JP2006279956A - マルチレベル変調方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信号対雑音比を低減することにより、広い磁界領域内で読み取り可能なトランスポンダを実現するための新規の装置及び方法を提供する。
【解決手段】振幅変調により読取器（２）からトランスポンダ（４）に放出される情報を復調する方法に関し、本方法は、 − トランスポンダ（４）のスレーブ電圧（Ｖ_ｃ）の変動を閾値と比較し、この比較の結果を指定の変調レベルスキップ値に変換するステップ、及び − このスキップを直前の第１の変調レベルに加え、第２の変調レベルを決定するステップを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、固定局（読取器）と、読取器が放出する電磁界に配置された非接触トランスポンダ（カード、ラベル）との間の情報交換のための技術に関する。
具体的には、本発明は、読取器が放出する変調をトランスポンダにおいて復調する方法に関する。

図１Ａに示すように、読取器２は無線周波数磁界を放出し、この磁界は、まずトランスポンダ４によってその電源電圧の生成に利用され、次いで情報交換に利用される。従来、読取器２は、この磁界の振幅変調（振幅偏移電鍵操作又はＡＳＫ）により送信する。
図１Ｂに、伝送を所望するビットの値の関数として固定局が放出する磁界を示す。

固定局２とトランスポンダ４との間で交換される情報の伝送速度は、変調信号の周波数を増大させるか又は変調振幅レベルの数を増加させることによって増大させることができる。
本出願の出願時において、時間分解能の高いシングルビットアナログ−デジタル変換器を利用したマルチレベル復調法が未公開の特許文献１に開示されている。

図２Ａ〜２Ｃは、上記特許文献１に規定されたこのシングルビット変換器の動作を簡単にまとめたものである。これらの図面では、
− Ｈは、読取器によって変調された磁界を表す（図２Ａ）。
− Ｖ_ｃは、トランスポンダ４の積分器によって供給される制御電圧であり（図２Ｂ）、この電圧の振幅は、磁界Ｈ、つまり伝送されるデータの振幅レベルを表す。
− Ｓ（Ｖ_ｃ）は、トランスポンダの制御ループの制御電圧Ｖ_ｃの変動の符号である（図２Ｃ）。
符号信号Ｓ（Ｖ_ｃ）は、固定局２によって放出された情報を見つけるために使用される信号である。

この方法では、アナログ／デジタル変換器（トランスポンダ４の復調器）のスレーブ電圧の変動の方向を利用して、変調レベルを決定する。
同一のビット列Ｓ（Ｖ_ｃ）の長さを閾値と比較することにより、現行の変調レベルと直前の変調レベルとの差の値に関する情報が得られる。
仏国特許出願第０３１０９２８号明細書

この方法では、信号対雑音比が高すぎるので、トランスポンダは極めて狭い磁界領域内でしか読むことができない。
従って、このような感度及び範囲に関する問題を解決する、新規の装置及び方法を見つけることが課題となる。

本発明は、レベル数Ｎが２以上である場合の、読取器によって変調されてトランスポンダに送信された信号振幅を復調する方法を提供する。
本発明はまず、振幅変調により読取器からトランスポンダに放出された情報を復調する方法に関し、本方法は、
− トランスポンダのスレーブ電圧の変動を閾値と比較し、この比較の結果を指定の変調レベルスキップ値に変換するステップ、及び
− 第１の直前の変調レベルに前記スキップを加えることにより、第２の変調レベルを決定するステップ
を含む。

閾値を、各変調レベルに関連付けることもできる。
閾値を予め記憶させてもよい。

本発明によれば、使用される装置に適用する値を、閾値の理論値の代わりに、記憶手段又は閾値参照表、例えばコンパレータ参照表に記憶させることができ、これにより、１つのレベルから別のレベルへのスキップの差に起因する非線形性を補正することができる。
各信号を読取器からトランスポンダに送信する前に、全ての変調レベルについて、全ての可能なスキップを含むプリアンブルを送信することができる。

閾値は、直前のステップの間に設定することができる。例えば、可能なスキップ全てを含む信号を送信し、トランスポンダが対応する値を測定して、全てのレベルについて、実際のスキップ全てと、参照表中に記憶されている全ての閾値との、一対一の対応を確立することができる。
例えば、４のレベルに対して６つの可能な閾値（−３、−２、−１、＋１、＋２、＋３）がある。理論的には、これらの全ての閾値は、各レベルで同一である。しかし、実際は全く異なっている。閾値は、システムの非線形性によって１つのレベルから別のレベルに変動する。つまり、第１のレベル、例えばレベル２から＋１変位は、第２のレベル、例えばレベル０を始点とする＋１の変位と必ずしも同じ振幅を有していない。結果として、復調の際にエラーが生じる。

