JP2006521062A - ４つの９０度シフトされた搬送波を採用する直交変調器 - Google Patents

Abstract

実施することが簡単で、また、良い雑音性能を供給する直交−極性調器。
直交−極性変調器は、４つの振幅変調器と１つの結合器を含む。各振幅変調器は、それぞれの入力信号を用いてそれぞれの搬送波信号を変調し、それぞれの出力信号を供給する。次に、結合器は、４つの振幅変調器からの４つの出力信号を結合し、変調された信号を供給する。振幅変調器は、供給変調されたクラスＥ増幅器のような、スイッチング増幅器を用いて実施してもよい。２つの入力信号は、同相（Ｉ）変調信号と、反転Ｉ変調信号をオフセット値と別箇に加算することにより得られる。他の２つの入力信号は、直交(Ｑ）変調信号と、反転Ｑ変調信号をオフセット値と別箇に加算することにより得られる。オフセット値は、変調信号の予測される大きさに基づいて選択することができる。４つの搬送波信号は互いに直交している。

Description

この発明は一般に、電子回路に関し、特に、通信システムで使用される直交−極性変調器に関する。

典型的な通信システムにおいて、トラフィックデータは最初にデジタル的に処理され、符号化されたデータを得る。次に、符号化データを使用して搬送波信号を変調し、通信リンクを介して送信のためにより適した変調された信号を得る。変調は、処理として広く定義してもよい。それにより、搬送波信号の１つ以上の特性は、変調波に従って変化される（電気および電子用語のＩＥＥＥ標準辞書も参照)。搬送波信号は、典型的に特別の周波数の周期信号（例えば、正弦波信号）である。変調波は符号化データから導き出してもよく、同相（Ｉ）変調信号および直交（Ｑ）変調信号として供給してもよい。典型的に、搬送波信号の振幅および／または位相は、変調信号により変化される。従って、情報は、振幅および／または搬送波信号の位相の変化に存在するであろう。

種々のアーキテクチャまたはスキームを用いてデータで搬送波信号を変調してもよい。これらのアーキテクチャは、直交振幅（ＱＡＭ）アーキテクチャ、極性アーキテクチャ、および非線形コンポーネント(ＬＩＮＣ）を有した線形増幅アーキテクチャを含む。これらの３つの変調器アーキテクチャのうち、ＱＡＭは、実施するのに最も容易である。なぜなら、ＱＡＭアーキテクチャはいかなる前処理も無くして、Ｉ変調信号およびＱ変調信号を受け入れることができるからである。しかしながら、このアーキテクチャは貧弱な雑音および電力性能をこうむるかもしれない。極性アーキテクチャは、Ｉ変調信号およびＱ変調信号の複雑な前処理を必要とするが、もし適切に実施されれば良い雑音および電力性能を提供することができる。ＬＩＮＣアーキテクチャもＩ変調信号およびＱ変調信号の複雑な前処理を必要とし、現時点において商業的に使用されていない。これらの変調器アーキテクチャは、以下にさらに詳細に記載される。

上に記載した３つの変調器アーキテクチャの各々は、異なる回路を用いて変調を実行し、実施の複雑さと性能に関連するある利点および欠点を有する。従って、容易に実施することができ、さらによい雑音および電力性能を提供することができる変調器アーキテクチャを持つことが非常に望ましいであろう。

発明の概要

直交−極性変調器は、ＱＡＭ変調器および極性変調器の両方からの重要な利点を有してここに提供される。特に直交−極性変調器は実施するのが簡単である。なぜなら、直交−極性変調器は、これらの信号の複雑な前処理を必要とせずに、Ｉ変調信号およびＱ変調信号を受け入れることができるからである。直交−極性変調器は、また、極性変調器に比べて良い性能および出力電力を供給することができる。

一実施形態は、直交−極性変調器を実施するために使用される４つの振幅変調器と結合器から構成される４つの集積回路を供給する。各振幅変調器は、それぞれの入力信号Ｖ_i（ｔ）を用いてそれぞれの搬送波信号Ｗ_i（ｔ）を受信して振幅変調し、それぞれの出力信号Ｘ_i（ｔ）を供給する。但しi＝１，２，３，４である。次に、結合器は、４つの振幅変調器からの４つの出力信号を結合し、変調された信号Ｙ（ｔ）を供給する。各振幅変調器は、供給変調されたクラスＥ増幅器のようなスイッチング増幅器を用いて実施してもよい。

４つの入力信号のうちの２つは、Ｉ変調信号Ａ_I(ｔ)、および反転Ｉ変調信号−Ａ_I（ｔ）をオフセット値と個別に加算することにより得ることができる。他の２つの入力信号は、Ｑ変調信号、Ａ_Q（ｔ）および反転Ｑ変調信号、−Ａ_Q（ｔ）をオフセット値と個別に合計することにより得ることができる。オフセット値は、ＩおよびＱ変調信号の予期された大きさに基づいて選択してもよい。４つの搬送波信号は、相互に直交している（すなわち、１つの搬送波信号に対して、他の３つの搬送波信号は、９０度、１８０度および２７０度である)。

直交−極性変調器は、種々の無線通信システム（例えば、ＣＤＭＡシステム、ＧＳＭシステム、等)に使用してもよい。変調された信号は、ＣＤＭＡ信号、ＧＳＭ信号、またはある他のシステムのためのある他の信号であってよい。

