JP2006339143A - 照明器具における蛍光管の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の蛍光管（特に複数の冷陰極蛍光放電管）を備えた照明器具において、通常動作時にはいつでも同様に、広範な調光領域にわたって均等な輝度に制御できる蛍光管の制御装置を提供する。
【解決手段】少なくとも１つの蛍光管１０を備えた照明器具における蛍光管の制御装置であって、蛍光管１０に直列に第１コンデンサＣ_１１、Ｃ_１２及び第２コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２が接続された容量型電圧分圧器と、両コンデンサＣ_１１、Ｃ_１２、Ｃ_２１、Ｃ_２２の一方に並列に接続された輝度調整用スイッチ回路２８と、蛍光管１０を流れる瞬時の管電流実際値Ｉ_Ｌを検出する手段と、瞬時の管電流実際値Ｉ_Ｌ１、Ｉ_Ｌ２により、輝度調整用スイッチ回路２８用の制御信号ＰＷＭを生成するスイッチ制御回路とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、少なくとも１つの蛍光管を備える照明器具における蛍光管の制御装置に関する。その蛍光管は、特に表示装置を照明するために用いられる冷陰極蛍光放電管である。

蛍光管は、例えば、コンピュータの表示装置として用いられる液晶表示装置（ＬＣＤ）におけるバックライトとして用いられる。同様に他の用途、例えば、自動車や照明式広告板等のような他の形式の表示装置にもバックライトとして用いられている。

ＬＣＤのバックライト用としては、一般的に冷陰極蛍光放電管が用いられる。冷陰極蛍光放電管は、発生熱量が少ないばかりでなく、寿命が比較的長く高効率という利点を有している。さらに電極構造が単純であり、そのため小型液晶表示装置にも適用可能となる非常に小型の冷陰極蛍光放電管を製造することができる。

冷陰極蛍光放電管は、管を備えており、その管の第１の端部には高電圧側の端子を備え、第２の端部には低電圧側の端子を備えている。高電圧側の端子には高周波数の交流電圧が供給される。その場合の通常の供給電圧は、周波数がおよそ５０〜１００ｋＨｚで、振幅がおよそ５００〜１０００Ｖである。

低電圧側の端子は、通常、アースに接続される。冷陰極蛍光放電管の両側の端子には、互いに１８０°ずらした（非反転及び反転させた）交流電圧を印加することも可能である。その場合には、管のほぼ中央に仮想のアースが設定される。この仮想アースは、特に、放電管が非常に長い管の場合に適用される。

ＬＣＤを用いた表示装置の機能的な特徴は、表示装置の表示面全体をできるだけ均等な輝度分布にさせていることである。背後からの照明（バックライト）用としては、表示面の大きさに従って２本から１６本又はそれ以上の本数の冷陰極蛍光放電管が使用される。それらの複数の蛍光管は、互いに平行となるように上下方向に並べて配置され、それらの放射光は、反射器（反射シート）及び拡散シートにより分散されて液晶パネル上に供給される。

できるだけ均等な輝度分布を得るためには、個々の蛍光管を同一輝度で発光させると共に、個々の蛍光管自体をその全長にわたって均等な輝度で発光させなければならない。個々の蛍光管の間の輝度分布が不均等になることは、製造上のバラツキにより発生しうることである。又、個々の蛍光管の間の輝度分布は、製造プロセス中の選択により、所定の範囲内に制御できることである。

液晶表示装置の冷陰極蛍光放電管には、インバータ回路（いわゆるバックライト用インバータ回路）を介して高周波数の交流電圧が供給される。蛍光管（放電管）から放射された光は、反射器（反射シート）によって拡散シート方向に導かれる。拡散シートは、入射した光を、液晶パネルに向けて方向転換すると共に適当な光量になるように分散させて供給する。液晶パネルは、通常、２枚の偏光板の間に挿入されて、その構造体全体が、フレーム内に保持される。

蛍光管は、抵抗成分の負の増加特性を有している。蛍光管を通して流れる電流は、点弧電圧に達するまでは、極めてわずかである。点弧電圧に達した後には、電流が急速に増大し、電圧が低下する。

蛍光管における抵抗成分の負の増加特性を緩和させるために、従来技術では、しばしば蛍光管に直列にコンデンサを接続することで、その回路全体として抵抗成分の正の増加特性を発生させ、かつ回路を安定化させていた。この直列コンデンサは「バラストコンデンサ」と称され、蛍光管の抵抗値に適合するように選定される。

