JP2006333102A - アナログ・デジタル変換回路及びアナログ・デジタル変換器 - Google Patents
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Abstract
【課題】必要な部品数を抑え、変換を高速に実行でき、カスケード接続可能なアナログ・デジタル変換回路及びアナログ・デジタル変換器を提供する。
【解決手段】入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して大小関係を示すビット情報を出力し、出力したビット情報に相当するアナログ基準信号を生成し、入力アナログ信号から生成したアナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する。
【選択図】図2
【解決手段】入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して大小関係を示すビット情報を出力し、出力したビット情報に相当するアナログ基準信号を生成し、入力アナログ信号から生成したアナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する。
【選択図】図2
Description
本発明は、アナログ・デジタル変換回路及びアナログ・デジタル変換器に関する。
アナログ・デジタル変換器はアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログ・デジタル変換器は、速度、分解能、精度、範囲、および、コスト等、様々な側面から、多数の種類のものが提供されている。
アナログ・デジタル変換は大きく分けて、基準電圧と比較器を用いてアナログ信号の電圧と閾値との大小を比較するタイプと、積分変換器を用いるタイプとがある。基準電圧と比較器を用いるタイプは変換時間が短い、積分変換器を用いるタイプは精度が良いという特徴がそれぞれある。
図1に示す構成のアナログ・デジタル変換器は、フラッシュ型として知られている。フラッシュ型は、基準電圧と比較器を用いるアナログ・デジタル変換器として一般的に良く知られている。図1に示すように、フラッシュ型アナログ・デジタル変換器は、アナログ信号入力部1、デジタル信号出力部2−1〜2−n、比較器3−1〜3−n、抵抗4−1から4−(n+1)、アース5を備えている。nは、アナログ信号からデジタル信号を取り出す数に応じて設定する。
比較器3−1〜3−nは、入力信号の電圧と比較基準電圧とで電圧の大小に関する比較を行う。そして、その比較の結果に応じてデジタル信号を割り当てる。例えば、比較器3−1は、図1の比較器3−1に記載の−記号側へ入力される比較基準電圧V1よりも、図
1の比較器3−1に記載の+記号側へ入力される入力アナログ信号の電圧の方が大きい場合にはデジタル信号の1を意味する信号をデジタル信号出力部2−1から出力し、比較基準電圧よりもアナログ入力電圧の方が小さい場合にはデジタル信号の0を意味する信号をデジタル信号出力部2−1から出力する。比較器3−1〜3−nの比較基準電圧は、比較器3−1〜3−nの順に大きさが小さくなるよう構成されている。例えば、図1で、比較器3−1〜3−nへ入力される比較基準電圧をV1〜Vnとすると、V1−V2=V2−V3=・・・=Vn-1−Vn=Vnより、V1=nVn,V2=(n−1)Vn,V3=(n−2)Vn
,・・・,Vn-1=2Vnとなる。
1の比較器3−1に記載の+記号側へ入力される入力アナログ信号の電圧の方が大きい場合にはデジタル信号の1を意味する信号をデジタル信号出力部2−1から出力し、比較基準電圧よりもアナログ入力電圧の方が小さい場合にはデジタル信号の0を意味する信号をデジタル信号出力部2−1から出力する。比較器3−1〜3−nの比較基準電圧は、比較器3−1〜3−nの順に大きさが小さくなるよう構成されている。例えば、図1で、比較器3−1〜3−nへ入力される比較基準電圧をV1〜Vnとすると、V1−V2=V2−V3=・・・=Vn-1−Vn=Vnより、V1=nVn,V2=(n−1)Vn,V3=(n−2)Vn
,・・・,Vn-1=2Vnとなる。
アナログ信号入力部1にアナログ信号が入力された際のフラッシュ型アナログ・デジタル変換器の動作は以下の通りである。まず、アナログ信号入力部1にアナログ信号が入力されると、フラッシュ型アナログ・デジタル変換器は、アナログ信号の電圧の大きさとそれぞれの比較器に入力される比較基準電圧の大きさとの大小関係を比較する。例えば、入力アナログ信号として(n−2)Vn>(n−3)Vnの電圧が入力されたとする。その際、比較器による比較の結果として、比較器3−1〜3−2までの比較器はデジタル信号の0を意味する信号をそれぞれの比較器に対応するデジタル信号出力部2−1〜2−2からそれぞれ出力し、比較器3−3〜3−nまでの比較器はデジタル信号の1を意味する信号をそれぞれの比較器に対応するデジタル信号出力部2−3〜2−nからそれぞれ出力する。このようにして、デジタル信号出力部2−1〜2−nは、デジタル信号を出力することができる。
本発明に係る先行技術文献としては、次に示すものがある。
特開平7−307670号公報
特開2000−236255号公報
フラッシュ型アナログ・デジタル変換器は、以上で示したように、構成が単純であるという利点がある。また、高速にアナログ・デジタル変換を実行できるという利点もある。しかし、アナログ信号からデジタル信号を取り出す数を増やすほどに、必要とする抵抗と比較器の数が多くなるという欠点があった。
本願はこのような従来技術の問題点に鑑みてなされたものである。すなわち、本発明の目的は、必要な部品数を抑え、変換を高速に実行でき、カスケード接続可能なアナログ・デジタル変換回路及びアナログ・デジタル変換器を提供することである。
上記課題を解決するために、本発明は以下の構成を採用した。
(1)すなわち、本発明のアナログ・デジタル変換回路は、入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段とを有する。
(1)すなわち、本発明のアナログ・デジタル変換回路は、入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段とを有する。
この構成によれば、入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して大小関係を示すビット情報を出力することにより、アナログ信号からデジタル信号を取り出すことができる。また、出力したビット情報に対するアナログ基準信号を生成し、入力アナログ信号から生成したアナログ基準信号を減算した差分信号を出力したビット情報の桁数に相当する倍率で増幅して出力することができる。
(2)また、本発明のアナログ・デジタル変換器は、入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段とを有するアナログ・デジタル変換回路を複数個縦続に接続し、前段のアナログ・デジタル変換回路の前記差分増幅手段の出力信号を次段に入力される入力信号としてもよい。