この発明の種々の観点と実施の形態は、以下にさらに詳細に記載される。

本発明の特徴、性質および利点は、類似の参照文字が全体にわたって対応して特定する図面とともに以下に述べる詳細な説明からより明白になるであろう。

図１は、無線通信に使用してもよいトランシーバーユニット１２０の一実施形態のブロック図を示す。トランシーバーユニット１２０は、データ送信のための送信機と、データ受信のための受信機を含む。トランシーバーユニット１２０は、端末（例えば、携帯電話またはハンドセット)またはＣＤＭＡシステム内の基地局において使用してもよく、また、他の通信システムのための他の装置に使用してもよい。

送信経路において、デジタルシグナルプロセサ（ＤＳＰ）１１０はＩおよびＱデータストリームとしてトラフィックデータを提供する。ＩおよびＱデータストリームは、Ｄ_I（ｎ）およびＤ_Q（ｎ）として示される。ＩおよびＱデータストリームは、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣｓ）１２２によりＩアナログ信号およびＱアナログ信号に変換され、フィルター１２４によりフィルターされ、デジタル−アナログ変換により生じた画像を除去し、増幅器（ＡＭＰｓ）１２６により増幅されＩ変調信号およびＱ変調信号を供給する。Ｉ変調信号およびＱ変調信号は、Ａ_I（ｔ）およびＡ_Q（ｔ）として示される。

変調器１３０は、増幅器１２６からＱ変調信号を受信し、送信(ＴＸ）局部発振器(ＬＯ）発生器１２８からＴＸ＿ＬＯ信号を受信する。変調器１３０は、ＴＸ＿ＬＯ信号をＩ変調信号およびＱ変調信号で変調し、Ｙ（ｔ）として示される変調信号を発生する。次に、変調された信号は、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１３２によって増幅され、フィルター１３４によってフィルターされ、さらに電力増幅器(ＰＡ）１３６により増幅され出力変調された信号を発生する。次に、出力変調された信号は、送受切り替え器(Ｄ）１３８を介して送られ、アンテナ１４０から送信される。

受信経路上で、送信された信号はアンテナ１４０により受信され、送受切り替え器１３８を介して送られ、低雑音増幅器(ＬＮＡ）１４２により増幅され、バッファー(ＢＵＦ）によりバッファリングされＲ（ｔ）として示される受信信号を供給する。復調器１５０には、バッファー１４６により受信信号Ｒ（ｔ）が供給されおよび受信(ＲＸ）ＬＯ発生器１４８によりＲＸ＿ＬＯ信号が供給される。次に、復調器１５０は、ＲＸ＿ＬＯ信号で受信信号Ｒ（ｔ）を復調し、Ｉベースバンド信号およびＱベースバンド信号を得る。Ｉベースバンド信号およびＱベースバンド信号はＢ_I（ｔ）およびＢ_Q（ｔ）信号として示される。次に、Ｉベースバンド信号およびＱベースバンド信号は、ＶＧＡｓ１５２により増幅され、フィルター１５４によりフィルターされ、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣｓ）によりデジタル化され、データサンプルを供給する。次に、データサンプルは、さらなる処理のためにデジタルシグナルプロセッサー１１０に供給される。

電圧制御発振器(ＶＣＯＳ）１６２および１６４は、それぞれ変調および復調のために使用されるＴＸ＿ＬＯ信号およびＲＸ＿ＬＯ信号を発生するために使用されるＶＣＯ信号を供給する。各ＶＣＯ信号および各ＬＯ信号は特別の基本周波数を備えた周期信号であり、任意の波形タイプ（例えば、正弦波、方形波、鋸波、等)であってよい。ＣＤＭＡシステムにおいて、フォワードリンク（すなわち、ダウンリンク)およびリバースリンク（すなわち、アップリンク)に対して異なる周波数が使用される。ＶＣＯｓ１６２および１６４からのＶＣＯ信号はトランシーバーユニット１２０の設計に依存して、同じか異なる周波数を有していても良い。位相ロックループ(ＰＬＬ）１６０は、デジタルシグナルプロセッサー１１０からタイミング情報を受信し、そしてＶＣＯｓ１６２および１６４からフィードバックを受信し、ＶＣＯｓ１６２および１６４の周波数および／または位相を調節するために使用される制御を供給する。

図１は特定のトランシーバー設計を示す。典型的なトランシーバーにおいて、送信経路および受信経路内の信号の調整は、１つ以上の増幅段、フィルター段、等により実行してもよい。これらのコンポーネントは、技術的に知られているように、図１に示す方法とは異なる方法で配列してもよい。さらに、図１に図示されない他の回路ブロックも、送信経路および受信経路内の信号を調整するために使用してもよい。

簡単にするために、図１は、また、送信経路と受信経路の両方のために使用されている直接変換を示す。送信経路において、変調は、ＲＦで直接実行されるように示され、所望のＲＦ周波数で出力変調された信号を得る。受信経路において、復調は、受信信号に関してＲＦにおいて直接実行されるように図示され、Ｉベースバンド信号およびＱベースバンド信号を得る。スーパーヘテロダイントランシーバーアーキテクチャー(図１に図示せず)の場合、変調および復調は、ＲＦの代わりに中間周波数（ＩＦ）で実行される。この場合、送信経路において、変調器は、ＩＦ変調された信号を供給するであろう。ＩＦ変調された信号は、次に周波数変換され、ＲＦ出力変調された信号を得る。受信経路において、ＲＦ受信信号は周波数ダウンコンバートされＩＦ受信信号を得る。ＩＦ受信信号は、次に、復調器により復調されＩベースバンド信号およびＱベースバンド信号を供給する。