照明器具内で並列に接続される複数の蛍光管は、製造上のバラツキにより各々異なる抵抗成分を有している。そのため異なる蛍光管では、その蛍光管の実効電流も異なることになり、そのことが不均等な輝度分布を生じさせていた。又、この問題は、アナログ調光器によって蛍光管の輝度をフィードバック制御する場合には増幅されていた。

特許文献１は、ＬＣＤ用の冷陰極蛍光放電管の制御に関するものであり、特に、アナログ調光器により蛍光管が不均等な輝度で発光を行うことからフリッカが生じる問題を取り扱っている。特許文献１では、この問題を解決するために、蛍光管用として所定数の電流パルスを用いる新たな制御方法を提案している。

上記以外の液晶表示装置用の蛍光管、特に冷陰極蛍光放電管、並びに、それに対応する制御装置が、例えば、特許文献２および３に記載されている。

特許文献４及びそれに対応する要約書では、複数の冷陰極蛍光放電管を備えた照明器具における冷陰極蛍光放電管の制御装置が開示されている。そこでは、各冷陰極蛍光放電管を流れる電流が制御されている。冷陰極蛍光放電管を流れる電流（放電管電流）が検出され、整流回路を介してマイクロコンピュータに入力される。マイクロコンピュータは、検出された放電管電流に応じて、放電管電流を制御するトランジスタを制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。冷陰極蛍光放電管には、トランジスタによって短絡されうる抵抗が直列に接続されている。この直列抵抗は、回路内に付加的な損失を発生させることになる。

米国特許第６６７０７８１号明細書 米国特許第６５３８３７３号明細書 米国特許第６１０８２１５号明細書 日本国特開２００２―３５２９７４号公報

本発明の課題は、複数の蛍光管（特に複数の冷陰極蛍光放電管）を備えた照明器具において、通常動作時にはいつでも同様に、広範な調光領域にわたって均等な輝度に制御できる蛍光管の制御装置を提供することである。

この課題は請求項１に記載の特徴を備えた制御装置によって解決される。
すなわち、本発明の照明器具における蛍光管の制御装置は、少なくとも１つの蛍光管を備えた照明器具における蛍光管の制御装置であって、蛍光管に直列に第１コンデンサ及び第２コンデンサが接続された容量型電圧分圧器と、両コンデンサの一方に並列に接続された輝度調整用スイッチ回路と、蛍光管を流れる瞬時の管電流値を検出する手段と、瞬時の管電流値により、輝度調整用スイッチ回路のための制御信号を生成するスイッチ制御回路とを備える。

本発明では、複数の蛍光管（特に複数の冷陰極蛍光放電管）を備えた照明器具において、通常動作時にはいつでも同様に、広範な調光領域にわたって均等な輝度に制御できる蛍光管の制御装置を提供することができる。

以下に図面に示された好ましい実施形態を参照して本発明を詳細に説明する。

図１は、本発明の照明器具における蛍光管の制御装置の原理を説明するための回路を示した回路図である。
図１の回路は、変圧器１２から静電容量性の直列回路を介して給電される蛍光管１０（特に、冷陰極蛍光放電管）を備えている。静電容量性の直列回路には、分圧器を形成するように分離された２つのコンデンサＣ_１、Ｃ_２が備えられている。

分圧器における一方のコンデンサには、蛍光管１０の管電圧及びそれによる管電流を調整するために、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によって制御される輝度調整用スイッチ回路１４が並列に接続されている。この輝度調整用スイッチ回路１４を連続的に制御することも本発明の範囲内に含まれる。

複数の蛍光管１０を有する照明器具の場合でも、変圧器１２は対応する給電用スイッチング回路（例えば図２の符号１６、１８参照）を備える１台しか必要としないが、二次側の回路部品、すなわちコンデンサＣ_１、Ｃ_２及び輝度調整用スイッチ回路１４は、各蛍光管１０に対して個々に設けなければならない。さらに実際上のこの回路には、輝度調整用スイッチ回路１４の制御ために電流値検出部品及び制御部品が備えられる。

本発明は、照明器具における複数の蛍光管１０について、個々の蛍光管１０の管電流値（例えば図２の符号Ｉ_Ｌ１又はＩ_Ｌ２参照）の共通で同一の目標値への制御、特に、簡単で安価な制御を実現するものである。

そこで本発明それ自体としては、従来技術による蛍光管１０用のスイッチング制御回路にすでに存在する回路部品を利用する。それにより本発明は、わずかな個数の安価な部品で実現することができ、（従来の）個々の蛍光管１０に対する電流制御を行わないスイッチング制御回路と比較して、事実上、付加的な損失を生じさせることはない。