(2)また、本発明のアナログ・デジタル変換器は、入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段とを有するアナログ・デジタル変換回路を複数個縦続に接続し、前段のアナログ・デジタル変換回路の前記差分増幅手段の出力信号を次段に入力される入力信号としてもよい。
この構成によれば、アナログ・デジタル変換回路を複数個縦続に接続することにより、1つのアナログ信号から前記桁数を前記複数個分だけ組み合わせたデジタル信号を取り出すことができる。
(3)また、本発明のアナログ・デジタル変換器は、入力端子に入力された入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段と、前記差分増幅手段で増幅された差分信号を蓄積するための第1および第2の信号蓄積手段と、前記入力アナログ信号の前記入力端子への入力を切断する切断手段と、前記切断手段による入力信号の切断の後、前記差分増幅手段の出力端子を前記第1の信号蓄積手段に接続したときに前記第2の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させ、前記差分増幅手段の出力端子を前記第2の信号蓄積手段に接続したときに前記第1の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させる切り替え手段とを備え、前記切り替え手段により前記第1および第2の信号蓄積手段と前記入力端子および前記差分増幅手段の出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定してもよい。
(3)また、本発明のアナログ・デジタル変換器は、入力端子に入力された入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段と、前記差分増幅手段で増幅された差分信号を蓄積するための第1および第2の信号蓄積手段と、前記入力アナログ信号の前記入力端子への入力を切断する切断手段と、前記切断手段による入力信号の切断の後、前記差分増幅手段の出力端子を前記第1の信号蓄積手段に接続したときに前記第2の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させ、前記差分増幅手段の出力端子を前記第2の信号蓄積手段に接続したときに前記第1の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させる切り替え手段とを備え、前記切り替え手段により前記第1および第2の信号蓄積手段と前記入力端子および前記差分増幅手段の出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定してもよい。
この構成によれば、アナログ・デジタル変換器は、アナログ・デジタル変換回路からの出力信号を一時的に蓄積し、蓄積された信号をアナログ・デジタル変換回路の入力信号とする処理を繰り返すことにより、1つのアナログ信号から前記桁数を前記複数個分だけ組み合わせたデジタル信号を取り出すことができる。
本発明は、以上のような、処理を実行するアナログ・デジタル変換方法であってもよい。
本発明によれば、必要な部品数を抑え、変換を高速に実行でき、カスケード接続可能なアナログ・デジタル変換回路及びアナログ・デジタル変換器を提供できる。
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。以下の実施形態の構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。
《第1実施形態》
以下、本発明の第1実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路を図2−図4の図面に基づいて説明する。
以下、本発明の第1実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路を図2−図4の図面に基づいて説明する。
図2は、本実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路12の基本構成図である。このアナログ・デジタル変換回路12は、アナログ信号入力部(IN)6、デジタル信号出力部(D1−out)7、アナログ信号出力部(AN−out)8、比較器(A)10、演算増幅器(B)11、抵抗9a、および抵抗9bを備える。
アナログ信号入力部6には、入力アナログ信号が入力される。
比較器10は、アナログ信号入力部6から入力される信号の電圧VINと比較基準電圧Vrefとの電圧の大小を比較する。本実施形態では、Vrefを電源電圧VCCの1/2に設定する(Vref=VCC/2)。そして、VINとVrefとの大小関係にしたがって、比較器10は、2種類の異なる出力信号のうちの1つを出力する。図2では、VINは比較器10の+側、Vrefは比較器10の−側に入力されている。その場合の比較器10の動作を図3、4
にて詳しく説明する。
にて詳しく説明する。
図3は、比較器10において、入力アナログ信号の電圧VINが比較基準電圧Vrefより
も大きい場合の比較器10の動作を示す図である(Hi判定を示す図である)。図2を用いて説明を行った部分に関しては、図3中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。図3に示す場合、比較器10は、電圧VINの入力アナログ信号が比較器10の+側に入力されているため、ほぼ電源電圧VCCに等しい電圧の信号を出力する。したがって、比較器10は、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。
も大きい場合の比較器10の動作を示す図である(Hi判定を示す図である)。図2を用いて説明を行った部分に関しては、図3中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。図3に示す場合、比較器10は、電圧VINの入力アナログ信号が比較器10の+側に入力されているため、ほぼ電源電圧VCCに等しい電圧の信号を出力する。したがって、比較器10は、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。
図4は、比較器10において、入力アナログ信号の電圧VINが比較基準電圧Vrefより
も小さい場合の比較器10の動作を示す図である(Lo判定を示す図である)。図2を用いて説明を行った部分に関しては、図4中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。図4に示す場合、比較器10は、アースと同等の電圧、すなわちゼロ電圧の信号を出力する。
も小さい場合の比較器10の動作を示す図である(Lo判定を示す図である)。図2を用いて説明を行った部分に関しては、図4中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。図4に示す場合、比較器10は、アースと同等の電圧、すなわちゼロ電圧の信号を出力する。
デジタル信号出力部7は、比較器10が出力する信号を出力する。デジタル信号出力部7が出力する信号は、2Vrefの信号の電圧のときにはデジタル信号の1を意味し、ゼロ