図２Ａは、図１の変調器のために使用してもよい直交極性変調器１３０ｘの一実施形態のブロック図を示す。直交−極性変調器１３０ｘは、トランシーバーユニットの設計に依存して、ＩＦまたはＲＦを動作するように設計してもよい。

直交−極性変調器１３０ｘ内で、Ｉ変調信号、Ａ_I（ｔ）は、反転増幅器２１０ａおよび加算器２２０ａに供給される。加算器２２０ａは信号、Ａ_I（ｔ）をオフセット値Ｋと加算し、第１の中間信号Ｖ₁（ｔ）を供給する。加算器２２０ｂは、増幅器２１０ａからのＩ変調信号、−Ａ_I（ｔ）を受信し、オフセット値Ｋと加算して第２の中間信号Ｖ2（ｔ）を供給する。同様に、Ｑ変調信号、Ａ_Q(ｔ)は、反転増幅器２１０ｂおよび加算器２２０ｄに供給される。加算器２２０ｃは、増幅器２１０ｂからの反転Ｑ変調信号、−Ａ_Q（ｔ）を受信してオフセット値Ｋと加算し、第３の中間信号Ｖ3（ｔ）を供給する。加算器２２０ｄは、信号Ａ_Q（ｔ）をオフセット値Ｋと加算し、第４の中間信号Ｖ₄（ｔ）を供給する。４つの中間信号は以下のように表してもよい。

オフセット値Ｋは、中間信号の予期された大きさが特定の最小電圧より大きいように選択される。この条件は以下のように与えてもよい。すべてのｔに対してＶ₁(ｔ)，．．．Ｖ₄(ｔ)＞Ｖ_min＞０、但し、Ｖ_minは、振幅変調器２３０が正しく機能するのに必要な最小電圧（または電流)である。従って、オフセット値Ｋは、Ｉ変調信号およびＱ変調信号の予期された大きさに基づいて、選択してもよい。一般的に、より小さなＩおよびＱ変調信号に対してより小さな値がＫに対して選択され、より大きな変調信号に対してより大きな値がＫに対して選択される。オフセット値Ｋは定数値（すなわち、固定値）であってもよい。あるいは、オフセット値Ｋは、変調信号の予期される大きさに基づいて調節される可変値であってもよい(例えば、オフセット値Ｋは、電力制御信号に基づいて調節してもよい)。

４つの中間信号Ｖ₁（ｔ）乃至Ｖ₄（ｔ）は、それぞれ、振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄに供給される。振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄは、また、直交スプリッター２５０ｘから４つの搬送波信号Ｗ₁(ｔ)乃至Ｗ₄（ｔ）をそれぞれ受信する。４つの搬送波信号、Ｗ₁（ｔ）乃至Ｗ₄（ｔ）は、互いに９０度（すなわち直交)シフトされたバージョンであり、以下のように表してもよい。

但し、ω＝２π・ｆLOであり、ｆLOは、ＴＸ＿ＬＯの周波数である。

各振幅変調器２３０は、搬送波信号Ｗ_i(ｔ)に対して中間信号Ｖ_i(ｔ)で 振幅変調を実行し、対応する出力信号Ｘ_i（ｔ）を供給する。但しi＝１，２，３，４である。４つの振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄからの４つの出力信号Ｘ1（ｔ）乃至Ｘ4（ｔ）は、以下のように表してもよい。

加算器２４０は、振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄからの４つの出力信号を受信して加算し、変調された信号Ｙ（ｔ）を供給する。Ｙ（ｔ）は以下のように表してもよい。

方程式（４）は、変調信号Ｙ（ｔ）がＴＸ＿ＬＯ信号の所望の直交変調を有することを示す。

図２Ｂは、直交−極性変調器１３０ｙの他の実施形態のブロック図である。直交−極性変調器１３０ｙは、図１の変調器１３０のために使用してもよい。直交−極性変調器１３０ｙは、図２Ａの直交−極性変調器１３０ｘに類似しているが、さらに以下のものを含む。(１)振幅変調器２３０ｂの出力と加算器の第２入力との間に接続された反転増幅器２１０ｃおよび(２)振幅変調器２３０ｄと加算器２４０の第４入力との間に接続された反転増幅器２１０ｄ。反転増幅器２１０ｃは、同じ搬送波信号Ｗ₁（ｔ）を振幅変調器２３０ａおよび２３０ｂの両方のために使用することを可能にする。反転増幅器２１０ｄは、同じ搬送波信号Ｗ₃（ｔ）を振幅変調器２３０ｃおよび２３０ｄの両方のために使用することを可能にする。但し、Ｗ₃（ｔ）は、Ｗ₁（ｔ）に対して９０度位相がずれている。これは、直交−極性変調器１３０ｙのために搬送波信号Ｗ₁（ｔ）)乃至Ｗ₃（ｔ）を供給するために使用される直交スプリッター２５０ｙの設計を簡単化するかもしれない。反転増幅器２１０ｃおよび２１０ｄは、加算器２４０に供給される出力信号Ｘ₂（ｔ）およびＸ₃（ｔ）を単に逆にする（例えば、以下の図３に記載する変成器結合を逆にする)ことにより実施してもよい。

