた信号に対するデバイスの応答の測定は、一つの周波数の範囲内において多数の周波数で行うことができる。複数の離散的な周波数範囲のどれかの中でデバイスに印加された信号に対するデバイスの応答を測定することができる。周波数の範囲は、デバイスとその高調波として与えられる信号の基本的な周波数にそれぞれ対応できる。または、それぞれの離散的な周波数範囲は、デバイスに与えられた信号の基本的な周波数の高調波である周波数の中心にとることができる。その結果、負荷引き出し方法は、２倍またはそれ以上の高調波負荷引き出し法の構成であってもよい。複数の離散的な周波数範囲内における周波数のフィードバックループの振幅ゲインを制限することができる。

デバイスから出力信号を変換するステップは、周波数範囲の中の周波数をカバーしながら周波数バンドの外の周波数を有する信号を無視することができる。デバイスから出力信号を変換するステップには、複数の離散的なサブレンジの周波数の中の周波数を有するすべての信号を無視することができる。周波数のサブレンジは、周波数範囲を定義する上下の周波数の間の周波数をカバーできる。

その方法は、周波数範囲内の周波数におけるフィードバックループのゲインが１未満であることに限られることを特徴とする。この方法は、周波数範囲の中で０.５未満、０.８以上の異なるゲインをとることができる。この方法は、対象となる周波数におけるゲインが０.５〜１、あるいは０.８〜１の間で上記のように行うことができる。
望ましくは、デバイスの適用される信号の基本周波数は、１ＧＨｚ以上である。その基本周波数は、５００ＭＨｚ〜５０ＧＨｚである。

この方法は、デバイスからの複数の出力信号の異なる変換で繰り返しされて実行されることを特徴とする。例えばその方法は、デバイスに与えられた複数の異なる入力信号で繰り返されおよび実行されることを特徴とする。デバイスに与えられる異なる入力信号は、異なる周波数および／または異なる負荷条件の下にあってもよい。この方法は、例えばデバイスで異なる負荷をシミュレートするために実行できる。この方法は、例えばデバイスに適用された異なったインピーダンスをシミュレートするために実行できる。負荷およびインピーダンスは、デバイスに与えられた信号と対応するデバイスから応答信号との相違点によってシミュレートすることができる。勿論、デバイスの少なくとも一つのポートが実負荷引き出しにかけられる。

その方法のそれぞれ別々の性能の信号になされた変更は、ＩＱプレーンを通した信号の系統的なトレースからなる。その変更は、Ｉ値の異なる変更の多様性それぞれのＱ値の異なる変更の多様性を含んでなされる。例えば、その変更は、少なくともＩ値の［１０］の異なる変更、少なくともＱ値の［１０］の異なる変更を含むことができる。
望ましくは入力信号は、少なくとも１ワットと、より望ましくは１０ワット以上の高電力入力信号である。その方法は、繰り返されデバイスに適用された複数の異なる入力信号で実行されることを特徴とする。異なる入力信号は、例えば異なる別々の入力信号の電力の複合でもよい。その入力信号は、例えば異なる別々の周波数の入力信号の複合でもよい。各入力信号においてこの方法は、分析されるデバイスからの出力信号の異なる変更の複合関連で望ましく繰り返されて実行される。例えば、各入力信号のため、事実上、デバイスが提供して戻された信号にされる異なった変更の複合はＩＱプレーンを通して信号のシステマティックなトレースから成ることができる（例えば、上述のように）。

ヘテロダインフィルタ環状回路を含む回路は、出力信号を変更するステップを実行できる。ヘテロダインフィルタ環状回路は、本発明のアナライザの様態のいずれかによるヘテロダインフィルタ環状回路の形式で本明細書に記載されるとおりでよい。
例えば、ヘテロダインフィルタ環状回路は、第一のミキサ、第二のミキサおよび信号変換ユニットを備えることができる。

この方法は、第一のミキサは、第二の周波数を有する信号とともに第一の周波数で入力信号を受け取り、第一の周波数の近傍に前もって選択される第二の周波数と、第一のミキサからの信号変換ユニットに送られる出力と、第一の周波数と第二の周波数の差の周波数に等しい周波数の信号を抽出する信号変換ユニットと、抽出された信号から第二のミキサまで引き出された信号を出力し、そしてヘテロダインフィルタ環状回路の出力信号を生成する第二の周波数と等しい周波数を有する信号に結合することを特徴とする。信号変換ユニットは、本発明のアナライザの様態のいずれかによる信号を変更するユニットの形式において本明細書に記載されるとおりである。例えば、より好ましくは、信号変換ユニットがＩＱ値または同様のものの信号の代表値を特徴とするところのシグナルプロセッサを備えることが望ましい。信号変換ユニットによって抽出された信号が、ＤＣ信号であるように第二の周波数が実質的に第一の周波数と等しくなるよう予め選択することができる。このような場合には、その方法をかくのごとき行うことができるので、直流信号の振幅から第一のミキサで受信された信号の振幅情報を確認することができ、そしてデバイスに適用された信号の位相に関して第四の周波数を有する位相の相対位相を変えることによって第二のミキサからの出力信号の位相に対する第一のミキサで受信された信号の位相をコントロールできる。本明細書に本発明のアナライザを参照して記載されたヘテロダインフィルタ環状回路の他の特徴を本発明の方法の態様に組み入れることができる。

例えば、フィルタ回路の信号変換ユニットは、バンドパスフィルタおよび／または例えばディジタルシグナルプロセッサのようなシグナルプロセッサを有することができる。
シグナルプロセッサは、例えばデバイスからの出力信号の変換をするステップにおける好ましい方法を用いたこと特徴としている。シグナルプロセッサは、バンドフィルタリング機能を備える。シグナルプロセッサは、一つあるいはそれ以上の以下のステップを備える：信号の周波数を変更すること、信号の振幅を変更すること、信号のＩ値および信号のＱ値を変更すること。またシグナルプロセッサは、この方法で使用される他の一つ以上のコンポーネントの非理想的な振る舞いの補償ができる。

本発明は、本発明の関連する様態に応じて提供される（上述したように出力信号を変更するステップに組み入れることができる）フィルタリングの方法および／または５００ＭＨｚ以上の周波数である第一の周波数をもつ入力信号の変更、第一および第二の周波数との差に等しい異なる周波数と、異なる周波数を含むバンド外の周波数に変更された第三の信号を実際上取り除き、バンド幅を有し、それは第一の周波数の０.１％未満とすることができる（望ましくは０.０５％未満）。またこの方法は望ましくは、第四の周波数を有する信号により変更されるとして第三の信号を結合するステップを含み、第四の周波数は、実質的に第二の周波数と等しいことが望ましい。そのような方法は、本発明のどのような様態にも組み入れることができる。