よって、全ての可能なスキップの実際の値を見つけ、実際の閾値を決定することを試みる。
例えば４レベルの場合、表は６の閾値（１レベルあたり６つの値）ではなく２４の値を含む。

更に、全ての変位が可能という訳ではない。例えば、４レベルの場合も、直前のシンボルがレベル１であれば、許容されるのは、−１、＋１、＋２の変位のみである。従って、参照表には禁止値が存在する。
従って、本発明は、振幅変調により、読取器からＲＦＩＤカード又はラベル等のトランスポンダへ放出された情報を復調する方法にも関し、本方法は、復調器のスレーブ電圧の変動を閾値と比較するステップ、及びこれら閾値の値を物理的に測定する準備ステップを含む。

本発明はまた、振幅変調により、読取器からＲＦＩＤラベル等のトランスポンダに放出された情報を復調する装置に関し、本装置は、
− 前記変調の各レベルについて、そのレベルを始点とする、スレーブ電圧信号の変動に可能な値を記憶する手段、及び
− それに対応する、各遷移期における実際の変動を計算し、直前の信号レベルの関数として新規信号レベルを計算する手段
を備える。
本装置は、アンテナを形成する手段、アンテナ端末における負荷インピーダンス手段及び負荷インピーダンスの端末に電圧制御ループを形成する手段も備えることができる。

一実施形態によれば、制御形成手段は、アンテナ端末において電圧を整流する手段、及び整流手段の出力の関数としてインピーダンスを変更する制御手段を有することができる。
復調手段は、制御手段と整流手段との間にアナログ−デジタル変換器を備えてもよい。

説明をより明確にするために以下の語句を使用することに留意されたい。
− 使用されるシンボル： シンボルの数は、基地局２によって同時に放出されるビット数に関連する（図１Ａ）。このビット数がＮであれば、２^Ｎ個の異なるシンボルが必要となる。
− 変調レベルは、読取器２によって発生した電磁界のピーク値である。異なるシンボルの各々について少なくとも１つの変調レベルが必ず存在する。変調レベルは、（２^Ｎ−１）から０にコード化される。
− スキップは、符号付きの数（＋ｄ又は−ｄ、ｄは自然数）であり、シンボルＴ_ｎの変調レベルとシンボルＴ_{（ｎ＋１）}の変調レベルとの差を示す。
− シンボル期間は、読取器とトランスポンダの間のシンボルの搬送時間である。

図３Ａ及び３Ｂに、２ビットからなるシンボルの記録を示す。この場合、４つの異なる変調レベルが使用されている。
本発明によれば、各変調レベルからの可能な変位又はスキップはいずれも、例えばいわゆるプリアンブル信号（図６を参照して一実施例を後述する）を利用して、予め特定されて記憶されており、これは各変調レベルを始点とする全ての可能なスキップを含んでいる。

従って、実際の変動レベル又は実際のスキップは、各変調レベルを始点として特定され、閾値がこれら実際のスキップの各々に割り当てられる。
許容される可能なスキップの最大値は、可能なスキップの範囲外で測定される正のスキップに割り当てられる。許容される可能なスキップの最小値は、可能なスキップの範囲外で測定される負のスキップに割り当てられる。

例えば、図４に、本発明による復調方法を示す。
ａ）第１のステップでは、符号信号Ｖ_ｃを低域フィルタにかける（ステップＳ１）。この符号信号は図２Ｃに例示されている。
ｂ）フィルタリングされた信号の各値を閾値と比較して、検出磁界の変動を決定する。（ステップＳ２）
ｃ）スキップの変動及び直前のレベルから受信したレベルを計算する（ステップＳ３）。

従って、信号の振幅変調により、読取器からトランスポンダに送信された情報を復調する本発明の方法は、
− 前記変調の任意のレベルからの各スキップについて、そのレベルを始点とする可能な変動値を特定すること、及び
− スキップを決定し、次いで直前の変調レベル及びスキップ値の関数として新規変調レベルを計算すること
を含むことができる。
本発明による方法は、例えばフィルタを利用して、トランスポンダ内でデジタル式に実施することができ、フィルタの出力は、例えば図５Ｂに示すような装置へと送信される。