直交−極性変調器の他の実施形態は、所望の変調信号Ｙ（ｔ）を依然として供給しながら、加算／乗算の符号を変更することにより設計してもよい。

直交−極性変調器１３０ｘおよび１３０ｙのコンポーネントは、種々の方法で実施してもよい。技術的に知られているように、反転増幅器２１０ａおよび２１０ｂは、種々のタイプの線形増幅器を用いて実施してもよい。加算器２２０ａ乃至２２０ｄと加算器２４０は、直交−極性変調器の実施に応じて、能動回路または受動回路を用いて実施してもよい。直交スプリッター２５０ｘおよび２５０ｙは、一般的な直交スプリッターで実施してもよい。例えば、直交スプリッター２５０ｘおよび２５０ｙは、差分入力ＬＯ信号を受信し、互いに直交する２つの差分出力ＬＯ信号を供給する９０度位相シフターで実施してもよい。

振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄは、スイッチング増幅器、他のタイプの増幅器、乗算器、ミクサ、または他の回路で実施してもよい。例えば、振幅変調器２３０は、変調できる電源を有するスイッチング増幅器で実施してもよい。スイッチング増幅器はクラスＤ、クラスＥあるいはクラスＦ増幅器であってもよい。これらはすべてH. Krauss著「ソリッドステート無線エンジニアリング」（Solid State Radio Engineering)というタイトルの本（John Wiley & Sons社、１９８０年)に記載されている。スイッチング増幅器は、また、逆のクラスＦ増幅器であってもよい。これは、Wei他による論文「逆のクラス クラス−Ｆモードのマイクロ波電力ＦＥＴに関する解析および実験的波形の研究」(Analysis and experimental waveform study on inverse FETs)、２０００ ＩＥＥＥ ＭＴＴーＳ国際マイクロ波シンポジウムダイジェスト、１，２０００巻、頁５２５−５２８に記載されている。各振幅変調器２３０のために使用してもよいクラスＥ／逆−Ｆハイブリッド(クラスＥ／Ｆ_odd)スイッチング増幅器の一例は、I. Aoki他による論文「分散された能動変圧器アーキテクチャを用いた完全に集積されたＣＭＯＳ電力増幅器設計」（Fully Inegrated CMOS Power Amplifier Design Using the Distributed Active-Transformer Architecture)ソリッドステート回路のＩＥＥＥジャーナル、３７(３)、２００２年３月、頁３７１−３８３に記載されている。これらの本および論文は参照することによりここに組み込まれる。

スイッチング増幅器が各振幅変調器２３０に使用されるなら、搬送波信号Ｗ_i(ｔ)を用いて増幅器を切替えてもよい。そして、中間信号Ｖ_i(ｔ)を用いて、増幅器の電圧（または電流)源を変調してもよい。

振幅変調器の重要な特性は、振幅変調器は、搬送波信号の位相を反転させることなく搬送波信号を変調することである。これは、変調信号が極性を逆にするまたは特定の閾値を下回るとき、搬送波信号の以降を反転することができる、ギルバートセル乗算器のような４つの象限乗算器と対照的である。

図２Ａおよび２Ｂは、種々の回路設計で実施してもよい直交−極性変調器のシンボリック表示を示す。特定の設計に応じて、異なる回路および信号を用いて直交−極性変調器を実施してもよい。さらに、信号フローは図２Ａおよび２Ｂに示す信号フローと異なっていてもよい。

図３は、図２Ａの直交−極性変調器の一実施形態である直交−極性変調器の一部の概略図を示す。簡単にするために、４つの中間信号Ｖ₁(ｔ)乃至Ｖ₄（ｔ）を発生するために使用される回路類（すなわち、図２Ａに示す反転増幅器２１０ａおよび２１０ｂおよび加算器２２０ａ乃至２２０ｄ)は図３には示されない。

図３に示される実施形態において、各振幅変調器２３０はそれぞれ、供給変調されたクラスＥ／Ｆ_odd増幅器で実施される。スイッチング増幅器は差動対３１０、キャパシター３１６、インダクター３１８および３２０を含む。差動対３１０は、ＡＣグラウンドに接続されるソースと、差動搬送波信号Ｗ_i（ｔ）を受信するゲートと、キャパシター３１６の２つの端部に接続するドレインを有した２つのトランジスタ３１２および３１４により形成される。インダクター３１８の一方の端部はトランジスタ３１２のドレインに接続し、他方の端部は、増幅器電源に接続する。インダクター３２０の一方の端部は、トランジスタ３１４のドレインに接続し、他方の端部は、増幅器電源に接続する。増幅器電源には、中間信号Ｖ_i（ｔ）が供給される。アンプ供給には中間信号Ｖ_ｉ（ｔ）が提供されている。ある実用性を克服するために、Ａｏｋｉ他によって前述の論文に記述されるように、振幅変調器２３０はそれぞれいくつかのプッシュプル段の循環する合成物であってもよい。

各スイッチング増幅器２３０は、直交スプリッター２５０ｚによって供給されるそれぞれの差分搬送波信号Ｗ_i（ｔ）によって駆動され、さらにそれぞれの中間信号Ｖ_i(ｔ)により振幅変調される。キャパシター３１６とインダクター３１８および３２０は、ＴＸ＿ＬＯ信号の周波数に同調するタンク回路を形成する。タンク回路は、(１)タンク回路が同調される周波数において、所望のコンポーネントを通過させるように、(２)他の周波数において望ましくないコンポーネントをフィルターするためにおよび他の擬似信号および雑音をフィルターするように、および(３)クラスＥ／Ｆ_odd技術に従って波形を形成するように動作する。

