JP2006325210A - 低電力ルーティングマルチプレクサ - Google Patents
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Abstract
【課題】電力消費量を低下させる好適な低電力ルーティングマルチプレクサを提供すること。
【解決手段】本発明によるルーティングドライバ・マルチプレクサ回路は、マルチプレクサ(310)と、バッファ回路(320)であって、第1の回路(330A)と第2の回路(330B)とにスプリットしており、両回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のステージ(330A,330B)と、それぞれが該第1および第2の回路からの出力信号を受信する第1および第2の入力を有する、第2のステージ(340A,340B)とを備えるバッファ回路とを備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
【選択図】図3
Description
本発明は、低電力ルーティングマルチプレクサに関する。さらに詳しくは、本発明は、静的な電力消費量と動的な電力消費量とを低下させるルーティングドライバ・入力マルチプレクサ(DIM)に関係する。
電力消費量とは、プログラム可能なロジックデバイス(PLD)のようなディープサブミクロンデバイスのデザインにおける増加量である。PLDは、プログラム可能な相互接続構造の一部として、多数のルーティングDIMを含む。そのため、ルーティングDIMの静的な電力消費量と動的な電力消費量との両方を低下させることにより、PLDにおける全電力消費量を低下させることが望ましい。
ルーティングDIMの電力消費量を低下させるために提唱されてきたアプローチは数少ない。あるアプローチは、DIMが使用されているとき上記DIMをターンオフすることによって、DIM内の静的な電力消費量を低下させる。このアプローチは、漏洩電流(leakage current)に起因する電力損失を低下させることによって、静的な電力消費量を低下させる。動的な電力消費量もまた、DIMの電圧振幅を制限することによって低下させられる。DIMの電圧振幅を低下させることによって、DIMにより消費される電力を低下させることが出来るが、DIMの速度を低下させることにもなり、「弱(weak)」高ロジック出力信号(high logic output signal)しか提供出来なくなる。電圧振幅を低下させたことによるこれらの副作用は、上記DIMデザインを組み込んだPLDのパフォーマンスには顕著な影響を与えない。しかしながら、上記提唱されたDIMデザインは、各DIMのサイズを顕著に大きくし得るので、これにより、PLDのサイズを大きくしてしまう。
前述を考慮すると、静的な電力消費量と動的な電力消費量とを低下させるDIMであって、PLDのサイズを顕著に大きくすることなしに上記PLDの全電力消費量を低下させ得る、DIMを提供することが望ましい。また、電力消費量を低下させるための様々な技術を提供し得る複数の低下電力(reduced−power)DIMデザインであって、最適なDIMがPLD内でのその役割(role)または位置(position)に基づいて選択され得るような、デザインを提供することも好適であり得る。
(簡単な要約)
本発明によれば、低電力なルーティングドライバ入力マルチプレクサ(DIM)が提供される。DIMのサイズを顕著に大きくすることなしに、様々な異なる技術を用いて静的な電力消費量と動的な電力消費量との両方を低下させる、低電力DIMについての複数の実施形態が提供される。
本発明によれば、低電力なルーティングドライバ入力マルチプレクサ(DIM)が提供される。DIMのサイズを顕著に大きくすることなしに、様々な異なる技術を用いて静的な電力消費量と動的な電力消費量との両方を低下させる、低電力DIMについての複数の実施形態が提供される。
本発明によれば、DIMの第1のステージを2つ(two halves)に分けることにより、短絡回路電流(short circuit current)を低下させ得る。第1のステージの各半分は、異なるトリップポイントを用いてデザインされており、これにより、電力供給源(supply)から接地への短絡回路パス(short−circuit path)を制限する。上記短絡経路パスは、典型的なDIMにおいては、スイッチ中に現れる。
本発明によれば、DIM内のトランジスタをカットオフすることによって、漏洩電流を低下させ得る。
本発明によれば、電圧振幅を低下させたDIMが提供される。電圧振幅は、高電圧レベルまたは低電圧レベルのどちらか一方から低下させられ得る。また、スイッチ中のDIMの電力消費量を低下させるため、DIM内の負荷(charge)が再利用され得る。
本発明によれば、これらの電力低下技術を様々に組み合わせたものが用いられ得る。さらに、本発明によれば、DIMの動作モードを調整するため、制御信号が用いられ得る。例えば、DIMは、その速度要求に依存して、高速度、高電力モードと、低速度、低電力モードとの間で切り替えられ得る。
本発明は、さらに以下の手段を提供する。
(項目1)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1の回路と第2の回路とにスプリットしており、両回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のステージと、
それぞれが該第1および第2の回路からの出力信号を受信する第1および第2の入力を有する、第2のステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目2)
前記第1の回路が、前記第2の回路よりも、高トリップポイントにスキューしている、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目3)
前記第1の回路のP/N比が、前記第2の回路のP/N比よりも大きい、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目4)
前記第1および第2の回路のうちの一つに応答して前記マルチプレクサの出力をプルアップするように適合したプルアップ回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目5)
前記第2のステージを無効化するように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目6)
前記バッファを有効化および無効化するようなバッファ無効回路を制御するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目5に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目7)
前記第2のステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目8)
前記電圧制限回路を有効化および無効化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目9)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージの高電圧出力を低下させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目10)
前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目11)
前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させ、かつ、前記第2のステージの高電圧出力を低下させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目12)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1のインバータ回路と第2のインバータ回路とにスプリットしており、両インバータ回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のインバーティング・ステージであって、該第1および第2のインバータ回路の各々がNMOSトランジスタとPMOSトランジスタとを備える、第1のインバーティング・ステージと、
