JP2006288173A - 交流交流直接変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】転流期間と交流スイッチのアーム切替信号との重なりを回避することにより、電源短絡を防止して半導体スイッチング素子の電流定格を必要十分な値に設計可能な安価な直接変換装置を提供する。
【解決手段】双方向の電流を制御可能な交流スイッチを三相交流電源の各相出力端子間にそれぞれ接続し、これらの交流スイッチのスイッチングにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得る交流交流直接変換装置に関する。三相交流電源の各相電圧の大小関係を判別し、この大小関係に応じて変換装置のスイッチングするべきアームを切り替えるアーム切替信号を出力する大小判別手段１０と、前記交流スイッチをスイッチングするために変換装置の電圧指令と比較されるキャリアのピーク時点を、前記アーム切替信号と同期させるためのＰＬＬ手段２０及びキャリア発生手段３０と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換する半導体電力変換装置に関し、特に、大形のエネルギーバッファを有しない交流交流直接変換装置において、電源の短絡を防止するための転流技術に関するものである。

一般に、この種の直接変換装置は、単方向の電流を制御可能なＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を組み合わせて双方向の電流を制御可能とした交流スイッチにより構成されているが、電源の短絡及び負荷端の開放が発生するようなスイッチングは避ける必要がある。すなわち、電源の短絡は、過大な短絡電流によるスイッチの破壊につながり、また、負荷が誘導性負荷の場合に負荷端が開放されると、負荷に蓄積されたエネルギーの環流経路が消失するため過大なサージ電圧が発生し、スイッチの破壊につながる。

ここで、多相交流電源として最も一般的な三相交流電源を使用し、直接変換装置として周波数変換が可能なマトリクスコンバータを使用した場合を例にとって従来技術を説明する。
図８は、マトリクスコンバータの出力側一相分（例えばＵ相分）の回路を示している。図８において、ｖ_ｍａｘは三相交流電源の最大電圧相、ｖ_ｍｉｄは中間電圧相、ｖ_ｍｉｎは最小電圧相にそれぞれ接続される端子である。Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は、それぞれ２つのＩＧＢＴ等の単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ、Ｓ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａ、Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂを逆並列接続して構成された交流スイッチである。なお、中間電圧相に接続される交流スイッチＳ_２の単方向スイッチについては、中間電圧相と最大電圧相または最小電圧相との間でスイッチングする場合に、交流スイッチＳ_２を構成する単方向スイッチが上アーム、下アームの何れにもなり得るため、符号の添字にａ／ｂ，ｂ／ａを付してある。

なお、三相交流電圧の大小関係は常に入れ替わるため、個々の交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は、三相交流電源側のＲ相と出力側のＵ相との間に接続された交流スイッチ、同じくＳ相とＵ相との間に接続された交流スイッチ、同じくＴ相とＵ相との間に接続された交流スイッチの何れでもあり得る。すなわち、図８は、出力側のＵ相に接続される３個の交流スイッチの接続状態を固定的に表現したものではない。

マトリクスコンバータをスイッチングするときには、前述したように電源短絡及び負荷端開放が発生しないように、各単方向スイッチをスイッチングする必要がある。そのためには、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３に印加されている電圧の大きさを検出し、電源電圧の大きい相から小さい相への転流か、電源電圧の小さい相から大きい相への転流かを判別し、これらの転流方向に応じて転流パターンを生成する必要がある。
また、各交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３の両端の電圧を検出し、同一出力相内の単方向スイッチを駆動する他のゲートパルスに基づいて、多相の単方向スイッチのオンオフ順序を切り替えて転流パターンを発生することも必要である。