図３に示す実施形態の場合、４つの振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄからの４つの出力信号Ｘ₁(ｔ)乃至Ｘ₄(ｔ)は、変圧器３３０を介して結合され変調された信号Ｙ（ｔ）を得る。変圧器３３０は、４つの振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄ内のインダクター３１８および３２０により発生される磁界を獲得する金属ループとして組み立ててもよい。出力信号もまた他の方法で結合してもよい。例えば、４つの差動対３１０ａ乃至３１０ｄからの出力信号は、すべて能動回路(例えば、加算増幅器)により結合し、変調信号Ｙ（ｔ）を供給してもよい。

直交スプリッター２５０ｚは、それぞれ４つの振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄのために４つの差動搬送波信号Ｗ₁（ｔ）乃至Ｗ₄(ｔ)を供給する。

図３は特定の設計を示し、それにより直交−極性変調器１３０ｚがＮ−チャネルトランジスタで実施される。直交−極性変調器はまた他の回路設計で実施してもよく、これは、この発明の範囲内である。一般に、直交−極性変調器は、コンプリメンタリメタルオキサイドセミコンダクター(ＣＭＯＳ）、バイポーラ、バイポーラＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）、ガリウムヒ化物（ＧａＡｓ）、ヘテロジャンクションバイポーラトランジスタ(ＨＢＴ）、等を含む任意のプロセス技術を用いて実施してよい。直交−極性変調器はまた、スイッチング増幅器のための微小電気機械(ＭＥＭＳ）スイッチで実施してもよい。

簡単にするために、それぞれ図２Ａ、図２Ｂおよび図３における直交−極性変調器１３０ｘ、１３０ｙ、および１３０ｚは直交スプリッター２５０ｘ、２５０ｙ、および２５０ｚを含むように示される。しかしながら、直交スプリッターは、ＴＸ＿ＬＯ発生器１２８の一部であってもよい。

直交−極性変調器は、ＲＦ変調信号の電力レベルを制御する必要がある送信機に使用してもよい。電力制御は、直交−極性変調器に供給されるＩ変調信号Ａ_I（ｔ）およびＱ変調信号Ａ_Q(ｔ)の信号レベルを調節することにより、ある程度、達成されるかもしれない。

好結果を達成するために、オフセット値は、Ａ_I(ｔ)およびＡ_Q(ｔ)の予期された信号レベルに基づいて対応して調節してもよい。特に、オフセット値Ｋは、条件Ｖ₁(ｔ)，．．．Ｖ₄(ｔ)＞Ｖ_min＞０に従いながらできるだけ小さくなるように選択してもよい。

図４は、直交−極性アーキテクチャに基づいて変調を実行するプロセス４００の一実施形態を示す。第１の搬送波信号Ｗ₁(ｔ)は、第１の中間信号Ｖ₁(ｔ)で振幅変調され第１の出力信号Ｘ₁(ｔ)を供給する（ステップ４１２)。第２の搬送波信号Ｗ₂（ｔ）は、第２の中間信号Ｖ₂(ｔ)で振幅変調され第２の出力信号Ｘ₂(ｔ)を供給する（ステップ４１４)。第１および第２の入力信号は、例えば式(１)に示すように、第１の変調信号Ａ_I(ｔ)に基づいて導き出してもよい。

第３の搬送波信号Ｗ₃(ｔ)は、第３の中間信号Ｖ₃(ｔ)で振幅変調され、第３の出力信号Ｘ₃(ｔ)を供給する（ステップ４１６)。第４の搬送波信号Ｗ₄(ｔ)は第４の中間信号Ｖ₄(ｔ)で振幅変調され第４の出力信号Ｘ₄(ｔ)を供給する(ステップ４１８)。第３と第４の入力信号は、例えば式(１)に示すように第２の変調信号Ａ_Q(ｔ)に基づいて導き出してもよい。次に、例えば、式（４）に示すように、第１、第２、第３、および第４の出力信号が結合され変調信号を供給する（ステップ４２０)。

第１、第２、第３、および第４の搬送波信号は、式(２)に示すように、導き出してもよい。あるいは、例えば、図２Ｂに示すように、第１および第２の搬送波信号は、一方の搬送波信号であってもよいし、第３および第４の搬送波信号は、他方の搬送波信号であってもよい。例えば、図２Ａおよび２Ｂで示されるように、直交−極性変調器の異なるトポロジーに対して異なる中間信号および搬送波信号を使用してもよい。

直交−極性変調器は、エラー駆動ネガティブフィードバックシステムにおいて使用してもよい。ネガティブフィードバックは、送信経路内の直交−極性変調器の後に使用される送信機回路類のための改良された線形性のような種々の利点を得るために使用してもよい。

図５は、直交−極性変調器のために使用してもよいフィードバックシステム５００の一実施形態のブロック図を示す。システム５００は、デカルトフィードバックを実施し、デカルト（すなわち、直交または直角な)座標システムシステム上にあるＩ変調信号およびＱ変調信号を受け取る。

システム５００の場合、Ｉ変調信号およびＱ変調信号、Ａ_I（ｔ）およびＡ_Q（ｔ）は、それぞれ加算器５１０ａおよび５１０ｂに供給される。加算器５１０ａおよび５１０ｂは、また直交復調器５５０から、ＩおよびＱの復調信号