PMOSトランジスタとNMOSトランジスタと出力とを備えた第2のインバーティング・ステージであって、該PMOSトランジスタは、該第1のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルアップするように動作することが出来、該NMOSトランジスタは、該第2のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルダウンするように動作することが出来る、第2のインバーティング・ステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目13)
前記第1のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する、前記第1のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比が、前記第2のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する、前記第2のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比よりも大きい、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目14)
前記第2のインバーティング・ステージの遷移の間、前記第2のインバータ回路の出力信号電圧が、前記第1のインバータ回路の出力信号電圧よりも低い、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目15)
前記第1および第2のインバータ回路の出力のうちの一つに応答して、前記マルチプレクサ出力の電圧をプルアップするように適合したプルアップ・トランジスタをさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目16)
前記第2のインバーティング・ステージがターンオンするのを防ぐように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目17)
前記バッファ無効回路が、前記第1のインバータ回路の出力がプルダウンするのを防ぐように動作することが出来る第1のトランジスタと、前記第1のインバータ回路の出力をプルアップするように動作することが出来る第2のトランジスタとを備える、項目16に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目18)
前記第1および第2のトランジスタが、前記バッファ無効回路を有効化および無効化するように制御することが出来る、項目17に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目19)
前記第2のインバーティング・ステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目20)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティングステージの入力と該第2のインバーティングステージの出力との間に接続されている、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目21)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのPMOSトランジスタと、前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている、電圧制限NMOSトランジスタを備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目22)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのNMOSトランジスタと、前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている、電圧制限PMOSトランジスタを備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目23)
前記電圧制限回路が、前記第1のインバーティング・ステージのインバータ回路のうちの一つを無効化するように動作することが出来るトランジスタをさらに備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目24)
前記電圧制限回路が、該電圧制限回路を活動化および非活動化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目25)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路の電力消費量を低下させる方法であって、
第1のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージを第1の回路と第2の回路とに分け、両回路が、マルチプレクサからの出力信号を受信し、出力信号を保有することと、
該第1の回路の出力を受信するような第1の入力と該第2の回路の出力を受信するような第2の入力とを有した、第2のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージにおいて、該第1および第2の回路からの出力信号を受信すること
とを包含する方法。
(項目26)
前記第1の回路を前記第2の回路よりも高トリップポイントにスキューすることをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目27)
前記第1および第2の回路の出力信号のうちの少なくとも一つに応答して、前記マルチプレクサからの出力信号をプルアップすることをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目28)
前記第2のバッファ・ステージを選択的に無効化することをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目29)
前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限することをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目30)
制御入力に応答して、前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限することをさらに包含する、項目29に記載の方法。
(項目31)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させることを包含する、項目29に記載の方法。
(項目32)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させることを包含する、項目29に記載の方法。
(項目33)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させることと、該第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させることとを包含する、項目29に記載の方法。
(項目1)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1の回路と第2の回路とにスプリットしており、両回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のステージと、