電圧の信号の時にはデジタル信号の0を意味する。
電圧の信号の時にはデジタル信号の0を意味する。
抵抗9a,9bは、同じ大きさの抵抗とする。
例として、アナログ信号入力部6に電圧VINの入力アナログ信号が入力された場合を考える。
まず、VIN>Vrefの場合を考える。比較器10は、入力アナログ信号の電圧VINと比
較基準電圧Vrefとを比較する。この場合、VIN>Vrefであるので、図3に示したように、比較器10は2Vrefの電圧の信号を出力する。そして、比較器10の出力信号はデジ
タル信号出力部7から出力される。
較基準電圧Vrefとを比較する。この場合、VIN>Vrefであるので、図3に示したように、比較器10は2Vrefの電圧の信号を出力する。そして、比較器10の出力信号はデジ
タル信号出力部7から出力される。
また、VIN<Vrefの場合を考える。比較器10は、入力アナログ信号の電圧VINと比
較基準電圧Vrefとを比較する。この場合、VIN<Vrefであるので、図4に示したように、比較器10はゼロ電圧の信号を出力する。そして、比較器10の出力信号はデジタル信号出力部7から出力される。
較基準電圧Vrefとを比較する。この場合、VIN<Vrefであるので、図4に示したように、比較器10はゼロ電圧の信号を出力する。そして、比較器10の出力信号はデジタル信号出力部7から出力される。
比較器10が本発明の「入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力する手段」に相当する。また、比較器10は、ビット情報を0または2Vrefの電圧のアナログ信号として出力することか
ら、本発明の「前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段」にも相当する。
ら、本発明の「前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段」にも相当する。
演算増幅器11には、イマジナリーショートの考え方から、演算増幅器11の+記号、−記号の両方に電圧VINがかかると考えることができる。したがって、アナログ信号出力部8から出力される信号の電圧VOUTは、VIN>Vrefの場合、VOUT=2(VIN−Vref)となる。また、VIN<Vrefの場合、VOUT=2VINとなる。したがって、VOUT=2(VIN−a1Vref),a1=0(VIN<Vref),a1=1(VIN>Vref)と記述できる。ここ
で、a1はアナログ・デジタル変換後のデジタル信号1ビットを表わす。
で、a1はアナログ・デジタル変換後のデジタル信号1ビットを表わす。
すなわち、アナログ・デジタル変換回路12は、入力アナログ信号の電圧から比較基準電圧a1Vrefを差し引くと共に、ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅(本実施形態の場合は1ビットであるため2倍に増幅)して出力している。したがって、このアナログ・デジタル変換回路12が本発明の「前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段」に相当する。
以上のようにして、アナログ・デジタル変換回路12を用いて、入力アナログ信号からデジタル信号を1ビット分取り出すことができる。
また、アナログ信号出力部8から出力される電圧をε(1回路あたりの誤差、または量子化雑音)とする。そして、取り出されるデジタル信号をa1=(0,1)で表わすと、
アナログ・デジタル変換回路12は、VIN=a1Vref+(ε/2)という電圧VINの入力アナログ信号からデジタル信号a1を取り出し、(ε/2)を2倍した電圧εの信号を、
アナログ信号出力部8から出力するとみなすこともできる。
アナログ・デジタル変換回路12は、VIN=a1Vref+(ε/2)という電圧VINの入力アナログ信号からデジタル信号a1を取り出し、(ε/2)を2倍した電圧εの信号を、
アナログ信号出力部8から出力するとみなすこともできる。
尚、図2の構成単独の場合(後述のようにカスケードしない場合)で、増幅器11の出力は使用されない。このため、増幅器11は、差分信号の増幅に使用するのではなく、別目的の独立した増幅器として使用してもよい。
《第2実施形態》
以下、本発明の第2実施形態に係るアナログ・デジタル変換器を図5の図面に基づいて説明する。
以下、本発明の第2実施形態に係るアナログ・デジタル変換器を図5の図面に基づいて説明する。
図5は、本実施形態に係るアナログ・デジタル変換器の基本構成図である。このアナログ・デジタル変換器は、第1実施形態で示したアナログデジタル変換回路12が3個縦続接続する形態になっている。
アナログ信号入力部6aに入力される入力アナログ信号は、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12と同じ動作によって処理され、アナログ信号出力部8aから出力される。そして、アナログ信号出力部8aから出力される信号は、入力アナログ信号として、アナログ信号入力部6bに入力される。アナログ信号入力部6bに入力されるアナログ信号は、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12と同じ動作によって処理され、アナログ信号出力部8bから出力される。そして、アナログ信号出力部8bから出力される信号は、入力アナログ信号として、アナログ信号入力部6cに入力される。アナログ信号入力部6cに入力されるアナログ信号は、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12と同じ動作によって処理され、アナログ信号出力部8cから出力される。このようにして、アナログ・デジタル変換回路12を3個縦続接続した形態のアナログ・デジタル変換器は、アナログ信号入力部6aに入力される入力アナログ信号から、デジタル信号出力部7a,7b,7cにて、デジタル信号を3ビット分取り出すことができる。
以上のことをより詳しく述べるために、アナログ・デジタル変換回路12aのアナログ信号入力部6aに電圧VIN(a)の信号が入力された場合を考える。
まず、比較器10aは、入力アナログ信号の電圧VIN(a)と比較基準電圧Vref(=
VCC/2)との大きさを比較する。そして、比較器10aは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(a)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10aは、VIN(a)<Vrefの場合には、ゼロ
電圧の信号を出力する。また、比較器10aの出力信号は、デジタル信号出力部7aから出力される。また、アナログ信号出力部8aから出力される信号の電圧VOUT(a)は、
第1実施形態で示したように、VIN(a)>Vrefの場合には、VOUT(a)=2(VIN(a)−Vref)となる。また、VIN(a)<Vrefの場合には、VOUT(a)=2VIN(a
)となる。