この方法は、望ましくは複数の較正ステップを含んでいる。フィードバックループでデバイスの出力が与えられて戻された信号の変更量と関連して発生する負荷を較正するためにそのようなステップの一つを行うことができる。負荷がフィードバックループで発生させたそのような較正ステップの間、デバイスの出力が提供して戻された信号に与えられた変更と関連して、測定および記録されることを特徴とする。多数の異なる変更は較正の間、そして負荷の測定値が上記の各々の信号の変更に関して記録されて生成されることを特徴とする。その方法のその後の実施のときである、デバイスの出力に予定された負荷を生成するために適切な変換をするように信号を変更するステップのとき好適に可能である。その結果、ユーザまたは制御コンピュータが所望の負荷（実負荷引き出しによって印加される）を選択でき、そのとき、適切な信号変更の自動選択によって較正データを考慮して印加される。例えば、この方法は、較正データがＩＱプレーンにおけるポイントのマトリクスによって表現可能な信号の複合で与えられた負荷に関連することであり、コンピュータが実負荷引き出しによって所望の負荷をかけるように命令されて、コンピュータは所望の負荷を与えてＩ値とＱ値を確かめることを特徴としている。

また本発明は、異なった負荷の複合のために以下のステップを繰り返すことを含む構成方法を提供する：
高周波信号をフィードバックループまたはフィードバック回路の入力として与え、そして、
与えられた高周波信号を変換して負荷を合成するべく変更されたその信号を入力に与え戻して、
周波数範囲内の複数の周波数、入力における変更された信号で計測し、
フィードバックループまたはフィードバック回路によって与えられた信号になされた特定の変更に対応する代表的な負荷について計算して、この信号への変更に対して測定値の結果を電子的に格納し、異なる複数の前記負荷のため上記の各工程を繰り返す。この較正方法は、電子的に格納された測定値の通りに信号を変更するステップの間、適切な変更を選択することによって予め用意された負荷を電子デバイスの出力に適用できるよう実行する。

この方法は、コンピュータの制御の下、少なくとも一部が行われることを特徴とする。
この方法は、本明細書に記載されるように本発明によるアナライザで行うことができる。望ましくは本明細書に記載される本発明のアナライザまたは実負荷引き出し回路が本明細書に記載されるように本発明の方法のいずれかまたはすべてを行うことができるようアレンジされる。

本発明はさらに高周波大電力素子または高周波大電力素子を含む回路の設計を改良する方法として、本発明によるアナライザを使用するか、または本発明の方法を実行することによってデバイスの挙動を分析するステップを含む方法と、そしてデバイスの挙動の分析結果を考慮して、次にデバイスの設計を変更するか、このデバイスを含む回路を変更することを提供する。

本発明は、またさらに高周波大電力素子または高周波大電力素子を含む回路の製造の方法を提供する。それは、上述した方法を行うことによって前記デバイスを含む同様の既存のデバイスまたは既存の回路の設計を改良するステップを含み、次にデバイスを含むデバイスまたは回路を製造する方法を提供する。
本明細書において周波数範囲内のすべての周波数でフィードバック回路の振幅ゲインを制限させる。ゲインの限界点がポジティブフィードバックまたは発振を起こしそうな周波数で能動的に適用されるだけでよい。

このようにして、シグナルプロセッサ、他のコンポーネントまたはデバイスが、振幅ゲインを制限するために能動的に使用される、そのようなコンポーネントまたはデバイスが周波数範囲の中でのある周波数で能動的に振幅ゲインを制限するだけでよい、対向機器（例えばＤＵＴなどのように）および／またはそれが付いているコンポーネントと関連したフィードバック回路の配置の自然な結果として周波数範囲内の他の周波数におけるフィードバック回路の振幅ゲインの限界点を提供する。

本発明の上述した様態のどのような特徴も本発明の他の様態に組み入れることができる。例えば、本発明の方法の特徴への適切な変更で本発明のアナライザを参照して説明した特徴を取りいれることができる。

図２ａは、第一の実施例に従う本発明の実負荷引き出し回路１がＤＵＴ６（テスト中のデバイス）に接続されたフィードバック回路図を示す。例えばＤＵＴは、「ＬＤＭＯＳ」（横拡散金属酸化物シリコン）デバイスなどのトランジスタである。回路１は、シグナルサーキュレータ７および信号を操作する手段、バンドフィルタ８によって図式的に表される手段、信号変換ユニット９を備えた増幅器からなる。

信号変換ユニット９は、信号の位相および大きさが変更されるのを許容し、および回路１によってＤＵＴ６に適用された実負荷引き出しが制御されるのを許容する。ＤＵＴ６からフィードバック回路１に作動中に信号ｂ_ＯＵＴを流入させ、シグナルサーキュレータ７からフィルタ８まで供給されて、信号変換ユニット９へ供給され、増幅器５を介して信号ａ_ＯＵＴとしてサーキュレータ７からＤＵＴ６に信号を増幅して戻す。負荷引き出し回路１によって再生された信号ａ_ＯＵＴは、ＤＵＴ６によって生成された信号ｂ_ＯＵＴに依存し、したがって、信号ｂ_ＯＵＴにおける変化は信号ａ_ＯＵＴに対応する変化を引き起こす（例えば増幅器の飽和は、負荷引き出し回路の部品の特性が変化しなければ実施的に一定のままで残っている）。したがって作動中、それがいったん設定されると、事実上反射係数Γ_Ｌ（ａ_ＯＵＴとｂ_ＯＵＴの比）は、固定されて、ＤＵＴ６のローディングまたはバイアスの変化によって影響を受けることがない。

フィードバック回路１（フィルタ８と変換器９によって図式的に表される）によって実行された信号のフィルタリングと操作はフィードバック負荷引き出しシステムの安定動作を確実にする。負荷引き出しシステムでされた測定は、例えば、高調波周波数における、または基本周波数または与えられた高調波周波数周辺の周波数などの既知の信号のすべてに関連付けてなされる。これら範囲外の周波数は無関係であり無視できる（フィルタリングはバンドフィルタ８によって表される。もちろん他の手段がそのようなフィルタリングステップを実行するかもしれないのが理解されるだろう）。フィルタリングしなければ、他の周波数の信号はシステムの不安定性の原因となることがある。例えば、ＤＵＴ６の反射係数だけで負荷引き出し回路１に入力される信号ｂ_ＯＵＴと回路を出る信号ａ_ＯＵＴの間のアイソレーションを提供するので、ループのゲインが１（すなわち、一つ以上の周波数でポジティブフィードバックループの構成になる）より大きいとすぐに、負荷引き出し部品の帯域幅の中の周波数で発振が起こる可能性がある。高調波周波数で実負荷引き出し回路の可変部品の特性を設定することによって、そのようなポジティブフィードバックループを避けることができ、フィードバックループは、回路のゲインにおける高い変化のための少ない周波数の変化と共に他の周波数でも起きることができる。対象となる周波数範囲の中の信号は、フィルタ８によって無視されないが、バンドにおける信号の操作（例えば範囲の中で与えられた周波数で信号を減衰させること）を実行する信号変換ユニット９によって積極的なフィードバックの原因が防がれる。