をそれぞれ受信する。加算器５１０ａは、Ｉ変調信号Ａ_I(ｔ)からＩ復調信号

を減算し、Ｉエラー信号Ｅ_I(ｔ)を供給する。

同様に、加算器５１０ｂは、Ｑ変調信号Ａ_Q（ｔ）からＱ復調信号

を減算し、Ｑエラー信号、Ｅ_Q（ｔ）を供給する。

直交−極性変調器５３０は、加算器５１０ａおよび５１０ｂからＩおよびＱエラー信号Ｅ_I(ｔ)およびＥQ(ｔ)信号を受信するとともにＴＸ＿ＬＯ信号を受信する。次に、直交−極性変調器５３０は、上述した方法で変調を実行し、変調された信号

を供給する。直交−極性変調器５３０は、図２Ａの直行−極性変調器１３０ｘ、図２Ｂの直交−極性変調器１３０ｙ、または、図３の直交−極性変調器１３０ｚで実施してもよい。

変調された信号

は送信機ユニットによりさらに処理され（例えば、フィルターされ、増幅され、周波数変換され等)、ＲＦ変調信号を供給する。例えば、送信器ユニット５４０は図１に示すＶＧＡ１３２、フィルター１３４、電力増幅器１３６、および送受切り替え器１３８を含んでいてもよい。送信器ユニット５４０内の回路は、ネガティブフィードバックの使用により（ある程度)改善されるかもしれない非線形性に関係しているかもしれない。

直交復調器５５０は、送信機ユニット５４０からＲＦ変調された信号を受信し、ＤＥＭＯＤ＿ＬＯ信号を用いて直交復調を実行し、ＩおよびＱ復調信号

を供給する。例えば、周波数アップコンバージョンが送信機ユニット５４０により実行されるなら、ＤＥＭＯＤ＿ＬＯ信号およびＴＸ＿ＬＯ信号は、異なる周波数を持ってもよい。

図５に示すように、直交−極性変調器５３０は、ＩおよびＱ変調信号の代わりにＩおよびＱエラー信号で駆動される。エラー信号は、送信機ユニット５４０内の非線形性を含む、フォワードパスにおける非線形性を補償することができるように発生される。フィードバック経路の直交復調器５５０は好結果を達成するのに高品質である必要がある。

ここに記述された直交−極性アーキテクチャは、良好な出力雑音および出力電力性能を供給しながら、ＩおよびＱ変調信号の前処理を最小化する共同のゴールを達成する。図２Ａおよび２Ｂおよび式(１)乃至(３)に示すように、反転増幅器および加算器を用いてＩ変調信号およびＱ変調信号の制限された簡単な前処理のみが直交−極性変調器に必要である。スイッチング増幅器が、直交−極性変調器内の振幅変調器として採用されるとき、高出力電力が容易に達成可能である。

直交−極性変調器は、また、極性変調器の雑音性能に類似した雑音性能を持つことが予想される。変調された信号Ｙ（ｔ）内の出力雑音は、４つの振幅変調器２３０ａ乃至２３０ｄからの雑音の合計であることがわかる。特定の周波数オフセットであるシヌソイドであるＴＸ＿ＬＯ信号における雑音を考える。周波数オフセットがあまり大きくない場合、雑音シヌソイドは、ＴＸＬＯ信号と同じ方法で振幅変調される。

直交スプリッターと振幅変調器からの雑音寄与が無視できるなら、直交−極性変調器の出力における搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）は、ＴＸ＿ＬＯ信号の雑音比とほぼ同じである。しばしば位相変調器および振幅変調器を用いて実施される、一般的な極性変調器において、極性変調器出力におけるＣ／Ｎもまた、ＴＸ＿ＬＯ信号のＣ／Ｎとほぼ同じである。これは、位相変調器（例えば、位相ロックループ（ＰＬＬ））および振幅変調器（例えば、供給変調されたクラスＥ増幅器)が無視できる雑音に寄与すると仮定する。従って、ＩおよびＱ変調信号の複雑な前処理の必要がないにもかかわらず、直交−極性変調器は、極性変調器の雑音性能に相当する雑音性能を達成することができる。

ＱＡＭアーキテクチャの場合、ＩおよびＱ変調信号が使用され直接ＩおよびＱ搬送波信号を変調し、以下のように表してもよい変調された信号を得る。

ＱＡＭ変調器の場合、それぞれＩおよびＱの変調信号を用いて４つの直交乗算器（例えば、ミクサ）で直接ＩおよびＱ搬送波信号を変調し、ＩおよびＱの変調されたコンポーネントを得る。変調されたコンポーネントは、互いに直交している（すなわち、互いに９０度位相がずれている)。そして結合されると、振幅変調されかつ位相変調された変調された信号Ｓ(ｔ)を結果として生じる。ＱＡＭアーキテクチャを実施することは簡単であるが、ミクサ回路の制限から生じる貧弱な広域雑音性能と低出力電力をこうむる。

極性アーキテクチャの場合、変調された信号Ｓ（ｔ）は、以下のように、振幅および位相変調を明示的に示すための形式で表してもよい。

但し

式(６)乃至(８)に示すように、極性アーキテクチャの場合、ＩおよびＱ変調信号は、信号Ａ（ｔ）およびφ（ｔ）を得るために前処理する必要がある。次に、信号Ａ（ｔ）およびφ（ｔ）を用いて搬送波信号ｃｏｓ（ωｔ)のそれぞれ振幅と位相を変調する。この前処理は、極性変調器の設計を複雑にし、多くのアプリケーションに対して魅力を無くさせる。