それぞれが該第1および第2の回路からの出力信号を受信する第1および第2の入力を有する、第2のステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目2)
前記第1の回路が、前記第2の回路よりも、高トリップポイントにスキューしている、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目3)
前記第1の回路のP/N比が、前記第2の回路のP/N比よりも大きい、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目4)
前記第1および第2の回路のうちの一つに応答して前記マルチプレクサの出力をプルアップするように適合したプルアップ回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目5)
前記第2のステージを無効化するように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目6)
前記バッファを有効化および無効化するようなバッファ無効回路を制御するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目5に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目7)
前記第2のステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、項目1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目8)
前記電圧制限回路を有効化および無効化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目9)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージの高電圧出力を低下させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目10)
前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目11)
前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させ、かつ、前記第2のステージの高電圧出力を低下させる、項目7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目12)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1のインバータ回路と第2のインバータ回路とにスプリットしており、両インバータ回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のインバーティング・ステージであって、該第1および第2のインバータ回路の各々がNMOSトランジスタとPMOSトランジスタとを備える、第1のインバーティング・ステージと、
PMOSトランジスタとNMOSトランジスタと出力とを備えた第2のインバーティング・ステージであって、該PMOSトランジスタは、該第1のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルアップするように動作することが出来、該NMOSトランジスタは、該第2のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルダウンするように動作することが出来る、第2のインバーティング・ステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目13)
前記第1のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する、前記第1のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比が、前記第2のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する、前記第2のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比よりも大きい、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目14)
前記第2のインバーティング・ステージの遷移の間、前記第2のインバータ回路の出力信号電圧が、前記第1のインバータ回路の出力信号電圧よりも低い、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目15)
前記第1および第2のインバータ回路の出力のうちの一つに応答して、前記マルチプレクサ出力の電圧をプルアップするように適合したプルアップ・トランジスタをさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目16)
前記第2のインバーティング・ステージがターンオンするのを防ぐように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目17)
前記バッファ無効回路が、前記第1のインバータ回路の出力がプルダウンするのを防ぐように動作することが出来る第1のトランジスタと、前記第1のインバータ回路の出力をプルアップするように動作することが出来る第2のトランジスタとを備える、項目16に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目18)
前記第1および第2のトランジスタが、前記バッファ無効回路を有効化および無効化するように制御することが出来る、項目17に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目19)
前記第2のインバーティング・ステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、項目12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目20)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティングステージの入力と該第2のインバーティングステージの出力との間に接続されている、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目21)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのPMOSトランジスタと、前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている、電圧制限NMOSトランジスタを備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目22)
前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのNMOSトランジスタと、前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている、電圧制限PMOSトランジスタを備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目23)
前記電圧制限回路が、前記第1のインバーティング・ステージのインバータ回路のうちの一つを無効化するように動作することが出来るトランジスタをさらに備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目24)
前記電圧制限回路が、該電圧制限回路を活動化および非活動化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、項目19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
(項目25)
ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路の電力消費量を低下させる方法であって、
第1のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージを第1の回路と第2の回路とに分け、両回路が、マルチプレクサからの出力信号を受信し、出力信号を保有することと、
該第1の回路の出力を受信するような第1の入力と該第2の回路の出力を受信するような第2の入力とを有した、第2のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージにおいて、該第1および第2の回路からの出力信号を受信すること
とを包含する方法。
(項目26)
前記第1の回路を前記第2の回路よりも高トリップポイントにスキューすることをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目27)
前記第1および第2の回路の出力信号のうちの少なくとも一つに応答して、前記マルチプレクサからの出力信号をプルアップすることをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目28)
前記第2のバッファ・ステージを選択的に無効化することをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目29)
前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限することをさらに包含する、項目25に記載の方法。
(項目30)
制御入力に応答して、前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限することをさらに包含する、項目29に記載の方法。
(項目31)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させることを包含する、項目29に記載の方法。
(項目32)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させることを包含する、項目29に記載の方法。
(項目33)
前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させることと、該第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させることとを包含する、項目29に記載の方法。
(摘要)
静的な電力消費量と動的な電力消費量とを低下させる低電力なルーティングマルチプレクサが提供される。ルーティングマルチプレクサのサイズを顕著に大きくすることなしに、その電力消費量を低下させるため、様々な異なる技術が用いられる。例えば、ルーティングマルチプレクサの電力消費量は、短絡回路電流を低下させ、漏洩電流を低下させ、電圧振幅を抑制し、マルチプレクサ内の負荷を再利用することによって、低下し得る。マルチプレクサの電力低下技術は、単一のマルチプレクサ・デザインと組み合わされ得る。低電力なルーティングマルチプレクサは、高速度、高電力モードや低速度、低電力モードのような、選択可能なモードにおいて動作するようにもデザインされ得る。
静的な電力消費量と動的な電力消費量とを低下させる低電力なルーティングマルチプレクサが提供される。ルーティングマルチプレクサのサイズを顕著に大きくすることなしに、その電力消費量を低下させるため、様々な異なる技術が用いられる。例えば、ルーティングマルチプレクサの電力消費量は、短絡回路電流を低下させ、漏洩電流を低下させ、電圧振幅を抑制し、マルチプレクサ内の負荷を再利用することによって、低下し得る。マルチプレクサの電力低下技術は、単一のマルチプレクサ・デザインと組み合わされ得る。低電力なルーティングマルチプレクサは、高速度、高電力モードや低速度、低電力モードのような、選択可能なモードにおいて動作するようにもデザインされ得る。
本発明のさらなる特徴、性質、および、様々な利点は、添付の図面と以下に述べられる好ましい実施形態に関する詳細な記述とによって、さらに明確化され得る。
(詳細な記述)
図1は、従来のルーティングドライバ入力マルチプレクサ(DIM)を示している。プログラム可能なロジックデバイス(PLD)相互接続は、可変長のワイア部分と、ルーティングDIM100のようなプログラム可能なルーティングスイッチとを含み得る。ルーティングDIM100は、マルチプレクサ110、ならびに、2つのバッファ130および140を備えたドライバ120を含む。DIMという用語は、マルチプレクサとドライバ100との両方を参照するのに用いられ得るが、マルチプレクサという用語とドライバという用語は、別々に用いられ得る。また、DIMマルチプレクサとDIMドライバとは、それぞれ110と120とを参照する。
図1は、従来のルーティングドライバ入力マルチプレクサ(DIM)を示している。プログラム可能なロジックデバイス(PLD)相互接続は、可変長のワイア部分と、ルーティングDIM100のようなプログラム可能なルーティングスイッチとを含み得る。ルーティングDIM100は、マルチプレクサ110、ならびに、2つのバッファ130および140を備えたドライバ120を含む。DIMという用語は、マルチプレクサとドライバ100との両方を参照するのに用いられ得るが、マルチプレクサという用語とドライバという用語は、別々に用いられ得る。また、DIMマルチプレクサとDIMドライバとは、それぞれ110と120とを参照する。
マルチプレクサ110は、6個のデータ入力102と、2個の第1のレベル選択入力104と、3個の第2のレベル選択入力106とを含む。6個のデータ入力102のうちの一つは、入力104と106とを通してマルチプレクサ110によって出力されるべきものとして選択され得る。第1のレベル選択入力104と第2のレベル選択入力106とは、メモリ・コンフィギュレーションビット、組み合わせロジック、あるいは、その他任意の適切な手段によって制御され得る。
マルチプレクサ110は、図面では、過度に複雑にならないように、6個のデータ入力を用いて図示されている。マルチプレクサ110が任意の適切な個数のデータ入力をサポートするようにデザインされ得ることが理解される。さらに、その他の適切なマルチプレクサ・デザインもまた、マルチプレクサ110の代わりになり得る。いくつかの実施形態において、マルチプレクサ110は、入力から出力への、詳細においては異なるいくつかのデータパスを有し得る。選択されたデータ入力102に適用された信号は、マルチプレクサ110からの出力であり、これは、バッファ120への入力でもある。
バッファ120は、2つのバッファステージ、すなわち、第1のステージ130と第2のステージ140とを含む。第1のステージ130と第2のステージ140とを構成するトランジスタのサイズは、図1に盛り込まれており、各ステージのP/N比と同様に、2つのステージの間の相対的なサイズを示している。ここに、P/N比とは、各ステージにおけるPMOSトランジスタのサイズとNMOSトランジスタのサイズとの比をいう。さらに、例示に用いているトランジスタのサイズは、典型的なDIMと本発明の各実施形態との間の関係をより明確に説明出来るように与えられている。これらのトランジスタのサイズは、単に説明のためだけのものであって、DIMのパフォーマンスに関する要求に基づいてモディファイされ得る。
バッファ120の第1のステージ130は、レベル回復(level−restoring)トランジスタ150を含む。レベル回復トランジスタ150は、「弱」高ロジック入力信号(high logic input signal)を全(full)高ロジック電圧(high logic voltage)VDDにプルアップすることを可能にする。高ロジック入力信号がマルチプレクサ110を通してバッファ120に入力されたとき、マルチプレクサ110のNMOSパストランジスタ(pass transistor)は、高ロジック入力信号をおよそVTNだけ低下させ得る。ここに、VTNとは、パストランジスタの閾値電圧を示す。結果として、「弱」高ロジック入力信号が得られる。本発明に関する実施形態の全てがレベルトランジスタ150のようなレベル回復トランジスタと共に図示されてはいるが、レベル回復トランジスタは必ずしも必要ではない。代わりに、マルチプレクサ110は、完全コンプリメンタリ(fully complementary)(CMOS)デザインのような、高ロジック入力信号を低下させないマルチプレクサ・デザインを用いて置換され得る。代わりに、マルチプレクサのゲートにおける電圧であって、ドライバにおける供給電圧に比べて高い電圧を用いると、レベル回復の必要性をも排除し得る。