図５Ａに、受信アンテナを形成する手段１０、整流回路を形成する手段１２、アナログ−デジタル変換器を形成する手段１６及び制御手段１４を備えるトランスポンダ装置４の一部を示す。
前記制御手段は、負荷インピーダンス１１の制御電圧を生成する。

デジタル処理回路１８は、伝送されたデータを表すデジタル信号を供給する。
ｎビット変換器１６は、整流手段１２と制御手段１４との間の制御ループに配置されている。変換器１６は、好ましくはシングルビット変換器（ｎ＝１）であり、単純なコンパレータを有していてよい。これにより、構成要素の数が最小限となる、極めて低い分解能が得られ、これはその後、固定局２によって伝送されたデータの周波数よりもずっと高いオーバーサンプリング周波数で変換器１６をクロッキングすることにより、高い分解能によって補償される。

例えば、オーバーサンプリング周波数は、変換器１６へのクロック入力にクロック信号Ｃ_ｋを出力するクロック回路によって決定することができる。例えば、２００ｋＨｚのオーダーのデータ周波数に対し、オーバーサンプリング周波数は、有利には１０〜２０ＭＨｚである。
変換器１６のデジタル出力信号は、固定局２によって伝送されたデータの回復に必要な情報を含み、このデジタル信号はそのままでは使用できない。

従って、制御回路１４に接続される変換器１６の出力をデジタル処理回路１８の入力に接続し、デジタル処理回路が復調されたデータをＮビットで提供する。
図５Ａにおける携帯可能な装置部分の復調回路の動作を、図２Ａ及び２Ｂに示す信号によって示す。この場合、アンテナ１０の端末におけるＡＣ電圧Ｖ_ａｃの制御ループに含まれる低分解能のアナログ−デジタル変換器１６は、オーバーサンプリング周波数でビット列を出力する単純なコンパレータからなっている。制御回路１４は、変換器１６のＮビットの出力信号を表すアナログ電圧信号Ｖｃを出力する積分器を備える。

例えば、この信号は、手段１６の出力が１に等しい場合、上向きの電圧傾斜の形状であり、この出力がゼロに等しい場合は下向きの電圧傾斜の形状である。従って、制御手段１４の出力で得られる制御電圧Ｖ_ｃが一定になることはない。よって、制御ループが平衡である遷移期の後では、制御電圧Ｖ_ｃは鋸歯形状であり、その平均レベルは起電力のレベルに比例する（図２Ｂ参照）。つまり、平均値は固定局２によって放出された磁界のレベルに比例しており、従ってこの固定局２によって伝送されるデータを表している。
図２Ａ及び２Ｂに示す実施例では、磁界Ｈは、時間ｔ_０〜ｔ_５で変動する。この磁界Ｈの振幅レベルの変化によって、起電力のレベルに変化が生じ、その結果、アンテナ１０及び負荷インピーダンス１１の端末に生じるＡＣ電圧Ｖ_ａｃの変動が速まる（時間ｔ_１で減少し、時間ｔ_２、ｔ_３及びｔ_４で増加する）。

この実施例では、磁界Ｈのレベルの低下によって、スレーブ期間中よりも長い連続するゼロの列が放出され、これが制御電圧Ｖ_ｃの平均振幅の減少を招いている。同様に、放出された磁界のレベルの増加によって、スレーブ期間中よりも長い連続する「１」ビットの列が放出され、制御電圧Ｖ_ｃの平均振幅の増大を招いている。連続する０又は１ビットの数は、起電力のスキップの振幅により増加する。

従って、変換器１６のデジタル出力信号は、磁界Ｈによって発生するｅｍｆのレベルの変動の符号及び振幅を表す情報、つまり、起電力又は磁界の包絡線の導関数を表す情報を含む。従って、デジタル処理回路１８は、少なくとも１つのデジタル積分機能を有する。制御回路１４及び／又はデジタル処理回路１８の積分機能は、積分器及び／又は低域フィルタを利用して実施できる。
よって、図５Ａの制御ループはアナログ変換の一部を同時に実行し、これにより、アセンブリがよりコンパクトになる。更に、携帯可能な装置部分の移動によって起こる平均磁界のゆっくりとした変動の作用は、変換器１６の出力情報が磁界の包絡線の導関数を表すという事実により弱まる。従って、平均磁界のゆっくりとした変動は雑音として処理され、復調を妨げることはない。