VCC/2)との大きさを比較する。そして、比較器10aは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(a)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10aは、VIN(a)<Vrefの場合には、ゼロ
電圧の信号を出力する。また、比較器10aの出力信号は、デジタル信号出力部7aから出力される。また、アナログ信号出力部8aから出力される信号の電圧VOUT(a)は、
第1実施形態で示したように、VIN(a)>Vrefの場合には、VOUT(a)=2(VIN(a)−Vref)となる。また、VIN(a)<Vrefの場合には、VOUT(a)=2VIN(a
)となる。
VIN(a)>Vrefの場合にはデジタル信号の1、VIN(a)<Vrefの場合にはデジタル信号の0がアナログ・デジタル変換回路12aからそれぞれ取り出される。それらのデジタル信号をa1=(1,0)で表わすと、出力信号の電圧VOUT(a)は、VOUT(a)
=2(VIN(a)−a1Vref)と表わすことができる。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aは、VIN(a)=a1Vref+(VOUT(a)/2)という電圧VIN(a)
の入力アナログ信号からデジタル信号a1を取り出し、(VOUT(a)/2)を2倍した電圧VOUT(a)の信号を、アナログ信号出力部8bから出力するとみなすこともできる。
=2(VIN(a)−a1Vref)と表わすことができる。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aは、VIN(a)=a1Vref+(VOUT(a)/2)という電圧VIN(a)
の入力アナログ信号からデジタル信号a1を取り出し、(VOUT(a)/2)を2倍した電圧VOUT(a)の信号を、アナログ信号出力部8bから出力するとみなすこともできる。
電圧VOUT(a)の出力信号は、アナログ・デジタル変換回路12bのアナログ信号入
力部6bに電圧VIN(b)(=VOUT(a))のアナログ信号として入力される。比較器
10bは、入力アナログ信号の電圧VIN(b)と比較基準電圧Vref(=VCC/2)とを
比較する。そして、比較器10bは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(b)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10bは、VIN(b)<Vrefの場合には、ゼロ電圧の信号を出力する。
また、比較器10bの出力信号はデジタル信号出力部7bから出力される。また、アナログ信号出力部8bから出力される信号の電圧VOUT(b)は、第1実施形態で示したよう
に、VIN(b)>Vrefの場合には、VOUT(b)=2(VIN(b)−Vref)となる。ま
た、VIN(b)<Vrefの場合には、VOUT(b)=2VIN(b)となる。
力部6bに電圧VIN(b)(=VOUT(a))のアナログ信号として入力される。比較器
10bは、入力アナログ信号の電圧VIN(b)と比較基準電圧Vref(=VCC/2)とを
比較する。そして、比較器10bは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(b)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10bは、VIN(b)<Vrefの場合には、ゼロ電圧の信号を出力する。
また、比較器10bの出力信号はデジタル信号出力部7bから出力される。また、アナログ信号出力部8bから出力される信号の電圧VOUT(b)は、第1実施形態で示したよう
に、VIN(b)>Vrefの場合には、VOUT(b)=2(VIN(b)−Vref)となる。ま
た、VIN(b)<Vrefの場合には、VOUT(b)=2VIN(b)となる。
VIN(b)>Vrefの場合にはデジタル信号の1、VIN(b)<Vrefの場合にはデジタル信号の0がアナログ・デジタル変換回路12bからそれぞれ取り出される。それらのデジタル信号をa2=(1,0)で表わすと、出力信号の電圧VOUT(b)は、VOUT(b)
=2(2(VIN(a)−a1Vref)−a2Vref)と表わすことができる。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aと12bとは、VIN(a)=a1Vref+(a2Vref/2)+(VOUT(b)/4)という電圧VIN(a)の入力アナログ信号からデジタル信号a1とa2とを取り出し、(VOUT(b)/4)を4倍した電圧VOUT(b)の信号を、アナロ
グ信号出力部8cから出力するとみなすこともできる。
=2(2(VIN(a)−a1Vref)−a2Vref)と表わすことができる。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aと12bとは、VIN(a)=a1Vref+(a2Vref/2)+(VOUT(b)/4)という電圧VIN(a)の入力アナログ信号からデジタル信号a1とa2とを取り出し、(VOUT(b)/4)を4倍した電圧VOUT(b)の信号を、アナロ
グ信号出力部8cから出力するとみなすこともできる。
電圧VOUT(b)の出力信号は、アナログ・デジタル変換回路12cのアナログ信号入
力部6cに電圧VIN(c)(=VOUT(b))のアナログ信号として入力される。比較器
10cは、入力アナログ信号の電圧VIN(c)と比較基準電圧Vref(=VCC/2)とを
比較する。そして、比較器10cは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(c)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10cは、VIN(c)<Vrefの場合には、ゼロ電圧の信号を出力する。
比較器10cの出力信号はデジタル信号出力部7cから出力される。また、アナログ信号出力部8cから出力される信号の電圧VOUT(c)は、第1実施形態で示したように、VIN(c)>Vrefの場合には、VOUT(c)=2(VIN(c)−Vref)となる。また、VIN(c)<Vrefの場合には、VOUT(c)=2VIN(c)となる。
力部6cに電圧VIN(c)(=VOUT(b))のアナログ信号として入力される。比較器
10cは、入力アナログ信号の電圧VIN(c)と比較基準電圧Vref(=VCC/2)とを
比較する。そして、比較器10cは、第1実施形態で示したアナログ・デジタル回路12の場合と同様に、VIN(c)>Vrefの場合には、VCC=2Vrefの電圧の信号を出力する。また、比較器10cは、VIN(c)<Vrefの場合には、ゼロ電圧の信号を出力する。
比較器10cの出力信号はデジタル信号出力部7cから出力される。また、アナログ信号出力部8cから出力される信号の電圧VOUT(c)は、第1実施形態で示したように、VIN(c)>Vrefの場合には、VOUT(c)=2(VIN(c)−Vref)となる。また、VIN(c)<Vrefの場合には、VOUT(c)=2VIN(c)となる。