図５のグラフに示すように（バンドフィルタ８と変換器９を除いているが、その他の点は図２ａと同じ）ゲインが周波数によってどのように異なるかを見ることができる。１.８ＧＨｚの周波数では、たった１５ＭＨｚの周波数の変化は、約０．８ｄＢ（およそ２０％）のゲイン変化を引き起こす場合がある。したがって、負荷引き出し回路が対象となる周波数においてポジティブフィードバックの状態で作動するなら、他の周波数におけるポジティブフィードバックはバンドフィルタ８と信号変換ユニット９なしで他の周波数のフィードバックループが存在し、それがシステムにおける固有の「雑音」と共に結合されて、即システムを不安定にするだろう。１.８ＧＨｚの周波数では、２００ＫＨｚ（すなわち、０.０１％の帯域幅）の周波数の変化は、利得における０.０５ｄＢ（約１％）の変化を発生させている。とはいえ、増幅器５の実行ゲインは、フィードバック回路１のバンド幅の至る所で一定である必要はないものの、フィルタ８がポジティブフィードバックとなる状況を避けるのに単独で使用されることになっているなら、帯域幅はＤＵＴ６の応答の測定値が影響を受けないくらい極めて狭くならなければならない。

フィルタ８の帯域幅のセンタ周波数は、負荷引き出し回路１が様々な異なった周波数で使用されるのを可能にするため予め選択することができる。したがって、フィルタ８を調整することにより、また増幅器にフィルタのバンド幅よりかなり広い帯域幅を持たせることが可能である。
図２ｂは本発明の第二の実施例による回路図を最初の実施例の概要図に従って示したものである（図２ａ）。回路はＤＵＴ６につなげられたフィードバック実負荷引き出し回路１を含んでいる。回路１は増幅器５と、シグナルサーキュレータ７、周波数帯内と周波数帯外の信号を操作する信号変換手段９とからなる。信号変換手段９はＩＱデモジュレータ３６を有する（それは、シグナルサーキュレータ７から信号を受信する）。

ＩＱデモジュレータ３６からの信号は、ディジタルシグナルプロセッサ３７（ＰＣ、または特に構成されたディジタルシグナルプロセッサの構成でもよい）によって受信される。信号ｂ_ＯＵＴは、作動中にＤＵＴ６によって作られ、シグナルサーキュレータ７を介してＩＱデモジュレータ３６に与えられる。ＩＱデモジュレータは、信号「Ｉ」，「Ｑ」を生成し、それは直交座標における信号の強度と位相を表す。ｘｙプロット直交座標において「Ｉ」値は、ｘ値を表し、「Ｑ」値は、直交座標のｙ値を表す。ＩＱ復調ダウンコンバータ、局部発振源３９からの信号の組み合わせによって、「Ｉ」，「Ｑ」信号をディジタル化してディジタルシグナルプロセッサ３７で処理できるぐらい低い「Ｉ」，「Ｑ」の周波数信号とする。

「Ｉ」，「Ｑ」信号は、非ポジティブフィードバックループが与えられた範囲の中で周波数でまったく原因とならないことを保証するように変更される。ＩＱモジュレータ３８で発生する信号はｂ_ＯＵＴと同じ周波数を持っている（ＩＱモジュレータ３８アップコンバータは、局部発振源３９からの信号への組み合わせによって大きさと位相情報がＩとＱの中に含まれた信号を高周波信号にする）。ＩＱモジュレータ３８によって出力された信号は、増幅器５を通ってＤＵＴ出力に入る。

ディジタルシグナルプロセッサ３７は、事実上、信号をフィルタにかける。入出力の入出力ＩＱ値における変化は「Ｉ、ＩおよびＱ」を示し、そして、Ｑはｂ_ＯＵＴとａ_ＯＵＴの相違信号を生成し、その結果、反射係数Γ＝ａ_ＯＵＴ／ｂ_ＯＵＴの制御を容易にする。
信号ｂ_ＯＵＴに含まれた大きさと位相情報を低い周波数に変換し、次に、再プログラム可能なディジタル回路３７によってディジタル化され、次に操作されたこの情報から「Ｉ」,「Ｑ」信号を作り出す。ディジタル回路３７はフィードバック回路１によって実行された「Ｉ」,「Ｑ」信号のフィルタリングの有効帯域幅を変えることができる。信号ｂ_ＯＵＴの周波数内成分よって帯域幅を変えることができる。また、容易に「ＩおよびＩと同様にＱ」と「Ｑ」の間のオフセットを変えることができ、その結果、フィルタリングの帯域幅の中で負荷引き出しの周波数レスポンスを制御する。その結果、帯域幅外および帯域幅内で信号ａ_ＯＵＴと信号ｂ_ＯＵＴの負荷引き出し回路の周波数レスポンスを制御できる。

あるいはまた、図２ａに図式的に示されていたバンドフィルタ８がさらに図３に詳細に示されるヘテロダインフィルタ回路の構成であってもよい。バンドフィルタ８に入る信号は、矢１３ａによって表され、そしてバンドフィルタ８を通過する信号は、矢１３ｂによって表される。フィルタ８は、作動中に二つのミキサ１０ａ，１０ｂに信号を提供する同調可能局部発振器（ＬＯ）１１がこれら従来のバンドパスフィルタ１２の間に挿入されている。

従来のバンドフィルタ（表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）の構成にある）には、１６９.９ＭＨｚから１７０.１ＭＨｚ（すなわち、２００ｋＨｚの帯域幅）の範囲がある。動作中に局部発振器が矢１６で示すようにＤＵＴ６によって発生した（二つの周波数が１７０ＭＨｚ分離されるように）第一の高調波周波数の近く二つの同じ正弦波曲線信号（互に同調した）を作り出すように設定される。例えば、ＤＵＴによって発生した高調波信号の基本周波数が１.８ＧＨｚにあるなら、局部発振器が１.６３ＧＨｚで発振するように設定される。第一のミキサ１０ａは二つの信号をまとめて、この場合１７０ＭＨｚであるミキサ１０ａに入力された二つの信号の周波数の差分と等しい周波数をもつコンポーネントを含む信号を出力する。その結果、ＤＵＴ６から入ってくる信号（矢１３ａ）は、事実上、ダウンコンバートされて矢１４によって示される低い周波数となる。次にダウンコンバートされた信号は、従来のバンドパスフィルタ１２を通り抜けて第二のミキサ１０ｂへ至り（矢１５）、また局部発振器１１からの二つの信号（矢１６）のもう片方が通過する。その結果、フィルタリングされて、元々フィルタに与えられた周波数に等しい信号と、その周波数に近い信号であるが、しかし２００ｋＨｚ以上離れてフィルタリングされた信号（矢の１３ｂ）を出力する。したがって、事実上フィルタ回路８は、１.８ＧＨｚの周波数をセンタとして、２００ＫＨｚの帯域幅を持っている非常に狭いバンドフィルタとして作動する。そのようにパスフィルタ８は、局部発振器１１によって同調可能である。