図９は、図８の回路に対するスイッチングパターンを示している。
キャリア１周期中のスイッチングパターンは、図示するように最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相に対する指令パルスＳ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊に基づいて、最大電圧相の交流スイッチＳ_１→中間電圧相の交流スイッチＳ_２→最小電圧相の交流スイッチＳ_３→中間電圧相の交流スイッチＳ_２→最大電圧相の交流スイッチＳ_１の順となる。
交流スイッチＳ_１から同Ｓ_２へ転流する場合、単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_２ａ／ｂをＩＧＢＴモードとし、同Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ｂ／ａを環流ダイオードモードとして動作させる。ここで、ＩＧＢＴモードとはＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に順電圧が印加されている状態の動作モードであり、ゲートオンと同時に電流が流れるモードをいう。また、環流ダイオードモードとは、コレクタ−エミッタ間に逆電圧が印加されている状態の動作モードであり、この場合には、順電圧が印加されてゲートオンしないと電流が流れず、インバータにおける環流ダイオードとほぼ同様の作用になることから環流ダイオードモードと称している。

交流スイッチＳ_１から同Ｓ_２への転流時には、図９に示すように、まずスイッチＳ_２ｂ／ａをオンにして環流経路を確保する。このように環流ダイオードモードの素子を常にオンさせている期間を、転流期間と定義する。次に、スイッチＳ_１ａをオフ、同Ｓ_２ａ／ｂをオン、と順に切り替え、最後にスイッチＳ_１ｂをオフにして転流が完了する。
この図９から明らかなように、転流期間に交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３のうち複数がオンすることはないので、電源短絡は発生しない。また、電流経路が常に確保されているため負荷端が開放されることもない。なお、交流スイッチＳ_１から同Ｓ_２へ転流する場合、スイッチングを行っていない交流スイッチＳ_３は転流期間において常にオフとなっている。この種の技術は、例えば特許文献１に開示されている。

特開２００１−６１２７６号公報（段落［００４２］〜［００４４］、図５等）

前述した如く、三相交流電源は各相の電圧の大小関係が頻繁に変化するので、マトリクスコンバータの制御では、その都度、電源電圧の大小関係に応じて最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相に接続される交流スイッチを切り替える必要がある。
この交流スイッチの切替には、最大電圧相と中間電圧相の電圧の大きさが入れ替わることによる上アーム切替と、中間電圧相と最小電圧相の電圧の大きさが入れ替わることによる下アーム切替があり、これらの切替は、最大電圧相と中間電圧相との大小判別により生成した上アーム切替信号と、中間電圧相と最小電圧相との大小判別により生成した下アーム切替信号とを用いて行っている。

しかし、特許文献１に開示されている技術では、上述した各アーム切替信号とＰＷＭパルスとが非同期であるため、電圧相の大小関係に応じた交流スイッチの切替のタイミングと転流期間とが重なることがある。このような場合、通常の転流と同様のスイッチングを行うと、電源短絡が発生する。
図１０（ａ）は、中間電圧相に接続された交流スイッチＳ_２から最小電圧相に接続された交流スイッチＳ_３への転流期間に下アーム切替信号が発生した場合のスイッチングパターン（交流スイッチＳ_２，Ｓ_３に対する指令パルスＳ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊及び単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂのスイッチングパターン）を示している。このとき、下アーム切替信号の発生直後に、単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_３ｂが何れもオンしていることにより、図１０（ｂ）に示す経路に短絡電流が流れる。このため、電流定格に余裕を持った半導体スイッチング素子を使用する必要が生じ、変換器のコストが増加するという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、転流期間と交流スイッチのアーム切替信号との重なりを回避することにより、電源短絡を防止して半導体スイッチング素子の電流定格を必要十分な値に設計可能とし、経済性を向上させた交流交流直接変換装置の制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、双方向の電流を制御可能な交流スイッチを三相交流電源の各相出力端子間にそれぞれ接続し、これらの交流スイッチのスイッチングにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得る交流交流直接変換装置において、
三相交流電源の各相電圧の大小関係を判別し、この大小関係に応じて前記変換装置のスイッチングするべきアームを切り替えるアーム切替信号を出力する手段と、
前記交流スイッチに対するスイッチングパルスを生成するためのキャリアのピーク時点を、前記アーム切替信号と同期させる手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、
キャリアのピーク時点を前記アーム切替信号と同期させる手段は、
前記変換装置の出力電圧指令または出力電流指令の大きさに応じて反転させたキャリアのピーク時点を、前記アーム切替信号と同期させるものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１において、
アーム切替信号を出力する手段は、
三相交流電源の各相電圧のうち、最大電圧相の電圧と中間電圧相の電圧との大小関係に応じた第１のアーム切替信号、及び、中間電圧相の電圧と最小電圧相の電圧との大小関係に応じた第２のアーム切替信号を出力し、
キャリアのピーク時点を前記アーム切替信号と同期させる手段は、
キャリアの正または負のピーク時点を前記第１または第２のアーム切替信号と同期させるものである。