製造上のバラツキにより、各蛍光管１０の管電流間に約１０％の電流の絶対偏差がある場合であっても、本発明による制御によれば、この電流の絶対偏差を１％未満に減少させることができる。すなわち、本発明では、蛍光管１０の管電流間の電流の絶対偏差を人間の目ではもはや知覚し得ない程度のオーダーにまで低減させることができる。

図２は、本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置の好ましい実施形態を簡略化して示したブロック図である。
図２には、変圧器１２から給電される２つの蛍光管１０、すなわち、蛍光管Ｌ_１及びＬ_２が例示されている。

本実施形態は、任意数の蛍光管１０を備えた照明器具に適用可能である。照明器具には、一般的に１６個又は３２個までの蛍光管１０が備えられる。本実施形態の蛍光管１０の数は、偶数又は奇数に限定されることはない。さらに本実施形態は、例えば、１０ｃｍから１ｍの範囲、及び、それ以上の種々の長さの蛍光管１０にも適用することができる。

変圧器１２は、図２にパルス幅変調回路１６及びブリッジ回路１８として概略表示されている給電用スイッチング回路（１６、１８）を介して制御され給電される。さらに本実施形態の照明器具は、特に蛍光管１０の調光のために用いられ、基本的に従来技術により知られているバースト信号発生器２０を備えている。

バースト信号発生器２０の出力端は、パルス幅変調回路１６の一方の入力端に接続される。パルス幅変調回路１６の他方の入力端には、変圧器１２の二次側から導出される総電流値信号Ｉ_Σが入力される。この総電流値信号Ｉ_Σは、全ての蛍光管１０を流れる各電流値の和、すなわち、総電流値にほぼ対応し、従来技術で基本的に知られているように、変圧器１２を制御するために、変圧器１２の一次側に帰還される。

バースト信号発生器２０は、変圧器１２の電源、つまり、蛍光管１０をオン／オフ制御するために用いられる信号で、約１００〜３００Ｈｚの範囲のバースト周期を有する周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}を発生する。

オン時間とオフ時間との比により、蛍光管１０の調光度が決定される。オン時間の期間中、変圧器１２は、５０〜１００ｋＨｚの範囲の動作周波数で駆動される。それに対してオフ時間の期間中は、変圧器１２への駆動信号は、完全に阻止される。こうすることによって各蛍光管１０は、０〜１００％の範囲で調光が可能になる。

変圧器１２の二次側には、総電流値検出回路２２が抵抗の形態で簡略表示されている。この総電流値検出回路２２を介して総電流値信号Ｉ_Σが検出される。この検出された総電流値信号Ｉ_Σは、管電流平均値Ｉ_ＡＶを生成するために平均化回路２４に入力される。

ここで得られた管電流平均値Ｉ_ＡＶは、以下に詳細に説明するように、個々の蛍光管１０に対する管電流目標値として用いられる。

平均化回路２４は、全蛍光管１０を流れるべき目標となる管電流平均値Ｉ_ＡＶを得るために、総電流値信号Ｉ_Σで表される総電流値を照明器具内の蛍光管１０の数で割算する。これは個々の蛍光管１０を流れる電流を制御する際の目標値を生成するためには、特に簡単な方法である。

図２には、２個の蛍光管１０及びそれに対応するスイッチング制御回路が示されている。第１蛍光管Ｌ_１は、第１コンデンサＣ_１１と第２コンデンサＣ_２１との間に直列に接続され、第２蛍光管Ｌ_２は、第１コンデンサＣ_１２と第２コンデンサＣ_２２との間に直列に接続されている。

第１蛍光管Ｌ_１用の管電流値検出回路２６は、抵抗Ｒ_１によって簡略表示され、第２蛍光管Ｌ_２用の管電流値検出回路２６は、抵抗Ｒ_２によって簡略表示されている。

蛍光管Ｌ_１及びＬ_２用のスイッチング制御回路は、同一構成であるので、以下には、第１蛍光管Ｌ_１用のスイッチング制御回路のみについて説明し、その際に、第２蛍光管Ｌ_２用のスイッチング制御回路については、全く同一の回路とする。

蛍光管１０（Ｌ_１）は、容量型電圧分圧器を形成するコンデンサＣ_１１とＣ_２１との間に直列に接続されている。第２コンデンサＣ_２１は、輝度調整用スイッチ回路２８が並列に接続されている。

図示の実施形態では、輝度調整用スイッチ回路２８は、ＭＯＳ ＦＥＴ(METAL OXIDE SEMICONDUCTOR FIELD EFFECT TRANSISTOR)であるが、それはバイポーラ トランジスタのような他の半導体のスイッチ、又は、他の形式のスイッチによって実現することもできる。