もちろん、そのような回路がフィルタ回路８の帯域幅外の周波数であり、また対象となる信号を無視するかもしれないとき、図３に示されていたそれらのフィルタ回路が負荷引き出しの測定値が１０％の帯域幅を持っている周波数範囲で変更することであるなら、不当であることが理解される。そのような場合、フィルタ回路の帯域幅を広くすることができ、そして信号変換ユニット９の信号変調能力は、以前は周波数帯の中で信号を変更し、その結果、事実上、帯域幅の上で活発に負荷引き出し回路の周波数レスポンスを平坦にする。

図２ａに図式的に示されていたように信号変換ユニット９が図４に示されているようにコンピュータによって単に制御されるＩＱモジュレータの構成であってもよい。この実施例では、信号変換ユニット９はプログラムされたコンピュータ１７とＩＱモジュレータ１８を含む。ＩＱモジュレータ１８はバンドフィルタ８（図４に図示せず）から信号１９を受信する。

ＩＱモジュレータは、コンピュータ１７によって設定されたＩ値とＱ値に従って流入させる信号の位相と大きさを変えて、その結果、増幅器５（図４の図示せず）に通過される出力信号２０を生成する。コンピュータ１７はＩとＱがＩ−Ｑ平面にわたる結果を付与するために連続して多くを掃引して評価することができる。コンピュータ１７からの信号はＩＱの直流制御可能なＩ，Ｑ入力を流入させる前に、ディジタル−アナログコンバータ（図示せず）のモジュレータ１８によってＤＣ信号に変換される。一方、コンピュータ１７はバンドにおける信号の変換を実行し、そしてフィルタ回路８（図４に図示せず）は、信号のバンド外のフィルタリングを実行する。

ＤＵＴの特性の分析前に実負荷引き出し回路１を較正するのが、最初に必要である。較正の間、ＩＱモジュレータ１８はＩ値とＱ値をステップさせてコンピュータ１７によって処置され、そしてＩＱプレーンの各ポイントでは、実負荷引き出し回路１で発生する負荷が測定基準面Ａで測定され（図２ａ）、ＶＮＡ（ベクトルネットワーク分析器）、例えば、ヒューレット・パッカードｈｐ＿８７５３ＶＮＡと共に参照されたい。また、ＶＮＡは入力信号を生成し、実負荷引き出し回路１に与えられる（事実上、ＶＮＡは図２ａに示されるようにＤＵＴ６を置き換える）。図８に示されるように［１２１×１２１］ポイントのマトリクスの中のＩＱポイントの点で測定をする。この現在の実施例によると、測定がされるポイントは最大０.４の入力信号の大きさに達する。しかしながら増幅器５によって出力された信号が増幅器５のゲインの０.４を超過した大きさを有する。較正の過程は、実行するのに約１０分かかる。測定された負荷のＩ−Ｑプレーンのポイントから、二つの形状プロットが（ｓ−パラメータ）ｓ２１負荷プレーンで発生し、あるプロットには一定のＩ値を表す形状があって（Ｑ値がそれぞれの形状の長さのように変化して）、もう片方のプロットに一定のＱ値を表す形状がある（Ｉ値がそれぞれの形状の長さのように変化する）。その結果、どのような所望の負荷／インピーダンスもＩ，Ｑが適切に評価される設定によって生成された形状プロットの区域内に発生させことが可能である。較正の過程の間、負荷引き出しで発生しなかったわずかな負荷／インピーダンスも、利用可能なポイントの間でプロットを補間することによって再現できる。例としてそのような較正ステップで生成された形状プロットを図９ａ，９ｂに示す。

ＤＵＴのその後の分析の間、実負荷引き出し回路１とＤＵＴ６の間で介挿された方向性結合器に接続された超短波電波遷移アナライザ（ＭＴＡ）によって基準面Ｂで測定をする。結合器の導入は、以前に較正されたネットワークを変更し、測定が基準面Ａの点でされる。したがって、較正方法における更なるステップとして基準面Ｂ（ＤＵＴ６の出力ポート）における負荷が実負荷引き出し回路１によって設定されて基準面Ｂで負荷に関連付けることができ、基準面Ａにおける換算値に写像されるのを可能にするため、３ポイントの較正が行われる。負荷引き出し回路１の方向性結合器を通して超短波電波変遷アナライザ（ＭＴＡ）（図示せず）の形のａ_ＯＵＴとｂ_ＯＵＴから引き出された信号は測定可能であり、そして次に三つの「知られている」負荷が負荷引き出し回路、例えば、ＩとＱ値を［０.２，０］、［０，０］および［−０.２，０］に設定される。基準面Ｂにおいてその測定方式で測定された負荷と、以前の較正手順の間、プレーンＡでＶＮＡによって測定されて既知の負荷との差分から、プレーンＡとＢの間のネットワークのｓ−パラメータを抽出できる。したがって、負荷引き出し回路によって設定された負荷は、プレーンＡと対照的にプレーンＢ（ＤＵＴ出力ポートの）で負荷に関連する値においてセットすることができる。

実負荷引き出し回路の較正とコントロールは、適切にプログラムされたコンピュータによって自動化される。この実施例に使用されるソフトウェアは、電圧範囲（ＩＱプレーンにおける）を設定する能力と較正の過程が実行されるポイントの量を付与する。較正ステップが実行された後に、プログラムされたコンピュータはスミスチャートの中のどんな反射係数にも同等で、ユーザによって予め詳細に所望された大きさと位相で与えられた負荷をかけることができる。また、基準面のシフトが必要であるなら基準面の較正を実行するようプログラムされたコンピュータが命令できる（ユーザが新しい基準面Ｂの点で所望の反射係数を指定するのを可能にして）。

作動中に実負荷引き出し回路１、ＭＴＡ、および方向性結合器を含む完全に較正されたアナライザは、結合器がＤＵＴと実負荷引き出し回路の間で介挿されてＤＵＴ６に接続される。そして、信号発生器はＤＵＴ６の入力端に適用される予め選択された周波数で入力信号ａを生成する。次に、負荷引き出し回路１は異なった予め選択された負荷引き出しを適用し、そして、ＭＴＡと共にＤＵＴ６の応答の測定をする。全体の過程は単一の適切にプログラムされたコンピュータによって管理される。