VIN(c)>Vrefの場合にはデジタル信号の1、VIN(c)<Vrefの場合にはデジタル信号の0がアナログ・デジタル変換回路12cからそれぞれ取り出される。それらのデジタル信号をa3=(1,0)で表わすと、出力信号の電圧VOUT(C)は、VOUT(c)
=2(2(2(VIN(a)−a1Vref)−a2Vref)−a3Vref)と表わすことができる。アナログ信号出力部8cから出力される信号の電圧をε(量子化雑音)とする(すなわち、ε=VOUT(C))。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aと12bと1
2cとは、VIN(a)=a1Vref+(a2Vref/2)+(a3Vref/4)+(ε/8)という電圧VIN(a)の入力アナログ信号からデジタル信号a1とa2とa3とを取り出し、
(ε/8)を8倍した電圧εの信号を、アナログ信号出力部8cから出力すると考えることもできる。
=2(2(2(VIN(a)−a1Vref)−a2Vref)−a3Vref)と表わすことができる。アナログ信号出力部8cから出力される信号の電圧をε(量子化雑音)とする(すなわち、ε=VOUT(C))。したがって、アナログ・デジタル変換回路12aと12bと1
2cとは、VIN(a)=a1Vref+(a2Vref/2)+(a3Vref/4)+(ε/8)という電圧VIN(a)の入力アナログ信号からデジタル信号a1とa2とa3とを取り出し、
(ε/8)を8倍した電圧εの信号を、アナログ信号出力部8cから出力すると考えることもできる。
以上のようにして、このアナログ・デジタル変換器は、アナログ・デジタル変換回路12を3個縦続接続した場合には、1つの入力アナログ信号から3ビット分のデジタル信号を取り出すことができる。
また、このアナログ・デジタル変換器は、アナログ信号入力部6aに入力される入力アナログ信号の出力信号を入力アナログ信号として入力するような複数縦続接続をすることによって、1つの入力アナログ信号から、アナログ・デジタル変換回路12を縦続接続した数のデジタル信号を取り出すことができる(このアナログ・デジタル変換器の処理が、本発明の「アナログ・デジタル変換回路を複数個縦続に接続し、前段のアナログ・デジタル変換回路の前記差分増幅手段の出力信号を次段に入力される入力信号とする」に相当する)。
尚、図5の構成で、最後に位置する増幅器11cの出力は使用されない。このため、最下流の増幅器11cは、差分信号の増幅に使用するのではなく、別目的の独立した増幅器として使用してもよい。
《第3実施形態》
以下、本発明の第3実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路を図6−8の図面に基づいて説明する。
以下、本発明の第3実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路を図6−8の図面に基づいて説明する。
図6は、本実施形態に係るアナログ・デジタル変換回路の基本構成図である。このアナログ・デジタル変換回路は、アナログ信号入力部(IN)13、デジタル信号出力部(D1−out)14、デジタル信号出力部(D2−out)15、アナログ信号出力部(AN−out)16、比較器(A)17、比較器(B)18、演算増幅器(C)19,演算増幅器(D)20、抵抗21−27、および抵抗28を備える。
抵抗21,22,24はRaの大きさの抵抗とする。抵抗23は4Raの大きさの抵抗である。抵抗25,26,28はRbの大きさの抵抗である。ここで、Rbは、Raと同じ大
きさであってもよい。抵抗27は7Rbの大きさの抵抗である。
きさであってもよい。抵抗27は7Rbの大きさの抵抗である。
このアナログ・デジタル変換回路のアナログ信号入力部13に電圧VINの信号が入力された場合を考える。
比較器17において、入力アナログ信号の電圧VINは比較器17の+側に入力されており、比較基準電圧Vref(=VCC/2)は比較器17の−側に入力されている。したがっ
て、比較器17は、VIN>Vrefの場合には2Vrefの電圧の信号を出力し、VIN<Vref
の場合にはゼロ電圧の信号を出力する。比較器17による出力信号は、デジタル信号出力部14から出力される。したがって、比較器17の出力信号の電圧をVAとし、a1=0(VIN<Vref)、a1=1(VIN>Vref)とすると、
て、比較器17は、VIN>Vrefの場合には2Vrefの電圧の信号を出力し、VIN<Vref
の場合にはゼロ電圧の信号を出力する。比較器17による出力信号は、デジタル信号出力部14から出力される。したがって、比較器17の出力信号の電圧をVAとし、a1=0(VIN<Vref)、a1=1(VIN>Vref)とすると、
と表わせる。
デジタル信号出力部14から出力される信号は、VA=2Vrefの場合にはデジタル信号の1を、VA=0の場合にはデジタル信号の0をそれぞれ意味する。
また、比較器18において、入力アナログ信号の電圧VINとの比較電圧をVEとする。
比較電圧VEは、比較器17の出力信号に依存し、
比較電圧VEは、比較器17の出力信号に依存し、
となる。したがって、(VIN>Vref)のとき、VE=3Vref/2となり、(VIN<Vref)のとき、VE=Vref/2となる。
入力アナログ信号の電圧VINは比較器18の+側に入力されており、比較電圧VEは比
較器18の−側に入力されている。したがって、比較器18は、VINの方が比較電圧VE
よりも大きい場合には2Vref(=VCC)の電圧の信号を、入力信号の電圧VINの方が比
較電圧VEよりも小さい場合にはゼロ電圧の信号を出力する。したがって、比較器18の
出力信号の電圧をVBとし、a2=0(VIN<VE)、a2=1(VIN>VE)とすると、
較器18の−側に入力されている。したがって、比較器18は、VINの方が比較電圧VE
よりも大きい場合には2Vref(=VCC)の電圧の信号を、入力信号の電圧VINの方が比
較電圧VEよりも小さい場合にはゼロ電圧の信号を出力する。したがって、比較器18の
出力信号の電圧をVBとし、a2=0(VIN<VE)、a2=1(VIN>VE)とすると、
と表わせる。
比較器18の出力信号は、デジタル信号出力部15から出力される。
演算増幅器19の出力信号の電圧VCは、式(1),(3)のa1,a2を用いて、
となる。
また、演算増幅器20にかかる電圧VFは、
となる。
また、演算増幅器20の出力VDは、式(4),(5)を用いて、
となる。
そして、演算増幅器20の出力信号の電圧VDは、アナログ信号出力部16から出力さ
れる。すなわち、VIN>Vrefで、かつ、VIN>VE(=3Vref/2)の場合、VD=4(VIN−Vref−(Vref/2))の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN>Vrefで、かつ、VIN<VE(=3Vref/2)の場合、VD=4(VIN−Vref−0)の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN<Vrefで、かつ、VIN>VE(=Vref/2)の場合、VD=4(VIN−0−(Vref/2))の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN<Vrefで、かつ、VIN<VE(=Vref/2)の場合、VD=4(VIN−0−0)の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。