図２を参照して説明したように、蛍光管１０の実際の電圧つまり管電流実際値Ｉ_Ｌ１を調節し、且つ、蛍光管１０の輝度を調整するために、輝度調整用スイッチ回路２８が制御される。蛍光管Ｌ_１の管電流実際値Ｉ_Ｌ１は、抵抗Ｒ_１を介して検出される。

各輝度調整用スイッチ回路２８は、好ましくは、パルス幅変調方式によって、連続又は不連続に制御される。制御信号ＰＷＭを生成する本実施形態の好ましい実施例について以下に説明する。

実用上、蛍光管１０の点弧電圧は、実効値で約１０００Ｖであり、コンデンサＣ_１１とＣ_２１との間の静電容量の比は、１：５のオーダーにある。例えば、コンデンサＣ_１１の静電容量が２２ｐＦであり、コンデンサＣ_２１のそれが１００ｐＦであるとすれば、コンデンサＣ_２１は、２２０Ｖの実効電圧平均値と３１１Ｖの電圧ピーク値とに耐えるように選定される。そのため実際上は、約４００Ｖの耐電圧能力を有するコンデンサを選定することができる。

分圧器の１：５という上述の静電容量の比によれば、１０％又は±５％の管電流の絶対偏差を補償することができる。その場合、本実施形態によるスイッチング制御回路は、実際上できるだけ安価に構成できるように留意しなければならない。好ましい実施例においては、コンデンサＣ_２１及び輝度調整用スイッチ回路２８は、蛍光管１０の管電圧の半波のみに影響を及ぼすように構成される。

輝度調整用スイッチ回路２８を制御するために、コンパレータ回路としてコンパレータ３０及び制御増幅器として誤差増幅器３２が設けられる。誤差増幅器３２は、比例成分（Ｐ）、積分成分（Ｉ）、及び、微分成分（Ｄ）が必要に応じて調整されるＰＩＤ制御回路として実現することができる。

誤差増幅器３２は、入力信号として、蛍光管１０の管電流目標値となる管電流平均値Ｉ_ＡＶと、管電流実際値Ｉ_Ｌ１又はＩ_Ｌ２が入力され、輝度調整用スイッチ回路２８を制御するために用いられる電流誤差信号Ｉ_Ｅ１又はＩ_Ｅ２が出力される。

この実施例では、コンパレータ３０の一方の入力端に電流誤差信号Ｉ_Ｅ１、Ｉ_Ｅ２が入力され、コンパレータ３０の他方の入力端にはバースト信号発生器２０の出力信号（Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}）が入力される。

バースト信号発生器２０の出力信号（Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}）は、１００Ｈｚから数百Ｈｚの範囲の所定のバースト周期を有する周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}であり、従来技術のシステムにおいて、蛍光管１０の調光のために用いられているものである。

本実施の形態の好ましい実施例においては、コンパレータ３０は、バースト信号発生器２０の周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}を電流誤差信号Ｉ_Ｅ１、Ｉ_Ｅ２と比較し、輝度調整用スイッチ回路２８を制御するためのパルス幅変調信号ＰＷＭ_１又はＰＷＭ_２を生成し、出力する。

図４は、本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置で発生されるパルス幅変調信号ＰＷＭ_１、ＰＷＭ_２の生成方式を説明するための時間的推移を示したタイムチャートである。
図４にバースト信号と示された周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}は、バースト信号発生器２０の出力信号に対応している。

図２のコンパレータ３０内では、図４に示されているように、パルス幅変調信号ＰＷＭ_１、ＰＷＭ_２を出力するために、この周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}が、電流誤差信号Ｉ_Ｅ１、Ｉ_Ｅ２と比較される。輝度調整用スイッチ回路２８は、パルス幅変調信号ＰＷＭ_１、ＰＷＭ_２により、管電流実際値Ｉ_Ｌ１、Ｉ_Ｌ２がその目標値に追従するように制御される。本実施形態による実施例では、１０％までの電流偏差を補償することができる。

図３は、本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置の実施形態の具体的な回路を詳細に示した回路図である。
図１及び図２の場合と対応する構成部品には、同一符号が示されている。

図３には、蛍光管１０を備えた照明回路を１系統のみ示す。しかし当業者には、ほぼ任意数のさらなる系統を付加することが可能であることが理解できるであろう。

変圧器１２は、蛍光管１０の全ての駆動回路に対する共通の変圧器として形成されている。蛍光管の使用される用途において必要な場合には、複数の変圧器を用いるが、その場合も本実施形態の適用範囲内である。

変圧器１２には、図２を参照して説明した給電用スイッチング回路（１６、１８）を介して給電される。この給電用スイッチング回路（１６、１８）は、バースト信号発生器２０（図２）も含んで、それ自体公知である集積型のスイッチ制御回路によって制御される。