バッファ120に入力する「弱」高ロジック入力信号をさらに補償するために、第1のステージ130のP/N比が、低下したトリップポイント(すなわち、電圧であって、これよりも高いと高ロジックレベルであり、これよりも低いと低ロジックレベルであるとみなされる)にスキューされ得る。低下したトリップポイントは、第1のステージ130が「弱」高ロジック入力信号に対してより感応しやすくなるようにする。第1のステージ130は、P/N比を低下させることによって、低いほうのトリップポイントにスキューし得る。例えば、DIM100において、第1のステージ130のP/N比は1.5/2.5であるが、第2のステージ140のP/N比は、より慣例的な比である10/4にセットされる。
プログラム可能なロジックデバイス(PLD)は、プログラム可能な相互接続構造の一部として、DIM100のような多数のDIMを有する。そのため、全DIMの電力消費量を低下させることによって、PLDにおける総電力消費量を低下させることが望ましい。この問題に対する一つのアプローチは、Jason H.AndersonとFarid N.Najmとによる論文、A Novel Low−Power FPGA Routing Switch,Department of Electrical and Computer Engineering,University of Toronto,Toront,Ontario,Canada,pages 1〜8において記述されている。ここでは、上記論文の全体を援用する。
AndersonとNajmとによって提唱されたDIMデザインは、図2に示されている。DIM200は、バッファ120と同様な仕方で動作するバッファ220を含む以外に、追加的なNMOSトランジスタ244とPMOSトランジスタ248とを含む。バッファ220はまた、第1のステージ230と第2のステージ240とを含む。図示を簡単にするため、マルチプレクサ110は、この図では2個のNMOSパスゲート210によって置換されている。NMOSパスゲート210は、マルチプレクサ110のようなマルチプレクサを通して伝播する入力信号の信号パス(signal path)を表している。選択されたデータ入力102への信号入力は、バッファ220に信号が入力される以前に、上記マルチプレクサの2つのNMOSパスゲートを通過している。
バッファ220は、NMOSトランジスタ244とPMOSトランジスタ248とのセッティングに依存して、3つの異なるモードで動作し得る。高速度モードでは、PMOSトランジスタ248がターンオンされ、第2のステージ240の出力が、そしてその結果としてバッファ220の出力が、全レール・トゥ・レール(full rail−to−rail)の電圧振幅を有することが出来るようになり、かつ、電圧がVDDである高ロジック信号を出力することが出来るようになる。NMOSトランジスタ244もまた、この高速度モードにおいてはターンオンされ得る。低速度モードでは、PMOSトランジスタ248はターンオフされ、NMOSトランジスタ244はターンオンされる。結果として、第2のステージ240は、最高電圧レベルがほぼVDD−VTNに等しい低下した(または「弱」)高ロジック信号で動作する。バッファ220の低下した電圧振幅は、DIM200の電力消費量を低下させるが、DIM200の速度をも低下させる。最後に、スリープモードでは、NMOSトランジスタ244とPMOSトランジスタ248とはターンオフされる。このことは、バッファ220の漏電電流を低下させ、結果として、バッファ220がアイドルのときに消費される電力消費量を低下させる。
バッファ220は電力の節約(power saving)を提供するが、トランジスタ244および248は、超過速度ペナルティ(excessive speed penalty)を回避するために、大型(large)に構成されなくてはならない。そのため、DIM200に関するアプローチは、結果として、非常に大型のDIMデザインになる。
本発明によれば、現在のデザインの領域(area)を顕著に大きくすることなしに、DIMにおける静的な電力消費量と動的な電力消費量とを低下させ得る、様々なDIMデザインが提供される。
図3は、本発明によるDIM300の実例を示している。DIM300は、スイッチ中に発生する短絡回路電流を低下させることによって、動的な電力消費量を低下させる。例えば、バッファ120が低ロジック出力レベルと高ロジック出力レベルとの間で遷移するとき、第2のステージ140内のNMOSおよびPMOSの両方がターンオンする際、短い期間(period)が存在する。この期間の間、VDDから接地への短絡回路電流が存在する。DIMバッファにおける短絡回路電流を低下または排除することは、全DIM電力消費量を低下させることになり得る。
DIM300において、バッファ320の第1のステージは2つにスプリット(split)し、第1のステージ330Aと第1のステージ330Bとにスプリットし得る。スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330Bは、単一の第1ステージ130(図1)の場合とほぼ同じ総トランジスタ幅を占有するようにデザインされ得る。スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330Bのそれぞれは、DIM300が典型的なDIM100よりも顕著には大型化しないようにデザインされ得る。その他の実施形態では大型になり得るが、本発明によるこの実施例は、総トランジスタ幅を大きくすることなしにこの電力低下を達成することが可能であることを示している。
スプリットして出来た第1のステージ330Aは、PMOSトランジスタ340Aにつながれている。PMOSトランジスタ340Aは、作動した際、DIM300の出力を高ロジックレベルにプルする。スプリットして出来た第1のステージ330Bは、NMOSトランジスタ340Bにつながれている。NMOSトランジスタ340Bは、作動した際、DIM300の出力を低ロジックレベルにプルする。スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330Bは、第2のステージのトランジスタ340Aおよび340Bの幅(width)にほぼ比例してスプリットし得る。
スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330BのP/N比は、第1のステージ330Aが(例えば、第1のステージ130に比べて)高入力電圧レベルにターンオンされ得るように、第1のステージ330Bが低電圧レベルにターンオンされ得るようにセットされ得る。例えば、第1のステージ330Aは、およそ1.4/1.4のP/N比を有し得るが、インバータ330Bは、およそ0.3/0.9のP/N比を有し得る。スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330BのP/N比を変動させることによってトリップポイントをスキューさせると、結果として、PMOSインバータ340AとNMOSインバータ340Bとの両方が同時にターンオンする時間の長さが短くなる。結果として、DIM300を通る短絡回路電流が低下する。