ＬＩＮＣアーキテクチャの場合、変調された信号Ｓ（ｔ）は、以下のように他の形式で表してもよい。

但し、ＡMAXは注意深く選択された定数である。

式(９)乃至(１１)は、変調された信号Ｓ（ｔ）は、２つの定数振幅位相変調された搬送波信号から構成されることを示す。各搬送波信号上の位相変調ψ_i(ｔ)は、搬送波信号ｃｏｓ（ωｔ)上の所望の振幅変調Ａ（ｔ）および所望の位相変調φ（ｔ）により決定される。

式(９)乃至(１１)に示すように、ＬＩＮＣアーキテクチャの場合、ＩおよびＱ変調信号は、信号ψ₁(t)およびψ₂(t)を得るために前処理を必要とするであろう。次に、信号ψ₁(t)およびψ₂(t)を用いて、搬送波信号ｃｏｓ（ｔ）の２つのバージョンの位相を変調する。この前処理は、また、ＬＩＮＣ変調器の設計を複雑にし、その使用を制限する。

要約すると、ＱＡＭ変調器は、ミクサを用いて実施すると、騒々しい傾向があり、低出力電力を有するのに対し、極性変調器および直交−極性変調器は、スイッチング増幅器を用いて実施すると、騒々しさが少なく、より大きな出力電力を有する。スイッチング増幅器は、振幅モジュレータとして使用された時、位相を反転することができない。この制限は極性変調器のための問題ではないが、極性変調器のための振幅と位相変調信号は計算するのが困難である。直交−極性変調器は、困難な計算を伴うことなくスイッチング増幅器（これは、良好な雑音性能と高出力電力を供給することができる)の使用を可能にする。

ここに記載した直行−極性変調器は、（限定されるものではないが)二相位相変調方式(ＢＰＳＫ）、直交位相変調（ＱＰＳＫ）、Ｍ進位相シフトキーイング（Ｍ−ＰＳＫ）、Ｍ進直交振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、ガウス最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）を含む、種々の単一搬送波スキームおよび多重搬送波スキームに対して使用してもよい。これらの変調スキームは技術的にすべて知られている。

ここに記載した直交−極性変調器はまた種々のシステムおよびアプリケーションに使用してもよい。例えば、直交−極性変調器は、セルラーシステム、直交周波数分割多重アクセス(ＯＦＤＭＡ）システム、ＯＦＤＭシステム、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮｓ）、等のような無線通信システムに使用してもよい。セルラーシステムは、ＣＤＭＡシステムおよびＧＳＭシステムを含み、ＣＤＭＡシステムは、ＩＳ−９５、ＩＳ−２０００、ＩＳ−８５６、およびＷ−ＣＤＭＡシステムを含む。直交−極性変調器により供給される変調された信号Ｙ（ｔ）は、ＣＤＭＡシステムのためのＣＤＭＡ信号であってもよいし、ＧＳＭシステムのためのＧＳＭ信号であってもよいし、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡシステムのためのＯＦＤＭ信号であってもよいし、またはある他のシステムのためのある他のタイプの信号であってもよい。

ここに記載された直交−極性変調器は、集積回路内、特定用途向け集積回路(ＡＳＩＣ）内、デジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ）内、プログラマブルロジックデバイス(ＰＬＤ）内、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）内、またはここに記載した機能を実行するように設計された他の電子ユニット内で実施してもよい。

開示された実施形態の上述の記載は当業者がこの発明を製作し、使用するために提供される。これらの実施形態への様々な変更は当業者に容易に明白になり、ここに定義された包括的原理は、発明の精神または範囲から逸脱することなく他の実施形態に適用してもよい。したがって、この発明は、ここに示された実施形態に限定されることを意図したものではなく、ここに開示した原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲が許容されるべきである。

図１は、無線通信のために使用してもよいトランシーバーユニットのブロック図を示す。 図２Ａは、直交−極性変調器の２つの実施形態のブロック図を示す。 図２Ｂは、直交−極性変調器の２つの実施形態のブロック図を示す。 図３は、直交−極性変調器のための設計の概略図を示す。 図４は、直交−極性アーキテクチャーに基づいて変調を実行するためのプロセス４００の一実施形態を示す。 図５は、直交−極性変調器のために使用してもよいフィードバックシステムのブロック図を示す。

Claims (21)