上述のごとく蛍光管１０は、まずバースト信号発生器２０を用いた電源電圧のオン／オフ制御によって調光される。

さらに、バースト信号発生器２０の周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}は、本実施形態による照明器具の各系統の不連続に構成されるパルス幅変調のために用いられる。そのためトランジスタＱ_１は、バースト信号発生器２０から出力される周期的傾斜信号（電圧）Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}をバッファリングし、それをコンパレータ３０に送出する。

コンパレータ３０は、例えば、米国カリフォルニア州のナショナルセミコンダクタ（National Semiconductor）社のタイプＬＭ３３９という標準コンパレータによって実現することができる。

誤差増幅器３２は、例えば、ナショナルセミコンダクタ社のタイプＬＭ３２４という演算増幅器によって実現することができ、図３に示した実施例では、Ｉ回路（積分回路）として実施されている。

誤差増幅器３２は、上述のごとく入力信号として管電流実際値Ｉ_Ｌ及び管電流目標値が入力され、電流誤差信号Ｉ_Ｅが出力される。

輝度調整用スイッチ回路２８は、図４に示されているように、バースト信号（周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}）の正の半波期間中にのみスイッチングでオンされるように設計される。負の半波期間は、ＭＯＳ ＦＥＴである輝度調整用スイッチ回路２８に内在するダイオードによって阻止される。

輝度調整用スイッチ回路２８としてＭＯＳ ＦＥＴの代わりに、バイポーラ トランジスタを用いる場合は、負の半波期間を処理するために付加的なダイオードが必要になるであろう。

管電流値検出回路２６も、図４に示された実施例では、正の半波期間でのみ検出動作する。その場合、負の半波は、ダイオードＤ_１により除去される。

同様のことは、総電流値信号Ｉ_Σの検出のために、変圧器１２の二次巻線に接続された総電流値検出回路２２に対しても適用することができる。

図３に示された平均化回路２４は、単なる一実施例として示されている。

管電流実際値Ｉ_Ｌを制御するために容量型電圧分圧器Ｃ_１、Ｃ_２を使用することは、輝度調整用スイッチ回路２８のオフ期間において、第２コンデンサＣ_２にほとんど損失を生じさせないという利点を発揮する。さらに、コンデンサＣ_２は、「バラストコンデンサ」Ｃ_１に寄与しており、従って上述のごとく蛍光管１０の特性を安定化させるために貢献している。

さらに抵抗型分圧器を備えた装置と比較した場合には、蛍光管１０の両端間に発生させる必要のある変圧器電圧を多少低減させることができる。

本実施形態では、全ての蛍光管の管電流実際値が、目標の電流値（管電流目標値）となるような極めて正確な制御を達成することができ、それにもかかわらず安価に実現でき、照明器具における蛍光管１０の制御装置を提供できる。

各系統、すなわち各蛍光管１０に対して必要となるものは、いずれにしても、従来技術のスイッチ制御回路内に存在している構成要素に付加的に、演算増幅器、誤差増幅器、及びコンパレータ、ＭＯＳ ＦＥＴ又はバイポーラ トランジスタ、及び、コンデンサしか必要としない。

半導体の輝度調整用スイッチ回路２８のオン／オフは、バースト信号発生器２０のバースト周期に同期させることができる。それにより、パルス幅変調信号の生成のための付加的な傾斜信号発生器を不要にすることができ、動作中に干渉を起こす事態を無くすことができる。というのは、変圧器１２もバースト信号発生器２０から出力される周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}に基づいて制御されているからである。

変圧器の二次電流は、変圧器の出力の調節のためにも、個々の系統の電流値を動的に制御するための管電流平均値の生成のためにも利用されている。

本実施形態は、任意数、例えば、４、１６又は３２個の蛍光管１０を備えた照明器具に適用することができる。その場合、奇数となる蛍光管の数でも問題なく制御可能である。

本実施形態では、±１％の精度で目標値への電流値制御を達成することができる。その場合、その偏差は、人間の目ではもはや認識することができない。

本実施形態は、少なくとも１つ、好ましくは複数の蛍光管１０を備えた照明器具における蛍光管１０を制御する制御装置を提案するものである。

この制御装置は、各蛍光管１０に対して、蛍光管１０に直列に第１コンデンサ（Ｃ_１；Ｃ_１１、Ｃ_１２）及び第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）が接続された容量型電圧分圧器と、両コンデンサ（Ｃ_１、Ｃ_２；Ｃ_１１、Ｃ_１２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）の一方に並列に接続された輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）と、蛍光管１０を流れる瞬時の管電流実際値Ｉ_Ｌを検出する回路２６と、瞬時の管電流実際値Ｉ_Ｌにより、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）用の制御信号ＰＷＭを生成するスイッチ制御回路とを備えるものである。

輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）は、その輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）をオン／オフ切り替えすることにより、一方のコンデンサ（例えばＣ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）を短絡したり短絡解除したりすることで、蛍光管１０に印加される電圧を変化させ、蛍光管１０に流れる管電流実際値Ｉ_Ｌを調節することができる。

複数の蛍光管１０を備えた照明器具では、各蛍光管１０に接続される輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）は、好ましくは、個々の管電流実際値Ｉ_Ｌが等しくなるように、従って複数の蛍光管１０が同一輝度を生じるように駆動される。

本実施形態では、容量型電圧分圧器を用いることにより、コンデンサに生じる損失は、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）がオフの時でも、ほとんど無いか又は無視しうる程度にしか発生しない。損失が少ないということは、エネルギーを節約できると共に、コンデンサ自体をＳＭＤ（表面実装部品）技術による個別の小型構造部品によって実現しうるという付加的な利点を提供できる。

それに対して抵抗型分圧器を用いる場合には、抵抗にかなり大きな損失が発生し、それにより複数の抵抗への電圧負担の分配が必要になることがある。

さらに蛍光管１０に直列に接続される容量型電圧分圧器を備えることは、第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）が、蛍光管１０用の付加的「バラストコンデンサ」として作用し、さらに蛍光管１０の特性安定化に寄与するという利点を提供することができる。

容量型電圧分圧器の第１コンデンサ（Ｃ_１；Ｃ_１１、Ｃ_１２）は、好ましいことに、従来技術において知られている蛍光管１０の特性安定化のためにそれに直列に接続されるコンデンサに対応している。

好ましくは、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）は、半導体スイッチ（１４；２８）であり、特に、ＭＯＳ ＦＥＴ又はバイポーラ トランジスタである。

本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置のスイッチ制御回路は、蛍光管１０の実際の電流値（管電流実際値Ｉ_Ｌ）及び蛍光管１０の目標の電流値（管電流目標値）が入力信号として入力され、蛍光管１０の電流値の誤差信号（電流誤差信号Ｉ_Ｅ）を出力する誤差増幅器３２を備えている。

電流誤差信号Ｉ_Ｅは、管電流実際値Ｉ_Ｌを制御するため、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）を制御する制御信号ＰＷＭを生成するために用いられる。

さらに本実施形態の照明器具における特に好ましい実施例においては、スイッチ制御回路は、誤差増幅器３２と輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）との間に接続され、誤差増幅器３２の蛍光管１０の電流値の誤差信号（電流誤差信号Ｉ_Ｅ）及び周期的に傾斜方向が変化する信号（周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}）により、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）用の制御信号ＰＷＭを生成するコンパレータ３０を備えている。

又、実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置は、周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}を生成するバースト信号発生器２０を備える。周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}自体は、好ましくは、従来技術で知られているように、バースト信号発生器２０の出力信号である。

バースト信号発生器２０は、蛍光管１０の調光のための制御を実施するために用いられる。バースト信号発生器２０は、バースト周期を有する周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}を発生し、その周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}は、蛍光管１０の供給電圧をオン／オフ制御するために利用される。オン時間及びオフ時間の比率が、蛍光管１０の調光度を決定する。

本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置では、好ましいことに、従来技術の蛍光管用のスイッチ制御回路に普通に存在するバースト信号発生器２０の周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}を、管電流実際値Ｉ_Ｌの微調整を実施するために利用する。その場合に、バースト信号発生器２０の周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}及び蛍光管１０の電流値の誤差信号Ｉ_Ｅが入力信号として入力されるコンパレータ３０では、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）に対する制御信号となるＰＷＭ信号を生成する。

従来技術の蛍光管用のスイッチ制御回路中のバースト信号発生器は、蛍光管を調光するために、蛍光管への供給電圧をその最高値の０〜１００％の間でオン／オフ切り替えするように動作していた。

それに対して、本実施形態の照明器具における蛍光管の制御装置では、周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}は、並列に接続された複数の蛍光管１０に同一値の電流を流すことにより同一輝度を発生させることを確実にするために用いられ、例えば、電源電圧の１０％又は±５％の範囲内で、管電流実際値Ｉ_Ｌを制御又は調節するために用いられる。