図4は、DIM300におけるバッファ320からスプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330Bの、本発明による動作を示している。入力信号410は、DIM300への入力信号を表しており、これは、マルチプレクサ・パスゲート310に入り、伝播して、スプリットして出来た第1のステージ330Aおよび330Bの入力に入る。通常、第1のステージ(例えば、第1のステージ130)に対するトリップポイントは、高ロジック電圧レベルと低ロジック電圧レベルとの間の中間点にセットされる。しかしながら、ここでの実施形態においては、スプリットして出来た第1のステージ330Aは、破線401によって表されているわずかに高い電圧レベルに切り替えられ、スプリットして出来た第1のステージ330Bは、破線402によって表されているわずかに低い電圧レベルに切り替えられる。そのため、入力信号410が低ロジック電圧レベルから高ロジック電圧レベルに遷移している間、スプリットして出来た第1のステージ330Aは、スプリットして出来た第1のステージ330B(点403)よりも後に切り替えられる(点404)。言い換えれば、スプリットして出来た第1のステージ330AによってPMOSトランジスタ340Aがターンオンされるよりも前に、スプリットして出来た第1のステージ330BによってNMOSトランジスタ340Bがターンオフされる。結果として、DIM300の出力が低電圧レベルから高電圧レベルへ遷移している間の短絡回路電流が低下する。同様に、入力信号410が高ロジック電圧レベルからもとの低ロジック電圧レベルへ遷移するとき、スプリットして出来た第1のステージ330Aは、スプリットして出来た第1のステージ330B(点406)よりも前に切り替えられ(点405)、これにより、NMOSトランジスタ340Bがターンオンされるよりも前にPNOSトランジスタ340Aがターンオフされる。
図5は、本発明の別の実施形態によるDIM500を示している。DIM500は、DIMが使用されていない間の漏洩電流を低下させることによって、また、DIM300の場合と同様な仕方によって短絡回路電流を低下させることによって、電力消費量を低下させる。DIM500の素子の全ては、DIM300内でのそれらの対応物と同様な仕方で振舞う。DIM500はまた、追加的なトランジスタ531および532、ならびに、制御入力505を含む。さらに、レベル回復トランジスタ550は、スプリットして出来た第1のステージ530Aではなく、スプリットして出来た第1のステージ530Bに接続されている。
制御入力505は、DIM500を有効化および無効化出来るようにする。制御入力505が低ロジック値にセットされると、DIM500は無効化される。NMOSトランジスタ531はターンオフされ、PMOSトランジスタ532はターンオンされる。結果として、PMOSトランジスタ540Aのゲートは高ロジック状態を強いられ、これにより、PMOSトランジスタ540Aはターンオン出来なくなる。この無効化モードにおいては、PMOSドライバ540Aにターンオフを強いることによって、漏洩電流が低下する。制御入力505が高ロジック値にセットされたとき、DIM500は有効化され、DIM300の場合と同様な仕方で動作し得る。NMOSトランジスタ531は大型に構成され得、PMOSトランジスタ532は、本実施形態の速度低下を最小化するために小型(small)に構成され得る。例えば、NMOSトランジスタ531は幅4を有し得るが、PMOSトランジスタ532は幅0.3を有し得る。
図6は、DIM500のバリエーションであるDIM600を示している。このバリエーションでは、NMOSトランジスタ631のオーダーは、スプリットして出来たステージ630AのNMOSトランジスタを用いて切り替えられる。トランジスタのオーダーを切り替えることにより、上述のスプリットして出来た第1のステージ630AのNMOSトランジスタと同様に、下部のトランジスタがスプリットして出来た第1のステージ630Bにシェア(share)されることが可能になる。このバリアントは、NMOSトランジスタを排除することによって領域の節約を提供するが、DIMの速度をも低下させる。
本発明の別の実施形態によるDIM700Aは、図7Aに示されている。出力PMOSトランジスタと直列に接続された大型のトランジスタを導入することによって動的な電力消費量を低下させるDIM200とは異なり、DIM700Aは、小型のロジックトランジスタを用いて電力消費量を低下させる。DIM200において、トランジスタ244および248は、DIMドライバの総ドライバ電流を供給し、これにより、トランジスタ244および248は、トランジスタ240のサイズと同程度、または、それよりも大型になる。対照的に、本実施例は、プレドライバ(pre−driver)・トランジスタ731,734,735を用いることによって、動的な電力消費量を低下させ、電圧レベルを調整する。これらのプレドライバ・トランジスタは、730A内での遥かに小型のプレドライバ・トランジスタのサイズと同程度であればよく、これにより、主ドライバトランジスタと直列に配置されたDIM200のトランジスタ244および248に比べて、領域を節約する。さらにこの回路はまた、ゲート負荷を再利用することによって、電力を低下させる。
DIM700Aの素子の全ては、DIM300におけるそれらの対応物と同様な仕方で振舞う。DIM700Aはまた、追加的なトランジスタ734,735、および731を含む。制御入力705は、DIM700Aを高速度、高電力モードと、低速度、低電力モードとの間で切り替える。(このことは、有効化モードと無効化モードとの間でDIM500を切り替えるDIM500の制御入力505とは対照的である。)
制御入力705が高ロジックレベルにセットされると、DIM700Aは、高速度、高電力モードで動作する。PMOSトランジスタ734はターンオフし、また、NMOSトランジスタ735の接続を断つ(disconnect)。NMOSトランジスタ731はターンオンし、スプリットして出来た第1のステージ730Aが通常に動作できるようにする。このようにして、高速度、高電力モードのDIM700Aは、DIM300の場合と同様な仕方で動作する。
制御入力705が高ロジックレベルにセットされると、DIM700Aは、高速度、高電力モードで動作する。PMOSトランジスタ734はターンオフし、また、NMOSトランジスタ735の接続を断つ(disconnect)。NMOSトランジスタ731はターンオンし、スプリットして出来た第1のステージ730Aが通常に動作できるようにする。このようにして、高速度、高電力モードのDIM700Aは、DIM300の場合と同様な仕方で動作する。
制御入力705が低ロジックレベルにセットされると、DIM700Aは、低速度、低電力モードで動作する。PMOSトランジスタ734はターンオンし、NMOSトランジスタ735をPMOSトランジスタ740Aのゲートとドレインとの間に接続する。NMOSトランジスタ731はターンオフし、スプリットして出来た第1のステージ730Aの接地からの接続を断ち、上記スプリットして出来た第1のステージ731をDIM700Aの出力に接続する。このようにして、この低速度、低電力モードでは、DIM700Aの出力は、NMOSトランジスタ735の閾値電圧VTNによって抑えられ得、DIM700の最大出力をVDD−VTNに等しくする(ここに、VTNとは、NMOSトランジスタ735のボディ・エフェクト(body effect)と同様に、閾値電圧を盛り込んだ量である)。さらに、ドライバPMOSトランジスタ740Aのゲートノードは、VDD−|VTP|よりも下にプルダウンされ得るため、出力は、静的均衡(static equilibrium)VDD−VTN−|VTP|に到達し得る。2つの閾値降下(threshold drop)のため、このアプローチに適合する速度を達成するためには、低Vtトランジスタを用いる必要があり得る。
DIM700Aは、PMOSトランジスタ740Aのゲート負荷を再利用することによって、さらなる電力の節約を提供する。通常は、低〜高遷移(low−high transition)の間、PMOSトランジスタ740Aのゲート負荷は、スプリットして出来た第1のステージ730Aを通して、接地にドレインされる。しかしながら、DIM700Aが低速度、低電力モードにあるにもかかわらず、低〜高遷移の間、PMOSトランジスタ740Aのゲート負荷は、DIM700Aの出力をチャージアップする。このような負荷の再利用は、さらに、遷移のために供給される必要のあるエネルギーの総量をも低下させる。