れる。すなわち、VIN>Vrefで、かつ、VIN>VE(=3Vref/2)の場合、VD=4(VIN−Vref−(Vref/2))の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN>Vrefで、かつ、VIN<VE(=3Vref/2)の場合、VD=4(VIN−Vref−0)の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN<Vrefで、かつ、VIN>VE(=Vref/2)の場合、VD=4(VIN−0−(Vref/2))の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。また、VIN<Vrefで、かつ、VIN<VE(=Vref/2)の場合、VD=4(VIN−0−0)の電圧の信号がアナログ信号出力部16から出力される。
以上のようにして、このアナログ・デジタル変換回路は、1つの入力アナログ信号から2ビット分のデジタル信号を取り出すことができる。
また、このアナログ・デジタル変換回路は、このアナログ・デジタル変換回路を複数縦続接続することによって、1つの入力アナログ信号から、アナログ・デジタル変換回路12を縦続接続した数の2倍のデジタル信号を取り出すことができる。
また、アナログ信号出力部16から出力される信号の電圧をε(量子化雑音)とすると、このアナログ・デジタル変換回路は、VIN=a1Vref+(a2Vref/2)+(ε/4)という電圧VINの入力アナログ信号から、デジタル信号a1とa2とを取り出し、ε/4を4倍した電圧εの信号を、アナログ信号出力部16から出力するとみなすこともできる。
また、このアナログ・デジタル変換回路も、アナログ信号入力部13に入力される入力アナログ信号の出力信号を入力アナログ信号として入力するような複数縦続接続をすることにより、第2実施形態で示したように、1つのアナログ信号から2ビットの整数倍のデジタル信号を取り出すことができる。
図6のアナログ・デジタル変換回路は、第1実施形態、第2実施形態における実施形態と同様に、入力アナログ信号からデジタル信号を取り出し、取り出されたデジタル信号をアナログ信号に変換した後、変換したアナログ信号を入力アナログ信号から差し引くと共に、差し引き分の信号をビット情報の桁数に相当する倍率で増幅(本実施例の場合は2ビットであるため4倍に増幅)した後、アナログ信号出力部16から出力するとみることもできる。
そのため、図6を、図7に示すアナログ・デジタル変換部(A/D変換部)と、図8に示すデジタル・アナログ変換部(D/A変換部)とに分けて考えてみてもよい。図7と図8とにおいて、図6で説明を行った部分に関しては、図7,8中に同符号を付すことにより説明を省略する。
図7は、図6で示したアナログ・デジタル変換回路において、アナログ信号入力部13に入力される入力アナログ信号から、比較器17,18での比較により、デジタル信号出力部14,15からデジタル信号を取り出すシステム構成を示している。したがって、図7に示す構成は、アナログ・デジタル変換部とみなすことができる。
図8は、図6で示したアナログ・デジタル変換回路において、入力アナログ信号から、比較器17,18の出力信号を差し引くと共に、ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅して、アナログ信号出力部16から出力するシステム構成を示している。したがって、図8に示す構成は、デジタル・アナログ変換部とみなすことができる。
尚、図6の構成で、最後に位置する増幅器20の出力は使用されない。このため、増幅器20は、差分信号の増幅に使用するのではなく、別目的の独立した増幅器として使用してもよい。
《第4実施形態》
以下、本発明の第4実施形態に係るアナログ・デジタル変換器を図9の図面に基づいて説明する。
《第4実施形態》
以下、本発明の第4実施形態に係るアナログ・デジタル変換器を図9の図面に基づいて説明する。
図9は、本実施形態に係るアナログ・デジタル変換器の基本構成図である。このアナログ・デジタル変換器は、第1実施形態で示したアナログ・デジタル変換回路12に、アナログ信号入力部(IN)29、スイッチ(SW1)30,スイッチ(SW2)31,スイ
ッチ(SW3)32,スイッチ接続端子31a,31b,32a,32b,コンデンサ(C1)33,コンデンサ(C2)34,アース35,36,ビット情報蓄積部37を更に備える形態になっている。また、ビット情報蓄積部37は、シフトレジスタ38、およびスイッチ(SW)制御部39を備えている。第1実施形態で図2を用いて説明を行った部分に関しては、図9中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。
ッチ(SW3)32,スイッチ接続端子31a,31b,32a,32b,コンデンサ(C1)33,コンデンサ(C2)34,アース35,36,ビット情報蓄積部37を更に備える形態になっている。また、ビット情報蓄積部37は、シフトレジスタ38、およびスイッチ(SW)制御部39を備えている。第1実施形態で図2を用いて説明を行った部分に関しては、図9中に図2と同符号を付すことにより説明を省略する。
アース35,36はアースであり、ゼロ電位とする。
コンデンサ33,34は、入力アナログ信号が十分に蓄えられる程度の大きさのコンデンサとする。コンデンサ33,34が本発明の「前記差分増幅手段で増幅された差分信号を蓄積するための第1および第2の信号蓄積手段」に相当する。なお、図9では、単にコンデンサ33、34としているが、信号を保持するサンプルホールド回路を用いてもよい。
スイッチの制御は、ビット情報蓄積部37からの指令に基づいてスイッチ制御部39が行う。
スイッチ30はその開閉により、入力アナログ信号の切断と接続とをそれぞれ行う。
スイッチ31はスイッチ接続端子31aと31bとで接続する側を切り替える。スイッチ32はスイッチ接続端子32aと32bとで接続する側を切り替える。また、スイッチ制御部39は、スイッチ31とスイッチ32とを同じタイミングで切り替える。すなわち、スイッチ制御部39は、スイッチ31をスイッチ接続端子31aから31bに切り替える際には、スイッチ32もまた同様にスイッチ接続端子32aから32bに切り替える。スイッチ31がスイッチ接続端子31bに接続し、スイッチ32がスイッチ接続端子32bに接続している場合、スイッチ31はアナログ信号入力部6(本発明の「入力端子」に相当)側に接続し、スイッチ32はアナログ信号出力部8(本発明の「出力端子」に相当)側に接続している。また、スイッチ制御部39は、スイッチ31をスイッチ接続端子31bから31aに切り替える際には、スイッチ32もまた同様にスイッチ接続端子32bから32aに切り替える。スイッチ31がスイッチ接続端子31aに接続し、スイッチ32がスイッチ接続端子32aに接続している場合、スイッチ31はアナログ信号出力部8側に接続し、スイッチ32はアナログ信号入力部6側に接続している。したがって、スイッチ制御部39が本発明の「前記差分増幅手段の出力端子を前記第1の信号蓄積手段に接続したときに前記第2の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させ、前記差分増幅手段の出力端子を前記第2の信号蓄積手段に接続したときに前記第1の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させる切り替え手段」に相当する。