本実施形態の照明器具における代替的な実施形態としては、スイッチ制御回路には、誤差増幅器３２が備えられることがなく、蛍光管１０の実際の電流値（管電流実際値Ｉ_Ｌ）及びバースト信号発生器２０からの周期的に傾斜方向が上下変化する信号（周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}）が入力され、その入力信号により、輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）用の制御信号ＰＷＭを生成するコンパレータ３０のみを備えるようにしてもよい。

又、少ない部品で構成されるこの実施形態は、誤差増幅器３２を有する実施形態としても実施可能であると共に、管電流実際値Ｉ_Ｌの小さな値を正確に調整することも実施可能である。

第１実施例（スイッチ制御回路に誤差増幅器３２とコンパレータ３０を備える）では、並列に接続された複数の蛍光管１０の間の管電流実際値Ｉ_Ｌが約１％しか相違しないように制御され、その違いは人目にはもはや認識することができないのに対して、（スイッチ制御回路にコンパレータ３０のみを備える）第２実施例の場合では、その精度は通常達成され得ない。それにもかかわらず、第２実施例も従来技術に対して複数蛍光管１０の輝度の均等化という改善を達成することができる。

本実施形態では、好ましくは、蛍光管１０に直列に接続され、蛍光管１０の管電流実際値Ｉ_Ｌを検出して出力する管電流値検出回路２６が備えられる。管電流値検出回路２６自体は、従来技術において知られている構成と同様に構成することができる。

さらに本実施形態によれば、好ましくは、全ての蛍光管１０を流れる総電流値Ｉ_Σを検出して各蛍光管１０の平均の電流値（管電流平均値Ｉ_ＡＶ）を生成する総電流値検出回路２２および平均化回路２４を備え、管電流平均値Ｉ_ＡＶが、蛍光管１０の目標の電流値（管電流目標値）として用いられる。こうすることによって蛍光管１０の管電流目標値を特に簡単に形成することができ、それにもかかわらず全ての蛍光管１０を同一輝度で発光させるという本発明の目的を達成することができる。

蛍光管１０用の制御装置は、通常、給電用スイッチング回路（１６、１８）と、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器１２とを備えている。

周期的傾斜信号Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ}は、給電用スイッチング回路（１６、１８）のタクト周期より２桁〜３桁低いバースト周期を有する。

本実施形態では、好ましくは、総電流値検出回路２２は、変圧器１２の二次巻線に直列に接続され、二次巻線を流れる変圧器の帰路電流値を検出する。この変圧器の帰路電流値は、十分な精度を有しており、全ての蛍光管１０を流れる総電流値Ｉ_Σに対応している。

本実施形態の照明器具における容量型電圧分圧器は、好ましくは、第１コンデンサ（Ｃ_１；Ｃ_１１、Ｃ_１２）が蛍光管１０の上流側に接続され、第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）が蛍光管１０の下流側に接続されるように配置される。

第１コンデンサ（Ｃ_１；Ｃ_１１、Ｃ_１２）は、蛍光管１０の負特性を正特性に変換するために従来技術により基本的に知られている、いわゆる「バラストコンデンサ」に対応している。

輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）は、好ましくは、第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）に並列に接続される。その場合、第１コンデンサ（Ｃ_１；Ｃ_１１、Ｃ_１２）と第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）との間の静電容量の比は、例えば、略１：５である。

静電容量の比をこのように選定することによって、第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）及び輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）に過大電圧がかかることがなく、そのため、第２コンデンサ（Ｃ_２；Ｃ_２１、Ｃ_２２）について、例えば、耐電圧４００Ｖコンデンサによる実施を確実にすることができる。特にＭＯＳ ＦＥＴで実現される輝度調整用スイッチ回路（１４；２８）に対して、同様に低い電圧しかかからないことになる。

さらに分圧器のこの静電容量の比は、例えば、最高電圧の１０％というような、本実施形態の蛍光管１０により出力される電圧範囲を決定している。

このように本実施形態では、複数の蛍光管１０を備えた照明器具において、通常動作時にはいつでも同様に、広範な調光領域にわたって均等な輝度に制御できる蛍光管の制御装置を提供することができる。

この明細書、特許請求の範囲、及び図面に開示された特徴は、本発明の実現のために、個々でも任意の組合せでも、その種々の実施態様にて実施することができる。

本発明の照明器具における蛍光管の制御装置の原理を説明するための回路を示した回路図である。 本発明の照明器具における蛍光管の制御装置の実施形態を簡略化して示したブロック図である。 本発明の照明器具における蛍光管の制御装置の実施形態の具体的な回路を詳細に示した回路図である。 本発明の照明器具における蛍光管の制御装置で発生されるパルス幅変調信号ＰＷＭ_１、ＰＷＭ_２の生成方式を説明するための時間的推移を示したタイムチャートである。