本発明によれば、反転キャリアを併用するか、あるいは上アーム切替信号及び下アーム切替信号に応じてキャリアの正負何れかのピーク値をアーム切替信号に同期させることにより、いかなるスイッチングパターンにおいても、アーム切替信号と転流期間とが重なるのを回避することが可能となる。その結果、電源短絡を抑制して信頼性が向上すると共に、電流定格の小さい半導体スイッチング素子を使用可能として交流交流直接変換装置の低価格化を図ることができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態において、交流交流直接変換装置（例えばマトリクスコンバータ）の出力側一相分の転流発生手段（電圧指令と比較されるキャリアの生成手段）を示す構成図であり、他相についてもその構成は同様である。

この転流発生手段は、マトリクスコンバータに供給される三相交流電源の各相電圧ｖ_Ｒ，ｖ_Ｓ，ｖ_Ｔの大小関係を判別する大小判別手段１０と、その出力信号が加えられるＰＬＬ手段２０と、その出力信号が加えられるキャリア発生手段３０とから構成されており、キャリア発生手段３０の出力信号が前記ＰＬＬ手段２０に入力されている。
ここで、大小判別手段１０は、各相電源電圧ｖ_Ｒ，ｖ_Ｓ，ｖ_Ｔの振幅または位相に基づいて各相電圧の大小関係を判別する。

第１実施形態では、キャリアのピーク時点を電源電圧の大小関係に応じたアーム切替信号のタイミングに一致させるように、キャリアの周波数を制御する。
すなわち、大小判別手段１０では、各相の電源電圧の大小関係を比較し、その結果に応じて上アーム切替信号または下アーム切替信号を出力する。次に、ＰＬＬ手段２０により上アーム切替信号または下アーム切替信号に同期するように、キャリア発生手段３０を介してキャリアを発生させる。これらの各手段は、ディジタル回路により容易に実現可能である。

図２（ａ）は、この実施形態におけるスイッチングパターンを示しており、図１０（ａ）と同様に、中間電圧相に接続された交流スイッチＳ_２から最小電圧相に接続された交流スイッチＳ_３に転流する場合のものである。
本実施形態では、図２（ａ）に一点鎖線ａとして示すように、ＰＬＬ手段２０によりキャリアの正のピーク時点を下アーム切替信号に同期させることにより、キャリアの正のピーク時点においてのみ下アーム切替を発生させている。キャリアの正のピーク時点では、交流スイッチＳ_２の単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａが何れもオフで交流スイッチＳ_３の単方向スイッチＳ_３ａ，Ｓ_３ｂが何れもオンであるため、この時点で下アーム切替を行っても電源短絡は発生しない。なお、キャリアの負のピーク時点では、交流スイッチＳ_２の単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａが何れもオン、交流スイッチＳ_３の単方向スイッチＳ_３ａ，Ｓ_３ｂが何れもオフであるため、この時点で下アーム切替を行っても電源短絡は発生しない。図２（ｂ）は、単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａのオン時における電流の通流状態を示している。

上記のように、第１実施形態では、各相電圧の大小関係に応じた上アーム切替信号または下アーム切替信号とキャリアのピーク時点とを同期させることにより電源短絡を防止することを特徴としている。
しかしながら、例えば下アーム切替信号とキャリアとを同期させた場合、図３（ａ）に示すように、Ｕ相電圧指令が増加して（オンデューティ比が増加して）指令パルスＳ_３ ^＊のようにオン期間が短いショートパルスが発生すると、転流期間に下アーム切替を行うことになる。その結果、下アーム切替信号の発生直後に、図３（ａ）に一点鎖線ｂとして示すように、単方向スイッチＳ_２ａ／ｂ，Ｓ_３ｂが何れもオンする期間が発生し、図３（ｂ）に一点鎖線で示す経路を短絡電流が流れてスイッチング素子を破壊するおそれがある。