シフトレジスタ38は、デジタル信号出力部7から出力されるデジタル信号をビットとして順次蓄積する。
また、例えば、ビット情報蓄積部37は、内蔵するタイマや中央処理装置によりシフトレジスタ38とスイッチ制御部39を制御するようにしてもよい。ビット情報蓄積部37に内蔵のタイマには、アナログ信号出力部8から出力される信号がコンデンサ33,34に蓄えられるまでの時間が予め調べられて設定されている。ビット情報蓄積部37は、スイッチ制御部39がスイッチ31,32を切り替える度に、シフトレジスタ38に新たなビットを確保するための処理をする。
例として、アナログ信号入力部29に電圧VINのアナログ信号が入力された場合を考える。
次のアナログ・デジタル変換器の処理を処理(a)とする。
まず、システムの初期状態では、スイッチ制御部39はスイッチ30を閉じる。すなわち、入力アナログ信号がこのアナログ・デジタル変換器に入力されるようにする。そして、スイッチ制御部39は、スイッチ31をスイッチ接続端子31bと接続し、スイッチ32をスイッチ接続端子32bと接続する。
アナログ信号入力部29にアナログ信号が入力された際、スイッチ制御部39は、ビット情報蓄積部37の指令に基づいて、アナログ信号出力部8が出力する信号がコンデンサ34に蓄えられるまでスイッチ30を閉じたままとする。
電圧VINの入力アナログ信号は、第1実施形態のアナログ・デジタル変換回路12と同じ処理が施される。そして、デジタル信号a1=(1,0)がデジタル信号出力部7から
出力された際、アナログ信号出力部8から2(VIN−a1Vref)の電圧のアナログ信号が出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号はコンデンサ34に蓄積される。
出力された際、アナログ信号出力部8から2(VIN−a1Vref)の電圧のアナログ信号が出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号はコンデンサ34に蓄積される。
次のアナログ・デジタル変換器の処理を処理(b)とする。
すなわち、まず、スイッチ制御部39はスイッチ30を開ける。スイッチ30が開くことにより、このアナログ・デジタル変換器は、変換器の外からのアナログ信号の入力が切断された状態となる。したがって、スイッチ制御部39が本発明の「前記入力アナログ信号の前記入力端子への入力を切断する切断手段」に相当する。
次のアナログ・デジタル変換器の処理を処理(c)とする。
すなわち、スイッチ制御部39は、ビット情報蓄積部37からの指令に基づいて、スイッチ31とスイッチ32とを同時に切り替える。そのことにより、コンデンサ34に蓄えられていた信号がスイッチ接続端子32aから出力され、アナログ信号入力部6に入力される。そして、アナログ信号入力部6に入力された信号は、第1実施形態と同じ処理によって、デジタル信号a2を意味する信号がデジタル信号出力部7から出力されるとともに
、2(2(VIN−a1Vref)−a2Vref)の電圧のアナログ信号がアナログ信号出力部8から出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号は、コンデンサ33に蓄えられる。
、2(2(VIN−a1Vref)−a2Vref)の電圧のアナログ信号がアナログ信号出力部8から出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号は、コンデンサ33に蓄えられる。
次のアナログ・デジタル変換器の処理を処理(d)とする。
すなわち、スイッチ制御部39は、ビット情報蓄積部37からの指令に基づいて、スイッチ31とスイッチ32とを同時に切り替える。そのことにより、コンデンサ33に蓄えられていた信号がスイッチ接続端子31bから出力され、アナログ信号入力部6に入力される。そして、アナログ信号入力部6に入力された信号は、第1実施形態と同じ処理によって、デジタル信号a3がデジタル信号出力部7から取り出されるとともに、2(2(2
(VIN−a1Vref)−a2Vref)−a3Vref)の電圧のアナログ信号がアナログ信号出力部8から出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号は、コンデンサ34に蓄えられる。
(VIN−a1Vref)−a2Vref)−a3Vref)の電圧のアナログ信号がアナログ信号出力部8から出力される。そして、アナログ信号出力部8から出力された信号は、コンデンサ34に蓄えられる。
その後、ビット情報蓄積部37が処理(c)と処理(d)とを繰り返し実行することにより、デジタル信号がa4,a5,a6,a7・・・と次々に取り出される。このようにして、シフトレジスタ38にビット情報が蓄えられる。ビット情報蓄積部37が本発明の「前記切り替え手段により前記第1および第2の信号蓄積手段と前記入力端子および前記差分
増幅手段の出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定する」に相当する。したがって、スイッチ制御部39がスイッチ31,32を切り替える数をmとすると、m+1のビット情報がシフトレジスタ38に蓄えられる。このようにして、このアナログ・デジタル変換器は、1つのアナログ信号から複数のデジタル信号を取り出すことができる。
増幅手段の出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定する」に相当する。したがって、スイッチ制御部39がスイッチ31,32を切り替える数をmとすると、m+1のビット情報がシフトレジスタ38に蓄えられる。このようにして、このアナログ・デジタル変換器は、1つのアナログ信号から複数のデジタル信号を取り出すことができる。
また、第1実施形態で示したアナログ・デジタル変換回路を使用する代わりに、第3実施形態で示したアナログ・デジタル変換回路を本実施形態に対応させて使用することもできる。その場合、アナログ・デジタル変換器は、スイッチ31,32の1度の切り替えで、2ビット取り出すことができる。その場合にも、本実施形態と同様の3つのスイッチと2つのコンデンサで実施できる。ただし、第3実施形態で示したアナログ・デジタル変換回路は、図6で示したように2つのデジタル信号出力部があるので、デジタル信号出力部の数に対応する数のシフトレジスタが必要となる。この場合に、スイッチ制御部39がスイッチ31,32を切り替える数をmとすると、2(m+1)のビット情報がシフトレジスタに蓄えられる。
1 アナログ信号入力部
2−1〜2−n デジタル信号出力部