符号の説明

１０ 蛍光管、
１２ 変圧器、
１４ 輝度調整用スイッチ回路、
１６ パルス幅変調回路、
１８ ブリッジ回路、
２０ バースト信号発生器、
２２ 総電流値検出回路、
２４ 平均化回路、
２６ 管電流値検出回路、
２８ 輝度調整用スイッチ回路、
３０ コンパレータ、
３２ 誤差増幅器、
Ｃ_１、Ｃ_２ コンデンサ、
Ｌ_１、Ｌ_２ 蛍光管、
Ｃ_１１、Ｃ_２１、Ｃ_１２、Ｃ_２２ コンデンサ、
Ｒ_１、Ｒ_２ 抵抗、
Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４ ダイオード、
Ｉ_Ｌ、Ｉ_Ｌ１、Ｉ_Ｌ２ 管電流実際値、
Ｉ_Σ 総電流値信号、
Ｉ_ＡＶ 管電流平均値、
Ｉ_Ｅ１、Ｉ_Ｅ２ 電流誤差信号、
ＰＷＭ_１、ＰＷＭ_２ パルス幅変調信号、
Ｕ_{Ｂｕｒｓｔ} バースト信号発生器の周期的傾斜信号（蛍光灯電圧）。

Claims (15)

1. 少なくとも１つの蛍光管を備えた照明器具における蛍光管の制御装置であって、
   前記蛍光管に直列に第１コンデンサ及び第２コンデンサが接続された容量型電圧分圧器と、
   前記両コンデンサの一方に並列に接続された輝度調整用スイッチ回路と、
   前記蛍光管を流れる瞬時の管電流値を検出する手段と、
   前記瞬時の管電流値により、前記輝度調整用スイッチ回路のための制御信号を生成するスイッチ制御回路と
   を備えることを特徴とする照明器具における蛍光管の制御装置。
2. 前記輝度調整用スイッチ回路は、半導体スイッチである
   ことを特徴とする請求項１に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
3. 前記半導体スイッチは、ＭＯＳ ＦＥＴ又はバイポーラ トランジスタである
   ことを特徴とする請求項２に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
4. 前記スイッチ制御回路は、蛍光管の実際の電流値（管電流実際値）及び蛍光管の目標の電流値（管電流目標値）が入力信号として入力され、蛍光管の電流値の誤差信号（管電流誤差信号）を出力する制御用増幅器を備える
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
5. 前記スイッチ制御回路は、前記制御用増幅器と前記輝度調整用スイッチ回路との間に接続され、前記制御用増幅器からの管電流誤差信号及び周期的に傾斜方向が変化する信号（周期的傾斜信号）により、前記輝度調整用スイッチ回路のための制御信号を生成するコンパレータ回路を備える
   ことを特徴とする請求項４に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
6. 前記スイッチ制御回路は、蛍光管の実際の電流値（管電流実際値）及び周期的に傾斜方向が上下変化する信号（周期的傾斜信号）が入力され、その入力信号により、前記輝度調整用スイッチ回路のための制御信号を生成するコンパレータ回路を備える
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
7. 前記周期的傾斜信号を生成するバースト信号発生器を備える
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
8. 照明器具を制御するための給電用スイッチング回路が設けられ、
   前記周期的傾斜信号は、前記給電用スイッチング回路のタクト周期より２桁〜３桁低いバースト周期を有する
   ことを特徴とする請求項７に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
9. 前記コンパレータ回路は、ＰＷＭ信号を生成する
   ことを特徴とする請求項５〜８の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
10. 蛍光管に直列に接続され、蛍光管の電流実際値を生成する管電流値検出回路を備える
    ことを特徴とする請求項１〜９の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
11. 全蛍光管を流れる総電流値を検出して各蛍光管の平均の電流値（管電流平均値）を生成する総電流値検出回路を備え、
    前記管電流平均値が、蛍光管の目標の電流値（管電流目標値）として用いられる
    ことを特徴とする請求項１〜１０の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
12. 照明器具を制御するための一次巻線及び二次巻線を有する変圧器を備え、
    前記総電流値検出回路は、前記変圧器の二次巻線に直列に接続される
    ことを特徴とする請求項１１に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
13. 前記第１コンデンサが前記蛍光管の上流側に接続され、
    前記第２コンデンサが前記蛍光管の下流側に接続される
    ことを特徴とする請求項１〜１２の何れか１項に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
14. 前記輝度調整用スイッチ回路は、前記第２コンデンサに並列に接続される
    ことを特徴とする請求項１３に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。
15. 前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間の静電容量の比は、略１：５である
    ことを特徴とする請求項１４に記載の照明器具における蛍光管の制御装置。

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