1. 下記を具備する集積回路：
   第１の搬送波信号を第１の入力信号で変調し、第１の出力信号を供給するように機能的に作用する第１の振幅変調器；
   第２の搬送波信号を第２の入力信号で変調し、第２の出力信号を供給するように機能的に作用する第２の振幅変調器、前記第１および第２の入力信号は、第１の変調信号に基づいて導き出される；
   第３の搬送波信号を第３の入力信号で変調し、第３の出力信号を供給するように機能的作用する第３の振幅変調器；
   第４の搬送波信号を第４の入力信号で変調し、第４の出力信号を供給するように機能的に作用する第４の振幅変調器、前記第３および第４入力信号は、第２変調信号に基づいて導き出される；および
   前記第１、第２、第３および第４出力信号を結合して変調された信号を供給するように機能的に作用する結合器。
2. さらに下記を具備する請求項１の集積回路：
   前記第１の変調信号をオフセット値と加算し、前記第１の入力信号を供給するように機能的に作用する第１の加算器；
   前記第１の変調信号の反転されたバージョンを前記オフセット値と加算し、前記第２の入力信号を供給するように機能的に作用する第２の加算器；
   前記第２の変調信号を前記オフセット値と加算し、前記第３の入力信号を供給するように機能的に作用する第３の加算器；および
   前記第２の変調信号の反転されたバージョンを前記オフセット値と加算し、前記第４の入力信号を供給するように機能的に作用する第４の加算器。
3. 前記オフセット値は、前記第１および第２の変調信号の予測される大きさに基づいて選択される、請求項２の集積回路。
4. 前記オフセット値は、固定値である、請求項３の集積回路。
5. 前記オフセット値は可変値である、請求項３の集積回路。
6. 前記第１、第２、第３、および第４振幅変調器は、スイッチング増幅器である、請求項１の集積回路。
7. 前記第１、第２、第３、および第４の振幅変調器の各々は、供給変調されたクラスＥ、クラスＤ、クラスＦ、クラス反転−Ｆ、またはクラスＥ／Ｆodd増幅器を用いて実施される、請求項１の集積回路。
8. 局部発振器(ＬＯ）信号を受信し、前記第１、第２、第３、および第４搬送波信号を供給するように機能的に作用する直交スプリッターをさらに具備する、請求項１の集積回路。
9. 前記第１、第２、第３、および第４搬送波信号は、互いに９０度位相がずれている、請求項１の集積回路。
10. 前記第１、第２、第３、および第４振幅変調器は、コンプリメンタリーメタルオキサイドセミコンダクター(ＣＭＯＳ）で実施される、請求項１の集積回路。
11. 前記変調された信号はＣＤＭＡ信号である、請求項１の集積回路。
12. 前記変調された信号は、ＧＳＭ信号である、請求項１の集積回路。
13. 下記を具備する装置：
    局部発振器（ＬＯ）信号を受信し、第１、第２、第３、および第４搬送波信号を供給するように機能的に作用する直交スプリッター；および
    前記第１、第２、第３、および第４搬送波信号を受信し、第１および第２の変調する信号で振幅変調し、変調された信号を供給するように機能的に作用する直交−極性変調器。
14. 前記直交−極性変調器は、前記第１の搬送波信号を第１の入力信号で振幅変調し、第１の出力信号を供給するように機能的に作用する第１の振幅変調器と、第２の搬送波信号を第２の入力信号で変調し、第２の出力信号を供給するように機能的に作用する第２の振幅変調器とを含み、前記第１および第２の入力信号は、前記第１の変調信号に基づいて導き出され、第３の搬送波信号を第３の入力信号で変調し、第３の出力信号を供給するように機能的に作用する第３の振幅変調器と、
    第４の搬送波信号を第４の入力信号で変調し、第４の出力信号を供給するように機能的に作用する第４の振幅変調器を含み、前記第３および第４の入力信号は、前記第２の変調信号に基づいて導き出され、前記第１、第２、第３、および第４の出力信号を結合して、前記変調された信号を供給するように機能的に作用する結合器を含む、請求項１３の装置。
15. 前記第１、第２、第３、および第４振幅変調器は、スイッチング増幅器である、請求項１４の装置。
16. 前記第１、第２、第３、および第４入力信号は、前記第１及び第２の変調信号とオフセット値に基づいて導き出され、前記オフセット値は、前記第１および第２の変調信号の予測される大きさに基づいて選択される、請求項１４の装置。
17. 前記変調された信号は、ＣＤＭＡ信号である、請求項１３の装置。
18. 下記を具備する装置：
    第１の搬送波信号を第１の入力信号で振幅変調し、第１の出力信号を供給する手段；
    第２の搬送波信号を第２の入力信号で振幅変調し、第２の出力信号を供給する手段、前記第１および第２の入力信号は、第１の変調信号に基づいて導き出される；
    第３の搬送波信号を第３の入力信号で振幅変調し、第３の出力信号を供給する手段；
    第４の搬送波信号を第４の入力信号で振幅変調する手段、前記第３および第４の入力信号は、第２の変調信号に基づいて導き出される；および
    前記第１、第２、第３および第４出力信号を結合して、変調された信号を供給する手段。
19. さらに下記を具備する請求項１８の装置：
    前記第１の変調信号とオフセット値を加算し、前記第１の入力信号を供給する手段；
    前記第１の変調信号の反転されたバージョンと前記オフセット値を加算し、前記第２の入力信号を供給する手段；
    前記第２の変調信号を前記オフセット値と加算し、前記第３の入力信号を供給する手段；および
    前記第２の変調信号の反転されたバージョンと前記オフセット値を加算し、前記第４の入力信号を供給する手段。
20. 前記変調された信号は、ＣＤＭＡ信号である、請求項１８の装置。
21. 下記を具備する、無線通信システムにおいて、変調を実行する方法：
    第１の搬送波信号を第１の入力信号で振幅変調し、第１の出力信号を供給する；
    第２の搬送波信号を第２の入力信号で振幅変調し、第２の出力信号を供給する、前記第１および第２の入力信号は第１の変調信号に基づいて導き出される；
    第３の搬送波信号を第３の入力信号で振幅変調し、第３の出力信号を供給する；
    第４の搬送波信号を第４の入力信号で振幅変調し、第４の出力信号を供給する、前記第３および第４入力信号は、第２の変調信号に基づいて導き出される；および
    前記第１、第２、第３、および第４の出力信号を結合し、変調された信号を供給する。

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