そこで、第２実施形態及び第３実施形態では、上述したように上アームまたは下アーム切替信号とキャリアのピーク時点とを同期させた場合に起こる、ショートパルスによる電源短絡を回避するようにした。

すなわち、第２実施形態では、ショートパルス発生時には反転キャリアの正のピーク時点で下アーム切替を行うことにより、電源の短絡を抑制するものである。
図４は、この第２実施形態における出力側一相分の転流発生手段の構成を示すもので、キャリア発生手段３０の出力側に設けられたセレクタ４０には、キャリア発生手段３０から出力されるキャリアと反転手段５０を介した反転キャリアとが入力されている。

セレクタ４０では、例えばＵ相電圧指令のオンデューティ比が５０％未満の場合はキャリアを選択し、オンデューティ比が５０％以上になってショートパルスの発生が予想される場合には反転キャリアを選択する。言い換えれば、オンデューティ比が大きくなってショートパルスが発生する場合、キャリアの正のピーク時点をアーム切替信号に同期させると転流期間における電源短絡が発生するので、反転キャリアの正のピーク時点（元のキャリアの負のピーク時点）をアーム切替信号に同期させるようにセレクタ４０からキャリアを出力する。
なお、この種のセレクタ４０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等により容易に実現可能である。

図５は、この実施形態においてＵ相電圧指令のオンデューティ比が５０％以上になり、ショートパルスが発生した場合のスイッチングパターンを示している。指令パルスＳ_３ ^＊にショートパルスが発生しているので、キャリアの正のピーク値と下アーム切替信号とを同期させると、図３（ａ）に示したように転流期間で電源短絡が発生するおそれがある。
このため、本実施形態では、図５に一点鎖線ｃとして示すように反転キャリアの正のピーク時点（キャリアの負のピーク時点）が下アーム切替信号に同期するようなキャリアをセレクタ４０から発生させる。
これにより、転流期間においてアーム切替は起こらなくなり、ショートパルスに起因した電源短絡の発生を防止することができる。
なお、上記実施形態では、電圧指令の大きさに応じて反転キャリアを選択しているが、電流指令の大きさに応じて反転キャリアを選択するようにしても良い。

次に、本発明の第３実施形態を説明する。
この実施形態は、最大電圧相と中間電圧相との大小判別信号（上アーム切替信号）、及び、中間電圧相と最小電圧相との大小判別信号（下アーム切替信号）に応じて、キャリアの正のピーク時点または負のピーク時点の何れかを同期させるように切り替えることにより、ショートパルスによって転流期間とアーム切替信号のタイミングとに重なりが生じた場合にも電源短絡を回避するようにしたものである。

マトリクスコンバータ等の交流スイッチに対するスイッチングパターンとして、交流スイッチＳ_１→同Ｓ_２→同Ｓ_３→同Ｓ_２→同Ｓ_１（最大電圧相→中間電圧相→最小電圧相→中間電圧相→最大電圧相）のパターンしか存在しない場合、電源短絡が発生するのは交流スイッチＳ_１，Ｓ_２間のスイッチングによる転流期間に上アーム切替が発生するとき、及び、同Ｓ_２，Ｓ_３間のスイッチングによる転流期間に下アーム切替が発生するときの二通りに限定される。

図６は、第３実施形態における出力側一相分の転流発生手段の構成図である。図示するように、大小判別手段１０によって得られた信号（アーム切替信号）をアーム切替判別手段６０に入力し、上アーム切替と下アーム切替とを判別する。その判別方法としては、例えば、上アーム切替発生時には正のパルス、下アーム切替発生時には負のパルスを判別手段６０から出力させる。
アーム切替判別手段６０の出力信号はＰＬＬ手段２０に入力され、その出力信号はキャリア発生手段３０に入力されている。