また、プログラムされたコンピュータは、より複雑な負荷引き出しの測定値の自動化を容易にする。例えば、複数の異なった入力信号ａＩＮ（ＤＵＴ６の近傍で受信する）で測定をすることができる。コンピュータは、入力信号を設定して、次に実負荷引き出しによって印加された負荷が、予め選択された値で設定される。次にコンピュータは特定の入力信号でされた測定に関連する入力データを受け取り、そして実負荷引き出しが適用される。その後、実負荷引き出しによってかけられた負荷は、ＩＱプレーンおよび更なる測定がされる各負荷における計測対象領域にわたって一つの値から次々に変わる。例えば、０.２の解像度における５度（５つの同心負荷が旋回するので配置されたＩＱプレーンにおける合計３６０ポイント）の位相解像度におけるさまざまな０〜１までの大きさを測定できる。ＩＱプレーンにおける十分な数のポイントの点で測定をした後に、入力信号は、変更されそして繰り返される。フィードバック負荷引き出しがＤＵＴによって発生した出力信号を追跡するので、どのような修正も異なった電力レベルに一定の負荷を保つ必要がない。例えば、０.１ｄＢｍ（すなわち、１Ｗへの１ｍＷ）のステップで０〜３０ｄＢｍに亘る入力信号の異なった電力レベルの多数（例えば、２０）の点で測定をすることができる。１セットのパラメータから別のものに変化して、負荷計測を実行するのはコンピュータの補助で比較的短い期間（瞬時）以内に完了できる。したがって、この実施例で、数分の命令の期間以内に負荷引き出しの測定値のＤＵＴを特徴付けることができるくらいの数（例えば、７,２００）を実行できる。次に、電力増幅器の設計を改良する、例えば、電気通信基地局での使用のための電力増幅器のそのような結果を利用できる。

負荷引き出しのシステムの精度を決定するために行われた測定が、０.００６の最大の大きさ誤りと０.５度の最大の位相誤差を与えた。したがって、最初の実施例はシステムの総合性能に偏見をいだかせないでやや劣る品質の増幅器を使用できる電子デバイス（デバイスと回路の改良を可能にするデバイスが使用されていることになっている）を特徴付けるための実負荷引き出しの測定方式を与える。その結果、コストを削減できる。

本発明の第三の実施例によると、図６に示されるようにバンドフィルタ８と信号変換ユニット９（図では、２ａが第一の実施例を示す）の機能は、ディジタルシグナルプロセッサ回路２１により付与されている。
この回路２１は、同調可能な局部発振器（ＬＯ）２２が信号を与える２個のミキサへの信号に２３ａ，２３ｂに介挿されて、これらの間には８ビットのアナログ−ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）２４と８ビットのディジタル−アナログコンバータ２６を含む。（もちろんより高い精度が必要であるなら、ＡＤＣとＤＡＣのビット分解能を高めることができる。）回路に入る信号は、矢２７によって表され、回路２１を出る信号は、矢２８によって表される。局部発振器は、作動中にＤＵＴ６によって図３を参照して説明したナローバンドフィルタ８と同様の方法で第一の高調波周波数のまさにその近くの周波数で（互いに同調した）二つの同じ正弦波信号を生成するように（ＤＳＰ２５の制御下によって）設定される。第一のミキサ２３ａは、二つの信号をまとめてミキサ２３ａで入力された二つの信号の周波数（この場合１ＭＨｚ）の差に等しい周波数を有するコンポーネントを含む信号を出力する。したがって、ＤＵＴ６からの入って来る信号（矢２７）は、事実上、ダウンコンバートされて低い周波数信号に変換される（それは、矢３０によって表される）。その信号は、ダウンコンバートされてＡＤＣに渡されるとき、ディジタル信号に変換される。そのサンプリングレートは、入ってくる信号の周波数の少なくとも４倍であるように設定される。本実施例では、抽出される信号の周波数が１ＭＨｚであるがＡＤＣのサンプリングレートは４０ＭＨｚである。ＤＳＰはそのときの信号を処理し、ＤＡＣ２６によってアナログ信号に変換されるディジタル信号を出力する。その結果として生じる出力信号３１は、第二のミキサ２３ｂに渡されて、第二のミキサ２３ｂの局部発振器２２からの二つの信号のうちの一方（矢２９）と再結合する。ＤＡＣ２６からの出力信号３１は、対象となる周波数以外の周波数に信号成分を実質的にまったく含んでいない。

負荷引き出し回路１の性能を向上させるために受信された信号を処理するためにＤＳＰを配置できるのが分かるだろう。ＤＳＰはフィルタ機能とバンドにおける信号マニピュレーション機能をともに実行する。その結果、ＤＳＰは負荷引き出し回路にポジティブフィードバックループが存在するという可能性を小さくすることができる。また、回路１の部品は非理想的な挙動を有することができ、そしてＤＳＰはそのような非理想特性を補うようにプログラムされる。例えば、ミキサは非線形である間に容易に特徴付けられている挙動を与えることができる。その非線形挙動の点でＤＳＰで既に特徴付けられた（適当な較正手順の間）周波数補償はできる。

図７に示される発明の第四の実施例によると、最初の実施例の信号変換ユニット９をコンピュータによってそれの両方が好適にアレンジされて制御される可変移相器３３と可変増幅器３４を含む簡単な信号変調回路３２に置き換えられる。
第五の実施例によれば、第三の実施例によるところのＬＯが対象となる周波数と同じ周波数で発振する原因になるなら計測装置と回路を利用する。したがって、最初のミキサ２３ａの出力は対象となる周波数で入力信号（矢２７）の成分の大きさを代表する直流成分を含む。実負荷引き出しによってかけられた負荷の相対的な大きさと位相の制御は、信号の位相がＤＵＴ６に入力して、単一発生器（図示せず）で発生させたＬＯの相対的な位相を変更して、第二のミキサ２３ｂに送られたＤＣ信号の大きさを変更することで制御可能である。それは第一と第四の実施例と関連して同じ手法を使用できたということが分かる。

第６の実施例は、図１０，１１に示す。図１０に図式的に示される回路は、概念において第二の実施例のものと同様であり、第一の信号源２４０ａ（この場合、米国アジレントテクノロジー社から利用可能なアジレントＥＳＧ高周波信号発生器）に第一のポートに接続されたＤＵＴ２０６を含んでいる。ＤＵＴ２０６の第二のポートは実負荷引き出し回路２０１に接続される。その負荷引き出し回路は、第一の信号結合器２４１によってＤＵＴ２０６の第二のポートからの信号の僅かな部分を抽出し、抽出された信号は、ＩＱデモジュレータ２３６へと与えられ、事実上Ｉ，Ｑ入力信号をダウンコンバートする。アナログ信号処理回路２３７は以下に詳細に記載されているように、ＩＱデモジュレータ２３６からの信号を受信する。アナログ信号処理回路２３７は、ＩＱデモジュレータから受信されたＩおよびＱ信号を入力信号ｘおよびｙによって予め一部定義された変化がセットされた新しい信号Ｉ’およびＱ’に変える。変えられた信号は、第二の信号発生器２４０ｂ（アジレントＥＳＧ高周波信号発生器も）によって受信され、事実上Ｉ'，Ｑ’信号は、アップコンバートされたフィードバック信号であり、それは第一のカプラによってＤＵＴの第二のポートにフィードバックされる。事実上、信号発生器２４０ｂは、信号発生器２４０ｂに組み込まれたＩＱモジュレータによるＩＱモジュレータとしてここで使用される。したがって回路２０１は、信号処理回路２３７に提供された入力ｘとｙを制御することによってフィードバックループを有する制御可能な実負荷引き出しのフィードバック回路として作動する。第六の実施例の回路は、プログラマブルＤＣ源が付与する信号ｘおよびｙによって制御できる伝達関数にＤＵＴ２０６によって発生した信号と実負荷引き出し回路２０１で発生する信号とが作用して制御するものと見なせる。オシロスコープ２４２によって測定され、そしてそれは第二の結合器２４３ａおよび第三の結合器２４３ｂ（連続的に第一の信号発生器２４０ａとＤＵＴ２０６の間で付与される）によるＤＵＴの最初のポートで伝えられて反射した信号を代表する信号と第四の結合器２４４ａと第五の結合器２４４ｂによるＤＵＴの第二のポートで伝えられて反射した信号を代表する信号（連続的に第一の結合器２４１、信号発生器２４０ａとＤＵＴ２０６の間で付与される）を供給する。オシロスコープ２４２によって測定をし、そして第二の結合器２４３ａと第三の結合器２４３ｂ（連続的に第一の信号発生器２４０ａとＤＵＴ２０６の間で付与される）とによるＤＵＴの第一のポートで伝えられて反射した信号を代表する信号、第四の結合器２４４ａおよび第五の結合器２４４ｂによるＤＵＴの第二のポートで伝えられて反射した信号を代表する信号（第一の結合器２４１と直列に接続された信号発生器２４０ａとＤＵＴ２０６の間に付与される）は供給される。