図５Ｂに、各レベルについて変位の閾値を計算することを利用した本発明によるマルチレベル復調（多値復調）のための装置の例示的一実施形態を示す。
このような装置は、フィルタ４０（デジタル処理ブロック１８の入力に配置されている、図５Ｂ）の出力を、閾値表８０の閾値出力と比較する手段５０を備える。

例えば、この閾値表は、図６に示すような可能な変位を全て有する位相又はプリアンブルの間に供給される。補正された変位又は許容できる変位の組は、これらの可能な変位の組と関連付けられている。
手段６０は加算手段であり、番号７０はレジスタを表す。

作動中、動作周波数はシンボル周波数である。時間ｔ_ｎ＋１において、時間ｔ_ｎの間の変調レベルの値が閾値表８０にアドレスする。従って、この値により、時間ｔ_ｎについて以前に計算された変調レベルが得られる。
更に、フィルタ４０の出力が表８０に含まれる閾値と比較され、コンパレータ５０の出力は、前述の論理を利用してスキップｄｅｐ（ｔ_ｎ＋１）を供給する。このスキップは時間（ｔ_ｎ）に加算され、これにより時間ｔ_ｎ＋１において受信されたレベルが得られる。

図７に、処理の各ステップ中に得られる信号を示す。
− Ｂ_０は、変換器１６の出力における信号を表す。
− Ｆｉｒは、フィルタの出力を表す。
− Ｅｎｄｔｓは、シンボル期間を表す。
− Ｄｅｐは、検出された磁界の変動を表す。
− Ｎｉｖは、トランスポンダによって検出された磁界を表す。
フィルタの出力Ｆｉｒを、シンボル周波数を表す各パルスＥｎｄｔｓの閾値と比較する。するとスキップＤｅｐが得られ、このスキップＤｅｐから変調レベルＮｉｖが推定される。

一実施例を用いて本方法を説明する。
この実施例は、４レベル変調（４値変調）に関し、レベルは０〜３により表される。この実施例を、図８及び９に概略的に示す。

可能な相対変位又は異なるレベルを始点とするスキップは、
− レベル０を始点とする場合：＋１（レベル０→１）、＋２（レベル０→２）、＋３（レベル０→３）
− レベル１を始点とする場合：＋１（レベル１→２）、＋２（レベル１→３）、−１（レベル１→０）、
− レベル２を始点とする場合：＋１（レベル２→３）、−１（レベル２→１）、−２（レベル２→０）、
− レベル３を始点とする場合：−１（レベル３→２）、−２（レベル３→１）、−３（レベル３→０）
である。
従って、４レベル変調に対して必要なのは、６つの閾値（＋１、＋２、＋３、−１、−２、−３）のみである。新規変調レベル、ひいては読取器によって放出されたシンボル値は、直前のレベルが分かっていれば、フィルタの出力をこれらの６つのレベルと比較することによって計算することができる。

スキップは次のように計算することができる。
− フィルタ＞閾値（＋３）であれば、スキップ＝＋３、
− 或いは、閾値（＋３）＞フィルタ＞閾値（＋２）であれば、スキップ＝＋２、
− 或いは、閾値（＋２）＞フィルタ＞閾値（＋１）であれば、スキップ＝＋１、
− 或いは、閾値（＋１）＞フィルタ＞閾値（−１）であれば、スキップ＝０、
− 或いは、閾値（−１）＞フィルタ＞閾値（−２）であれば、スキップ＝−１、
− 或いは、閾値（−２）＞フィルタ＞閾値（−３）であれば、スキップ＝−２、
− 或いは、スキップ＝−３
である。
前述のように、各レベルの閾値は同一ではなく、必ずしも線形的に分散しておらず、トランスポンダ内の変換器は完全に線形ではない。つまり、各レベルが３つの可能なスキップしか有していないことは考慮に入れられていない（＋ゼロスキップ）。

前述のように、本発明によれば、非線形の欠陥をなくすため、許容できる各スキップに特有の閾値を、各レベルに対して予め計算することができる。
例えば、読取器２とトランスポンダ４との間の処理は、全ての可能なレベルに対して存在する全ての相対的スキップを含むように規定されたプリアンブルにより開始される。
よって、トランスポンダは、この位相の間に全ての実際のスキップ閾値を規定することができる。

図６に示すのは、各レベルに固有のスキップ閾値を特定するための、トランザクションの前に読取器２によって放出される４レベル変調の場合のプリアンブルの実施例である。
表１に、各Ｔ_ｉのレベル（ｎ）について計算された閾値を示す。