キャリア発生手段３０から出力されるキャリアはキャリアピーク判別手段７０に入力されており、この判別手段７０では、キャリアの正負のピーク時点（キャリアの山と谷）を判別する。
そして、ＰＬＬ手段２０では、アーム切替判別手段６０の出力とキャリアピーク判別手段７０の出力とに基づいて、上アーム切替信号及び下アーム切替信号を、キャリアの正のピーク時点または負のピーク時点のどちらと同期させるかを表１のように切り替え、キャリア発生手段３０を介してキャリアを生成する。

図７は、この実施形態におけるスイッチングパターンの一例を示している。
この例では、指令値パルスＳ_１ ^＊，Ｓ_３ ^＊ともにショートパルスが発生している場合を示している（Ｓ_１ ^＊のデューティーは０である）。この場合、上アーム切替信号はキャリアの正のピークと同期しているため、上アーム切替は交流スイッチＳ_２，Ｓ_３間のスイッチングによる転流期間に発生する。しかし、上記転流期間に単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_２ｂ／ａが同時にオンすることはないので、電源短絡は発生しない。また、下アーム切替信号はキャリアの山と同期しているため、Ｓ_２，Ｓ_３間のスイッチングによる転流期間に下アーム切替は発生しない。
表１に基づき、上アーム切替信号及び下アーム切替信号を、キャリアの正のピーク時点または負のピーク時点のどちらと同期させるかを適宜切り替えることにより、いかなる場合においても電源短絡を回避することができる。例えば、Ｓ_１ ^＊のみがショートパルスの場合は、上アーム切替信号、下アーム切替信号ともにキャリアの山と同期させればよい。

本発明の第１実施形態における一相分の転流発生手段の構成図である。 第１実施形態におけるスイッチングパターン（図２（ａ））及びマトリクスコンバータの一相分の回路図（図２（ｂ））である。 第１実施形態による問題点を説明するためのスイッチングパターン（図３（ａ））及び短絡電流の経路を示す図（図３（ｂ））である。 本発明の第２実施形態における一相分の転流発生手段の構成図である。 第２実施形態におけるスイッチングパターンを示す図である。 本発明の第３実施形態における一相分の転流発生手段の構成図である。 第３実施形態におけるスイッチングパターンを示す図である。 マトリクスコンバータの一相分の回路を示す図である。 図８の回路に対するスイッチングパターンを示す図である。 図８の回路に対するスイッチングパターン（図１０（ａ））及び短絡電流の経路を示す図（図１０（ｂ））である。

符号の説明

１０：大小判別手段
２０：ＰＬＬ手段
３０：キャリア発生手段
４０：セレクタ
５０：反転手段
６０：アーム切替判別手段
７０：キャリアピーク判別手段

Claims (3)

1. 双方向の電流を制御可能な交流スイッチを三相交流電源の各相出力端子間にそれぞれ接続し、これらの交流スイッチのスイッチングにより任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得る交流交流直接変換装置において、
   三相交流電源の各相電圧の大小関係を判別し、この大小関係に応じて前記変換装置のスイッチングするべきアームを切り替えるアーム切替信号を出力する手段と、
   前記交流スイッチに対するスイッチングパルスを生成するためのキャリアのピーク時点を、前記アーム切替信号と同期させる手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
   キャリアのピーク時点を前記アーム切替信号と同期させる手段は、
   前記変換装置の出力電圧指令または出力電流指令の大きさに応じて反転させたキャリアのピーク時点を、前記アーム切替信号と同期させることを特徴とする交流交流直接変換装置。
3. 請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
   アーム切替信号を出力する手段は、
   三相交流電源の各相電圧のうち、最大電圧相の電圧と中間電圧相の電圧との大小関係に応じた第１のアーム切替信号、及び、中間電圧相の電圧と最小電圧相の電圧との大小関係に応じた第２のアーム切替信号を出力し、
   キャリアのピーク時点を前記アーム切替信号と同期させる手段は、
   キャリアの正または負のピーク時点を前記第１または第２のアーム切替信号と同期させることを特徴とする交流交流直接変換装置。

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