図１１は、第六の実施例における詳細な信号処理回路２３７を示している。直流信号ｘ，ｙは、二つの分離された制御可能な信号発生器２４５ｘ，２４５ｙによって生成され、そして入力信号Ｉ，Ｑは、箱２４６によって表されて、ＩＱデモジュレータ２３６（図１１に図示せず）は、それぞれｘＩ，ｙＱ，ｘＱ、およびｙＩを代表する信号を生成するため入力信号Ｉ，Ｑを四つの信号乗算器２４７ａ，２４７ｂ，２４７，２４７ｄに与える。ｙＱの代表的信号は、インバータを介してｘＩを代表する信号を受信する信号加算装置２４８ａに与えられる。したがって加算装置の出力は、［ｘＩ−ｙＱ］の代表値である。［ｘＱ］と［ｙＩ］の代表的信号は、［ｘＱ＋ｙＩ］の信号代表を出力する第二の信号加算装置２４８ｂへ与えられる。第一と第二の加算装置の出力は、事実上、アップコンバートされる信号発生器（図１１に図示せず）への変成している信号Ｉ’，Ｑ’（箱２４９によって表される）として与えられて、［ｉ’，ｑ'］を調節することが示される。

その結果、変形関数Ｆ（ｘ、ｙ）で作用したアナログ信号処理回路２３７は、表すことができ、
Ｉ’＝ＩＸ−ＱＹ ； および
Ｑ’＝ＩＹ＋ＱＸ ， そしてそれは、：
Ｆｘ，ｙ（Ｉ，Ｑ）＝Ｉ’＋ｊＱ’＝（ｘ・Ｉ−ｙ・Ｑ）＋ｊ（ｘ・Ｑ＋ｙ・Ｉ）
＝（ｘ＋ｊｙ）＊（Ｉ＋ｊＱ）， および
（Ｉ’＋ｊＱ’）／（Ｉ＋ｊＱ）＝ｘ＋ｊｙ＝Ｚ、
ここに［Ｚ］は一定の複素数である。

デバイスアンダーテスト（ＤＵＴ２０６）によって発生した信号とまた、一定のままで残っている負荷引き出し回路２３７で発生する信号との関係をもたらす［Ｚ］を選定する。これは、信号におけるどんな変化も負荷引き出し回路によって再生させられることを意味し、その結果、定インピーダンスをシミュレートする。これは特定の変調信号に必要なものであり、それは変調帯域幅の上で信号レベルを変えて表される（大体同じようなやり方でＧＳＭまたはＵＭＴＳなどの電気通信系の中で出るように）。

図１２ａ，１２ｂには、図１０，１１に示されている測定構成で得られた結果のいくつかを示す。これらの測定値のために中心周波数１.８ギガヘルツにおける２０ｋＨｚのトーンセパレーションを有する三つのトーン信号が使用される（より大きなトーンセパレーションを用いることができる）。図１２ａに示される最初のプロットは、入力信号の半分の大きさの負荷信号に設定され、９００ステップで位相を掃引することによって生成される。故に与えられた負荷が、広帯域であるので、すなわち、それは一定であり、３ポイントが各位相設定のために存在する。図１２ｂに第二のプロットとして、各度毎に測定したインピーダンスがスミスチャート上で輪になってスイープされているのが示されて、それは、Ｘ，Ｙの値をスイープすることによって得られた。図１２ｂは、点でプロットされた二つの円を認めることができ、第一の下円２５０はキャリアを表し、第二の上円２５１は、上下の側波帯のためにプロットポイントを表すが、側波帯が図１２ｂにお互いが近接していると区別がつかないこともある。

かくしてアナライザは、信号発生器２４０ａから高周波入力信号（マルチトーンであってもよい）へのＤＵＴ２０６の応答を測定する。ＤＵＴ２０６に接続された実負荷引き出し回路２０１は、ＤＵＴ２０６から出力信号を受け取って、そのとき、変更された信号をＤＵＴ２０６に戻す。フィードバック回路２３７で作用する振幅ゲインと位相変化を管理するために入力信号ｘ、ｙを考慮するとその信号は信号処理回路２３７によって変更される。信号測定装置（オシロスコープ２４２）はＤＵＴ２０６のポートで観測された波形（ｓ−パラメータを引き出すことができる）を測定し、その結果、様々な負荷条件の下におけるＤＵＴ２０６の挙動を分析することができる。ポジティブフィードバックループは避けることができ、そして、ＤＵＴの挙動のより良い分析を負荷引き出し回路２３７によって提供されるより良いコントロールを可能にする。容易に、本発明の趣旨から逸脱しないで様々な変更を上述した実施例に施すのは、技能者には明らであろう。例えば、所望であれば、また、その振幅と位相を変更するために入って来る信号３０を処理するべく適切にプログラムされたコンピュータ（図３に図示せず）のコントロールの下で上述した第二の実施例を参照して説明したＤＳＰ利用２５を配置でき、その結果、別々のモジュレータのための要求条件を取り除くことができる。

図３に示される回路によって形成された帯域の極めて狭いバンドフィルタ回路の帯域幅は２００ＫＨｚより狭くてもよく、２ＧＨｚの入力信号では、０.０１％の帯域幅を表す。それは帯域幅を必要とされるのと同じくらい低い値まで減少させるのが可能であると想定される。上述した実施例によると、２００ｋＨｚより低いまたはナローバンドのセンタである周波数の０.０１％の最小帯域幅で実施できる。