結果として上記表中の１２の係数が示された（４つの各レベルに対して３つの係数）。

この表を以下のように拡大し、各レベルで禁止されるスキップを考慮に入れることができる。
− 禁止された正のスキップに対し、フィルタ計算の可能な最大値を適用。
− 禁止された負のスキップに対し、フィルタ計算の可能な最小値を適用。
この結果、２４の係数を含む表が得られる（４つのレベルの各々について６つの閾値）。

閾値（Ｔ_ｉ）は、時間Ｔ_ｉにおける計算された閾値又は許容される閾値を表す（表１及び図７を参照）。
従って、上記方法の適用により、以下の表２が得られる。

フィルタを９ビットで計算した場合、−２５６閾値が禁止され、それに最低のレベルが割り当てられる。また、＋２５５閾値が禁止されて、それに最高のレベルが割り当てられる。
ここに提案されるデジタル変調によって、図５Ａに示すように（変換器１６の入力とデジタル処理回路１８の入力との間に）配置されたシグマデルタ変換器２０の出力を効果的に利用できるようになる。このような変換器は、変換器１６によって発生した数量化の雑音による影響を低減させることにより、復調の分解能を増大させる。

更に、マルチレベル（レベルの数が３以上）の場合、異なる閾値のレベルによる管理、及び禁止されたスキップの管理（又は補正）により、信号対雑音比が著しく改善され、復調の質が向上する。
本発明によるシステムは、１．１８μｓのシンボル期間で、１シンボル（つまり、１シンボルあたり２ビット）あたり４のレベルを用いて作製された。このようなシステムは、１．７Ｍビット／秒でのデータ伝送に用いられている。

読取器−トランスポンダシステム、及び伝送しようとするビット値の関数として固定局によって発生した磁界を示す。 復調技術を示す。 シンボルの列とそれに対応する変調レベルを示す。 本発明による方法の異なるステップを示す。 本発明による装置を示す。 プリアンブルの一実施例を示す。 本発明による処理の異なるステップで得られる信号を示す。 本発明による４レベルシステムを示し、フィルタ出力と閾値との比較の結果を示す。 本発明による４レベルシステムを示し、フィルタ出力と閾値との比較の結果を示す。

符号の説明

２ 読取器
４ トランスポンダ
１０ アンテナ端末
１１ 負荷インピーダンス
１２ 整流手段
１４ 制御手段
１６ アナログ−デジタル変換手段
１８ デジタル処理回路

Claims (9)

1. 振幅変調により、読取器（２）からトランスポンダ（４）に放出される情報を復調する方法であって、
   − トランスポンダ（４）のスレーブ電圧（Ｖ_ｃ）の変動を閾値と比較し、この比較の結果を、指定の変調レベルスキップ値に変換するステップ、及び
   − 前記スキップを第１の直前の変調レベルに加えることにより第２の変調レベルを決定するステップ
   を含む方法。
2. 前記閾値を各変調レベルと関連付けることができる、請求項１に記載の方法。
3. 許容できる閾値を予め記憶する、請求項１又は２に記載の方法。
4. 読取器（２）からトランスポンダ（４）へ各信号を送信する前に、全ての変調レベルについて、可能なスキップを全て含むプリアンブルを送信するステップを含む、請求項３に記載の方法。
5. 各スレーブ電圧レベルに対し、新規スレーブ電圧（Ｖ_ｃ）を、直前の電圧レベル及び指定の変動値の関数として計算することを含む、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の方法。
6. 振幅変調により、読取器からトランスポンダに放出される情報を復調する装置であって、
   − 前記変調の各レベルを始点として、このレベルのスレーブ電圧信号に可能な変動値を記憶する手段（８０）、及び
   − これに対応する、各遷移期間に可能なレベルスキップを計算し、直前の信号レベルの関数としてスレーブ電圧信号レベルを計算する手段（５０、６０、７０）
   を備える装置。
7. アンテナを形成する手段（１０）、アンテナ端末における負荷インピーダンス手段（１１）、及び負荷インピーダンスの端末に電圧制御ループを形成する手段（１２、１６、１４）を更に備える請求項６に記載の装置。
8. アンテナ端末の電圧を整流する手段（１２）、及び整流手段（１２）の出力の関数としてインピーダンスを変更する制御手段（１４）を更に備える、請求項７に記載の装置。
9. 制御手段（１４）と整流手段（１２）との間にアナログ−デジタル変換手段（１６）を含む変調手段を更に備える、請求項８に記載の装置。

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