3−1〜3−n 比較器
4−1〜4−(n+1) 抵抗
5 アース
6,6a〜6c アナログ信号入力部(IN)
7,7a〜7c デジタル信号出力部(D1−out)
8,8a〜8c アナログ信号出力部(AN−out)
9a〜9h 抵抗
10,10a〜10c 比較器(A)
11,11a〜11c 演算増幅器(B)
12,12a〜12c アナログ・デジタル変換回路
13 アナログ信号入力部(IN)
14 デジタル信号出力部(D1−out)
15 デジタル信号出力部(D2−out)
16 アナログ信号出力部(AN−out)
17 比較器(A)
18 比較器(B)
19 演算増幅器(C)
20 演算増幅器(D)
21〜28 抵抗
30 スイッチ(SW1)
31 スイッチ(SW2)
31a,31b スイッチ接続端子
32 スイッチ(SW3)
32a,32b スイッチ接続端子
33,34 コンデンサ
35,36 アース
37 情報ビット取り出し部
38 シフトレジスタ
39 スイッチ(SW)制御部
2−1〜2−n デジタル信号出力部
3−1〜3−n 比較器
4−1〜4−(n+1) 抵抗
5 アース
6,6a〜6c アナログ信号入力部(IN)
7,7a〜7c デジタル信号出力部(D1−out)
8,8a〜8c アナログ信号出力部(AN−out)
9a〜9h 抵抗
10,10a〜10c 比較器(A)
11,11a〜11c 演算増幅器(B)
12,12a〜12c アナログ・デジタル変換回路
13 アナログ信号入力部(IN)
14 デジタル信号出力部(D1−out)
15 デジタル信号出力部(D2−out)
16 アナログ信号出力部(AN−out)
17 比較器(A)
18 比較器(B)
19 演算増幅器(C)
20 演算増幅器(D)
21〜28 抵抗
30 スイッチ(SW1)
31 スイッチ(SW2)
31a,31b スイッチ接続端子
32 スイッチ(SW3)
32a,32b スイッチ接続端子
33,34 コンデンサ
35,36 アース
37 情報ビット取り出し部
38 シフトレジスタ
39 スイッチ(SW)制御部
Claims (5)
- 入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定し、前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、
前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、
前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段と
を有するアナログ・デジタル変換回路。 - 入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定し、前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、
前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、
前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段と
を有するアナログ・デジタル変換回路を複数個縦続に接続し、
前段のアナログ・デジタル変換回路の前記差分増幅手段の出力信号を次段に入力される入力信号とするアナログ・デジタル変換器。 - 入力端子に入力された入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定し、前記大小関係を示すビット情報を出力する手段と、
前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成する手段と、
前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅手段と、
前記差分増幅手段で増幅された差分信号を蓄積するための第1および第2の信号蓄積手段と、
前記入力アナログ信号の前記入力端子への入力を切断する切断手段と、
前記切断手段による入力信号の切断の後、前記差分増幅手段の出力端子を前記第1の信号蓄積手段に接続したときに前記第2の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させ、前記差分増幅手段の出力端子を前記第2の信号蓄積手段に接続したときに前記第1の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させる切り替え手段とを備え、
前記切り替え手段により前記第1および第2の信号蓄積手段と前記入力端子および前記差分増幅手段の出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定するアナログ・デジタル変換器。 - 入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力するステップと、
前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成するステップと、
前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅ステップと
を実行するアナログ・デジタル変換方法。 - 入力端子に入力された入力アナログ信号と所定の参照信号とを比較して信号強度の大小関係を判定して前記大小関係を示すビット情報を出力するステップと、
前記ビット情報に相当するアナログ基準信号を生成するステップと、
前記入力アナログ信号から前記アナログ基準信号を減算した差分信号を前記ビット情報の桁数に相当する倍率で増幅する差分増幅ステップと、
前記入力アナログ信号の前記入力端子への入力を切断する切断ステップと、
前記切断ステップによる入力信号の切断の後、前記差分増幅ステップの出力端子を第1
の信号蓄積手段に接続したときに第2の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させ、前記差分増幅ステップの出力端子を前記第2の信号蓄積手段に接続したときに前記第1の信号蓄積手段に蓄積された信号を前記入力端子に入力させる切り替えステップとを実行し、
前記切り替えステップを繰り返すことにより前記第1および第2の信号蓄積手段と前記入力端子および前記差分増幅ステップの出力端子とをそれぞれ交互に切り替えて接続し、順次生成される前記増幅された差分信号に対する前記参照信号との大小関係を判定するアナログ・デジタル変換方法。
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2005
- 2005-05-26 JP JP2005154170A patent/JP2006333102A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2018160915A (ja) * | 2018-06-04 | 2018-10-11 | 東芝情報システム株式会社 | テント写像演算回路及びa/d変換回路 |
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