図３で実施例と関連して示されるバンドフィルタ回路８のフィルタリングの特性はＬＯ１１によって生成された信号の入力信号と周波数の従来のフィルタ１２の選択と相対的な差分で決定するのが理解されるだろう。従来のバンドパスフィルタ１２（所望の帯域幅を有する）は、ＬＯ１１によって造り出されるべき適切な周波数信号を予め選択することによって、バンドフィルタ８のセンタである周波数を設定できる。

例えば、従来のフィルタにおいて中心周波数１ＭＨｚにおける帯域幅が１００ＫＨｚを有し、極めて狭い帯域のバンド幅フィルタのセンタが１.８ＧＨｚであるなら、ＬＯ１１は、１.７９９ＧＨｚまたは１.８０１ＧＨｚで発振するように用意される。
また、一つの実施例の特徴を別の実施例に適切に、容易に取り入れることができる。例えば、第三の実施例のＤＳＰ回路２１と第四の実施例のモジュレータ３２は、それぞれフィルタ８と第一の実施例の回路に図示された信号変換ユニット９を形成できる。

上述の実施例への他の改良をすることができる。例えば、用いられたミキサの品質によって、図３に示した回路に関して、何らかの不要な信号漏出が負荷引き出し回路からのＤＵＴにあってもよい。例えば、そのような漏出は局部発振器からもたらされる。もしそうならば、局部発振器がＬＯ信号周波数と負荷引き出し回路の出力周波数との間には、しゃ断周波数がある状態で、上記の信号漏出は、さらなるフィルタ回路を用いて、例えばＬＯ信号の周波数と負荷引き出し回路の出力周波数との間のカットオフ周波数による例えばハイパスフィルタまたはローパスフィルタによって軽減させることができる。ＤＳＰによってあるいはまた、第二の実施例でＬＯ漏出を補うことができる。

かくしてＤＵＴの出力ポートで発生する信号が電波であり、多くの周波数からしばしばなり、事実上、出力ポートが分離され、各周波数における一般に異なった反射係数を呈する。図に示された負荷引き出しシステムは、単一周波数における反射係数またはただ一つの連続した周波数帯を操作する。インピーダンスの値、すなわち、各周波数でロードして、別々の負荷引き出し回路を各周波数および／または帯域幅に取り付けることによってデバイスの帯域幅は制御できる。

そのようなマルチトーンアナライザを付与することができ、例えば、バンドフィルタが異なった周波数（例えば異なった高調波周波数で）でセンタとなる複数の実負荷引き出し回路からなる。例えば、それぞれの実負荷引き出し回路として信号合流点または信号スプリッタを介してＤＵＴに接続される回路が図２ｂの回路一つの構成としてもよい。あるいはまた、そのような回路の負荷引き出しの一つ（図２ｂに示されているように）はシグナルサーキュレータ７から信号を受け取るために配置されたフィルタ、モジュレータおよび増幅器を含む回路のそれぞれの別々の部分で与えられているスプリット信号を含むことができる。

想定された第六の実施例の一つの変更は、広帯域化の信号コントロールが望まれているケースに関連する。［ｘ］と［ｙ］値を発生させるのに直流電源を用いるより、その場合、むしろ、任意波形発生器（ＡＷＧｓ）を用いることで、その結果、広帯域化の上で［ｘ］と［ｙ］値のコントロールを可能にする。
上述の実施例では、負荷引き出し回路は、ＤＵＴだけの出力に接続されるとして示された。したがって、例えば、少なくとも２個の実負荷引き出し回路からなって、入力のときにＤＵＴに付与される１個の実負荷引き出し回路およびもう片方が出力のときに付与されるアナライザを付与することができる。

先行技術の実負荷引き出し回路の中の回路図を示している。 第一の実施例による実負荷引き出し回路の回路図を示している。 第二の実施例による実負荷引き出し回路の回路図を示している。 図２ａに図式的に示されている回路での使用に適したナローバンドフィルタを示す図である。 図２ａに図式的に示されている回路での使用に適したモジュレータを示す図である。 ナローバンドフィルタがない図１の回路の周波数に対するゲインを示すグラフである。 本発明の第三の実施例において使用される結合されたナローバンドフィルタとモジュレータを示す図である。 本発明の第四の実施例において使用されるモジュレータを示すである。 較正の間、測定なされるＩＱプレーンでのポイントを示す図である。 図８に示されたポイントにおけるｓパラメータ測定結果を示している。 図８に示されたポイントにおけるｓパラメータ測定結果を示している。 本発明のさらなる実施例が特徴とするシグナルプロセッサユニットを示す図である。 図１０に示すシグナルプロセッサユニットの詳細を示す図である。 図１０および図１１によって示される実施例にｓパラメータの測定結果をスミスチャートに示した図である。 図１０および図１１によって示される実施例にｓパラメータの測定結果をスミスチャートに示した図である。

符号の説明

１ フィードバック回路
５ 増幅器
６ ＤＵＴ（デバイスアンダーテスト）
７ サーキュレータ
８ バンドフィルタ
９ 信号変換ユニット
１０ａ，１０ｂ ミキサ
１１，２２ 局部発振器
１２ バンドパスフィルタ
１７ コンピュータ
１８，３２，３８ モジュレータ
２１ ディジタルシグナルプロセッサ回路
２２ 局部発振器
２３ａ，２３ｂ ミキサ
２６ アナログコンバータ
３２ 信号変調回路
３３ 可変移相器
３４ 可変増幅器
３６ デモジュレータ
３７ ディジタルシグナルプロセッサ
３９ 局部発振源
２０１ 実負荷引き出し回路
２３６ ＩＱデモジュレータ
２３７ アナログ信号処理回路
２４０ａ，２４０ｂ 信号発生器（信号源）
２４１ 信号結合器
２４２ オシロスコープ（信号測定装置）
２４３ａ，２４３ｂ 結合器
２４４ａ，２４４ｂ 結合器

Claims (29)