本発明に関係した実施形態によれば、プレドライバ・トランジスタのオーダーは、DIMの機能に影響を与えることなく再編成され得る。例えば、トランジスタ734および735、または、トランジスタ731および733は、DIM700Aのパフォーマンスに顕著な影響を与えることなしにスワップ(swap)され得る。
図7B,7C、および7Dは、DIM700B,700C、および700Dを示している。これら全ては、本発明による、DIM700Aのバリエーションの例である。DIM700Bにおいて、DIM700AのPMOSトランジスタ734は、NMOSトランジスタ734Bによって置換される。PMOSトランジスタをNMOSトランジスタを用いて置換することによって、PMOSトランジスタ734の閾値電圧降下を排除することが出来、これにより、ドライバの速度を高めることが出来る。DIM700Aの第2のバリエーションは、図7Cに示されている。DIM700Cは、トランジスタ734および735を単一のNMOSトランジスタ736を用いて置換することにより、小型の領域と高速度とを有することが可能になる。図7Dは、DIM700Aの設定不能(non−configurable)バージョンであるDIM700Dを示している。DIM700Dは、常に低電力モードで動作し、高速度の動作を行なうようには構成され得ないが、DIM700Aよりも少ないトランジスタを有し、より小型である。
図8Aは、本発明による、DIM700Aのさらに別のバージョンであるDIM800Aを示している。DIM800Aにおいて、NMOSトランジスタ735は、PMOSトランジスタ835を用いて置換される。PMOSトランジスタ835のゲートは、NMOS735のゲートに接続された信号を補完する信号に接続されている。DIM800Aは、出力電圧振幅VDD−|VTP|を有する。ここに、VTPは、PMOSトランジスタ835の閾値電圧を表す。有利にも、DIM800Aの出力電圧振幅は、PMOSトランジスタ835のボディエフェクトによる影響を余り受けず、回路の速度を高速化する。図8Bは、DIM800Bを示している。DIM800Bは、DIM800Aの設定不能バージョンであり、ここでは、図7DにおけるDIM700Dの場合と同様な仕方で、コンフィギュレーションビットとゲート・トランジスタとが排除されている。
図9は、本発明によるDIM900を示しており、上記DIM900は、DIM500の特徴とDIM700Aの特徴とを組み合わせたものである。DIM900は、制御入力905Aおよび905Bを含む。制御入力905Aは、制御入力705(図7A)と同様な仕方で、DIM900を高速度モードと低速度モードとの間で切り替える。制御入力905Bは、制御入力505(図5)と同様な仕方で、DIM900を有効化モードと無効化モードとの間で切り替える。制御入力905Aおよび905Bは、DIMを無効化するためには、それぞれが低速度モードおよび無効化モードに置かれ(placed)なくてはならない。DIM900の動作とその様々な動作モードは、DIM500とDIM700Aに関する上述の記述から理解され得る。
図10は、本発明によるDIM1000を示しており、上記DIM1000は、DIM500の特徴とDIM800Aの特徴とを組み合わせたものである。DIM1000は、制御入力1005Aおよび1005Bを含む。制御入力1005Aは、制御入力805と同様な仕方で、DIM1000を高速度、高電力モードと、低速度、低電力モードとの間で切り替える。制御入力1005Bは、制御入力505(図5)と同様な仕方で、DIM1000を有効化モードと無効化モードとの間で切り替える。DIM900の動作とその様々な動作モードは、DIM500とDIM800Aに関する上述の記述から理解され得る。
図11は、本発明によるDIM1100を示しており、上記DIM1100は、DIM700Dの特徴とDIM800Bの特徴とを組み合わせたものである。DIM700Dは、NMOSドライバとPMOSドライバ両方の閾値電圧降下により、DIM800Bよりも低い静的な出力電圧を有する。しかしながら、DIM700Dは、ゲート・プルダウン・トランジスタ760がマルチプレクサの出力に接続され、バッファ730Bの遅延を排除するという事実により、初期トランジエント(initial transient)がやや速くなるという利点を有している。DIM700Dの利点とDIM800Bの利点の両方は、DIM1100に示されているように、NMOSとPMOSとの両方を用いてPMOSのゲートを切り替えることにより、組み合わされ得る。DIM1100は設定可能(configurable)ではないが、上述のDIM回路のいずれかと同様な仕方によって、制御入力を用いてデザインされ得る。
このようにして、低電力ルーティングマルチプレクサに対する回路と方法が提供されるのを見た。当業者は、本発明が上述された以外の実施形態で実施され得ることを理解し得る。上述の実施形態は、例示のために提供されたものであり、これに制限することを目的とはしていない。本発明は、以下の請求の範囲によってのみ制限される。例えば、本発明にしたがい、短絡回路電流を低下させることにより、漏洩電流を低下させることにより、出力電圧振幅を低下させることにより、あるいは、ゲート負荷を再利用することによって電力の節約を提供する、様々な実施形態が示されてきた。示された実施形態のいくつかは、上記の技術を一つ以上用いて電力消費量を低下させる。示された実施形態のいくつかは、異なる動作モードの間でDIMが切り替えられることを可能にする制御入力を有する。示された実施形態に加えて、わずかなアレンジを加えただけのその他のバリエーションが存在し得ることが理解され得る。
300 DIM
310 マルチプレクサ・パスゲート
320 バッファ
330A,330B 第1のステージ
340A PMOSインバータ
340B NMOSインバータ
410 入力信号
310 マルチプレクサ・パスゲート
320 バッファ
330A,330B 第1のステージ
340A PMOSインバータ
340B NMOSインバータ
410 入力信号
Claims (33)
- ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1の回路と第2の回路とにスプリットしており、両回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のステージと、
それぞれが該第1および第2の回路からの出力信号を受信する第1および第2の入力を有する、第2のステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。 - 前記第1の回路が前記第2の回路よりも高トリップポイントにスキューしている、請求項1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第1の回路のP/N比が前記第2の回路のP/N比よりも大きい、請求項1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第1および第2の回路のうちの一つに応答して前記マルチプレクサの出力をプルアップするように適合したプルアップ回路をさらに備える、請求項1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第2のステージを無効化するように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、請求項1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- バッファを有効化または無効化するバッファ無効回路を制御するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、請求項5に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第2のステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、請求項1に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路を有効化および無効化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、請求項7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージの高電圧出力を低下させる、請求項7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させる、請求項7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のステージの低電圧出力を上昇させ、かつ、前記第2のステージの高電圧出力を低下させる、請求項7に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路であって、