1. 所定の周波数範囲内における周波数の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答を測定するための高周波回路アナライザであって、
   分析される上記電子デバイスの作動中に接続可能な実負荷引き出し回路と、
   この実負荷引き出し回路は、フィードバック回路を有し、
   （ｉ）分析されるためにデバイスから出力信号を受け取り、
   （ｉi）この出力信号を変更し、そして
   （ｉｉｉ）分析されるために変更された上記信号を前記電子デバイスに提供して戻し、
   前記フィードバック回路は、周波数範囲内のすべての周波数で振幅ゲインを制限することを特徴とする高周波回路アナライザ。
2. 請求項１に記載の高周波回路アナライザであって、
   前記高周波回路アナライザは、前記周波数範囲内の一つ以上の周波数における前記フィードバック回路の振幅ゲインが調整できることを特徴とする高周波回路アナライザ。
3. 請求項１または２に記載の高周波回路アナライザであって、
   前記高周波回路アナライザは、前記周波数範囲内の一つ以上の周波数における前記フィードバック回路で作用する位相変化が調整できることを特徴とする高周波回路アナライザ。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載に高周波回路アナライザであって、
   前記フィードバック回路は、前記周波数範囲内のすべての周波数で該フィードバック回路に作用した位相変化を制限することを特徴とする高周波回路アナライザ。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の高周波回路アナライザであって、
   前記フィードバック回路は、所定範囲内の周波数をカバーする帯域を有するバンドフィルタとして機能することを特徴とする高周波回路アナライザ。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の高周波回路アナライザであって、
   更に前記デバイスから与えられた信号を該デバイスに戻す前段に設けられて、前記フィードバック回路または該フィードバック回路からの所定周波数範囲内の周波数の信号をカバーする帯域幅でフィルタリングする高周波帯域フィルタ回路を備えることを特徴とする高周波回路アナライザ。
7. 請求項５または６に記載の高周波回路アナライザであって、
   前記フィードバック回路は、１０ＭＨｚ以上の帯域幅を有するバンドフィルタとして機能することを特徴とする高周波回路アナライザ。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載の高周波回路アナライザであって、
   前記フィードバック回路は、ヘテロダインフィルタ環状回路を含むことを特徴とする高周波回路アナライザ。
9. 請求項８に記載の高周波回路アナライザであって、
   前記ヘテロダインフィルタ環状回路は、第一のミキサ、第二のミキサおよび信号変換ユニットを有し、
   ヘテロダインフィルタ環状回路は、
   その作動中に予め選択された周波数を有する信号と共に、第一のミキサへの入力を受け取るために設けられて、
   前記第一のミキサからの出力は、前記ヘテロダインフィルタ環状回路の出力信号を生成するために予め選択された周波数と等しい周波数を有する信号に結合されて前記信号変換ユニットを介して前記第二のミキサに送出されることを特徴とする高周波回路アナライザ。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の高周波回路アナライザであって、
    前記フィードバック回路は、予め前選択することが可能な量によって分析されるデバイスからの信号を作動中に変更できるシグナルプロセッサを備えることを特徴とする高周波回路アナライザ。
11. 請求項１０に記載の高周波回路アナライザであって、
    前記シグナルプロセッサは、前記信号のＩ値およびＱ値のそれぞれの代表値を処理するべく設けられたことを特徴とする高周波回路アナライザ。
12. 請求項１〜１１のいずれかに記載の高周波回路アナライザであって、
    前記アナライザは、分析される前記デバイスに入力信号を送出する信号発生器を備えることを特徴とする高周波回路アナライザ。
13. 請求項１〜１２に記載の高周波回路アナライザであって、
    前記アナライザは、分析される前記デバイスに与えられた信号に対応して生じる測定負荷を計測する信号測定装置を備えることを特徴とする高周波回路アナライザ。
14. 前記高周波回路アナライザで用いる周波数範囲内の所定の周波数において高周波入力信号に対する電子デバイスの応答を測定するための実負荷引き出し回路と、
    この実負荷引き出し回路に接続されて、分析される稼働中の前記電子デバイスと、
    この分析される電子デバイスからの信号を受けるべく設けられて、該信号を変更して分析されて変更された該信号を前記電子デバイスに戻すフィードバック回路と
    を備え、
    前記フィードバック回路は、周波数範囲内でのすべての周波数で該フィードバック回路の振幅ゲインを制限することを特徴とする高周波回路アナライザ。
15. 請求項１４に記載の高周波回路アナライザであって、
    前記実負荷引き出し回路は、前記請求項２〜１１のいずれかに記載のアナライザの実負荷引き出し回路を備えることを特徴とする高周波回路アナライザ。
16. 高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    分析される前記電子デバイスに高周波信号を与え、前記電子デバイスから出力される出力信号を変更して、そのとき変更された前記出力信号を前記電子デバイスに与え戻すフィードバックループを形成し、所定の周波数範囲中の複数の周波数で、前記電子デバイスに与えられた前記信号に対する該電子デバイスの応答を測定する一方、前記フィードバックループの振幅ゲインは、前記周波数範囲内の周波数で制限されることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
17. 請求項１６に記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記フィードバックループで作用する位相変化は、所定の周波数範囲中の周波数で制限されることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
18. 請求項１６または１７に記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記デバイスからの出力信号が変更される方法を予め選択する工程を有することを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
19. 請求項１８に記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスからの出力信号に与えられる振幅を予め選択する工程を備えることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
20. 請求項１８または１９に記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスからの出力信号に与えられた位相変化を予め選択する工程を備えることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
21. 請求項１６〜２０のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスからの出力信号を変更する工程は、前記周波数範囲中で周波数をカバーし、周波数バンド外の周波数を有する信号を無視することを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
22. 請求項１６〜２１のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスに与えられる信号の基本周波数が１ＧＨｚ以上であることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
23. 請求項１６〜２２のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスからの出力信号の複数の異なる変更に関し、繰り返し実行されることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
24. 請求項１６〜２３のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法であって、
    前記電子デバイスに与えられた異なる複数の入力信号に関し、繰り返されて実行されることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法。
25. 請求項１〜１５に記載の高周波回路アナライザまたは請求項１６〜２４に記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法における較正方法であって、
    この較正方法は、前記高周波信号を前記フィードバックループまたはフィードバック回路の入力として与え、そして与えられた高周波信号を変換して負荷を合成するべく変更されたその信号を入力に与え戻して、周波数範囲内の複数の周波数、入力における変更された信号で計測し、前記フィードバックループまたは前記フィードバック回路によって与えられた信号になされた特定の変更に対応する代表的な負荷について計算して、この信号への変更に対して測定値の結果を電子的に格納し、異なる複数の前記負荷のため上記の各工程を繰り返すことを特徴とする較正方法。
26. 請求項１６〜２４のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法における較正方法であって、
    電子的に格納された測定値の通りに信号を変更するステップの間、適切な変更を選択することによって予め用意された負荷を前記電子デバイスの出力に適用できるように請求項２５に記載の較正を実行することを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法における較正方法。
27. 請求項１６〜２６のいずれかに記載の高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法における較正方法であって、
    これら較正方法は、請求項１〜１５に記載のアナライザで実行されることを特徴とする高周波入力信号に対する電子デバイスの応答測定方法における較正方法。
28. 高周波大電力デバイスまたは高周波大電力デバイスを含む回路の設計を改良する方法であって、
    請求項１〜１５のいずれかに記載のアナライザまたは請求項１６〜２４を用いることによって前記デバイスの挙動を分析し、これらデバイスの挙動の分析の結果を考慮してデバイスの設計を変更し、またはデバイスを含む回路を変更することを特徴とする高周波大電力デバイスまたは高周波大電力デバイスを含む回路の設計を改良する方法。
29. 高周波大電力デバイスまたは高周波大電力デバイスを含む回路を製造する方法であって、
    請求項２８に記載の方法を適用することによって同様の既存のデバイスまたはそのようなデバイスを含む回路の設計を改良して改善された設計を行うことを特徴とする高周波大電力デバイスまたは高周波大電力デバイスを含む回路を製造する方法。

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