マルチプレクサと、
バッファ回路であって、
第1のインバータ回路と第2のインバータ回路とにスプリットしており、両インバータ回路が該マルチプレクサからの出力信号を受信する、第1のインバーティング・ステージであって、該第1および第2のインバータ回路の各々がNMOSトランジスタとPMOSトランジスタとを備える、第1のインバーティング・ステージと、
PMOSトランジスタとNMOSトランジスタと出力とを備えた第2のインバーティング・ステージであって、該PMOSトランジスタは、該第1のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルアップするように動作することが出来、該NMOSトランジスタは、該第2のインバータ回路からの出力信号を受信するように動作することが出来、かつ、該第1のインバータ回路からの出力信号に応答して、該出力信号の電圧をプルダウンするように動作することが出来る、第2のインバーティング・ステージと
を備えるバッファ回路と
を備えた、ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。 - 前記第1のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する前記第1のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比が、前記第2のインバータ回路のNMOSトランジスタのサイズに対する前記第2のインバータ回路のPMOSトランジスタのサイズの比よりも大きい、請求項12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第2のインバーティング・ステージの遷移の間、前記第2のインバータ回路の出力信号電圧が前記第1のインバータ回路の出力信号電圧よりも低い、請求項12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第1および第2のインバータ回路の出力のうちの一つに応答して、前記マルチプレクサ出力の電圧をプルアップするように適合したプルアップ・トランジスタをさらに備える、請求項12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第2のインバーティング・ステージがターンオンするのを防ぐように動作することが出来るバッファ無効回路をさらに備える、請求項12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記バッファ無効回路が、前記第1のインバータ回路の出力がプルダウンするのを防ぐように動作することが出来る第1のトランジスタと、前記第1のインバータ回路の出力をプルアップするように動作することが出来る第2のトランジスタとを備える、請求項16に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第1および第2のトランジスタが、前記バッファ無効回路を有効化および無効化するように制御することが出来る、請求項17に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記第2のインバーティング・ステージの電圧振幅を制限するように動作することが出来る電圧制限回路をさらに備える、請求項12に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティングステージの入力と該第2のインバーティングステージの出力との間に接続されている、請求項19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのPMOSトランジスタと前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている電圧制限NMOSトランジスタを備える、請求項19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第2のインバーティング・ステージのNMOSトランジスタと前記第2のインバーティング・ステージの出力との間に接続されている電圧制限PMOSトランジスタを備える、請求項19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、前記第1のインバーティング・ステージのインバータ回路のうちの一つを無効化するように動作することが出来るトランジスタをさらに備える、請求項19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- 前記電圧制限回路が、該電圧制限回路を活動化および非活動化するように動作することが出来る制御入力をさらに備える、請求項19に記載のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路。
- ルーティングドライバ・マルチプレクサ回路の電力消費量を低下させる方法であって、
第1のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージを第1の回路と第2の回路とに分け、両回路が、マルチプレクサからの出力信号を受信し、出力信号を保有する工程と、
該第1の回路の出力を受信するような第1の入力と該第2の回路の出力を受信するような第2の入力とを有した、第2のルーティングドライバ・マルチプレクサ回路のバッファ・ステージにおいて、該第1および第2の回路からの出力信号を受信する工程
とを包含する方法。 - 前記第1の回路を前記第2の回路よりも高トリップポイントにスキューする工程をさらに包含する、請求項25に記載の方法。
- 前記第1および第2の回路の出力信号のうちの少なくとも一つに応答して、前記マルチプレクサからの出力信号をプルアップする工程をさらに包含する、請求項25に記載の方法。
- 前記第2のバッファ・ステージを選択的に無効化する工程をさらに包含する、請求項25に記載の方法。
- 前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限する工程をさらに包含する、請求項25に記載の方法。
- 制御入力に応答して、前記第2のバッファ・ステージの出力の電圧振幅を制限する工程をさらに包含する、請求項29に記載の方法。
- 前記制限する工程が、前記第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させる工程を包含する、請求項29に記載の方法。
- 前記制限する工程が、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させる工程を包含する、請求項29に記載の方法。
- 前記制限することが、前記第2のバッファ・ステージの低電圧出力を上昇させる工程と、該第2のバッファ・ステージの高電圧出力を低下させる工程とを包含する、請求項29に記載の方法。
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