JP2006261050A - 冷陰極放電管用インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 ロイヤー回路方式において、輝度立ち上げ時間の短縮ができ、低価格で実現できる冷陰極放電管用インバータ回路を提供する。
【解決手段】 直流の電源Ｖｃｃと、電圧を変換・昇圧・共振させる共振トランスＴＦと、回路を共振させるＮＰＮバイポーラ形のトランジスタＱ１、Ｑ２と、トランジスタＱ１、Ｑ２を共振させる共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂと、トランジスタＱ１、Ｑ２にベース電流を供給する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、チョークコイルＬ１と、共振トランスＴＦに接続される負荷としての冷陰極放電管ＣＣＦＬと、この冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流を制限するバラストコンデンサＣ２と、電源をオン／オフさせる電源スイッチＳＷと、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１とを備えて構成される冷陰極放電管用インバータ回路である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、冷陰極放電管やキセノン放電管などの放電管を点灯させるための冷陰極放電管用インバータ回路に係り、特にロイヤー回路の輝度立ち上がり時間の短縮に関する。

放電管の一種である冷陰極放電管は、スキャナ、複写機やファクシミリなどの光学電子機器の読み取り光源として広く用いられている。ロイヤー回路は、構成が簡単で安いコストで実現できるため、これら光学電子機器に用いられる冷陰極放電管の点灯回路として多く使用されている（特許文献１〜３参照）。

図４にロイヤー回路で構成された従来の冷陰極放電管用インバータ回路の例を示す。

図４を参照すると、ロイヤー回路で構成された従来の冷陰極放電管用インバータ回路は、電源Ｖｃｃと、電源Ｖｃｃを供給するために開閉する電源スイッチＳＷと、共振して自励発振を生じさせる共振トランスＴＦと、共振して回路に自励発振を生じさせる共振コンデンサＣ１と、交互にオン／オフさせることで回路に共振を生じさせるＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２と、トランジスタＱ１、Ｑ２にベース電流を供給する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、チョークコイルＬ１と、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流を制限するバラストコンデンサＣ２とで構成され、共振トランスＴＦに負荷として冷陰極放電管ＣＣＦＬが接続されている。

電源Ｖｃｃの正極側は、電源スイッチＳＷの一端に接続されており、電源スイッチＳＷの他端はチョークコイルＬ１の一端に接続されており、チョークコイルＬ１の他端は、抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端および共振トランスＴＦの一次側のタップ端子に接続されている。

抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＱ１のベース端子に接続され、トランジスタＱ１のコレクタ端子は、共振コンデンサＣ１の一端に接続されている。

抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＱ２のベース端子に接続され、トランジスタＱ２のコレクタ端子は、共振コンデンサＣ１の他端に接続されている。

電源Ｖｃｃの負極側は、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子に接続されており、トランジスタＱ１のコレクタ端子は共振コンデンサＣ１の一端および共振トランスＴＦの一次側のタップ端子がある側の巻き線の一端に接続されており、トランジスタＱ２のコレクタ端子は共振コンデンサＣ１の他端および共振トランスＴＦの一次側のタップ端子がある一次側の巻き線の他端に接続されている。

抵抗Ｒ２の他端は、共振トランスＴＦの一次側のタップ端子がない一次側の巻き線の一端に接続されており、抵抗Ｒ１の他端は、共振トランスＴＦの一次側のタップ端子がない一次側の巻き線の他端に接続されている。

共振トランスＴＦの二次側巻き線の一端は、バラストコンデンサＣ２の一端に接続され、バラストコンデンサＣ２の他端は、冷陰極放電管ＣＣＦＬの一端に接続され、冷陰極放電管ＣＣＦＬの他端は、電源Ｖｃｃの負極側および共振トランスＴＦの二次側巻き線の他端に接続されている。

図４に示すこのような冷陰極放電管用インバータ回路は、電源スイッチＳＷを閉じて電源Ｖｃｃをロイヤー回路に供給すると、トランジスタＱ１、Ｑ２、共振コンデンサＣ１、共振トランスＴＦなどが共振することにより冷陰極放電管用インバータ回路が自励発振を開始し、一定時間後に安定した発振状態に達する。

ロイヤー回路が発振状態になると電源スイッチＳＷを開くまでの間は、トランジスタＱ１、Ｑ２が交互にオン／オフを繰り返し、それぞれのトランジスタＱ１、Ｑ２のベース−エミッタ間には、一定の電圧が発生する。このロイヤー回路の自励発振により、冷陰極放電管ＣＣＦＬが発光して、一定時間後には一定の輝度の光を放出する。

このような、従来の冷陰極放電管用インバータ回路により冷陰極放電管ＣＣＦＬを発光させた場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性を図５に示す。

図５のグラフの横軸は時間Ｔ（単位：分）を示し、グラフの左方の左側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示し、グラフの左方の右側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの相対輝度を示し、図中の実線で示す曲線Ｊは冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり・変化を示し、図中の破線で示す曲線Ｋは冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示す。

ここでいう冷陰極放電管ＣＣＦＬの相対輝度は、一般に冷陰極放電管用インバータ回路の電源スイッチＳＷを閉じた（図５中、ＳＷ ＯＮと表示した時間Ｔ＝０）後、点灯開始後の一定時間（図５中に、Ｔ１００で示した時間で、例えば３分）経過後の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度を１００％としてこの１００％の輝度を基準として相対的に定義され、冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり時間は、点灯開始から相対輝度９０％に達するまでの時間（図５中に、時間Ｔ９０で示した時間）で定義される。

このように、従来の冷陰極放電管用インバータ回路は自励発振の開始後、冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性を有しており、冷陰極放電管ＣＣＦＬが一定輝度の光を放出するまでには、一定時間を要する。
特開平５−３４３１９０号公報 特開平８−２５０２９０号公報 特第２８７９５２３号公報

しかしながら、冷陰極放電管を読み取り光源として用いた場合、冷陰極放電管の点灯開始直後から読み取り光源としての所望の輝度が得られることがスキャナ、複写機やファクシミリなどの光学電子機器にとって望ましい。

ところが冷陰極放電管は、高効率発光のために管内部に放電ガスと共に水銀を封入した構造となっている。そして冷陰極放電管は、管内の放電による温度上昇によって封入された水銀は水銀蒸気となり、水銀蒸気となった水銀分子に電子が衝突して紫外線を放出する。

その放出された紫外線によって管内面に塗布された蛍光体が発光して、冷陰極放電管は所望の光を外部に放出する。

そのため管内部の水銀蒸気圧が発光輝度に大きく影響するが、点灯直後は冷陰極放電管の温度が低く、管内部の水銀蒸気圧も低いため冷陰極放電管の輝度が低い。冷陰極放電管は、放電を継続すると、放電によって冷陰極放電管が徐々に加熱され、それに伴って水銀蒸気圧が高まり、この水銀蒸気圧の高まりにしたがって冷陰極放電管の輝度が徐々に上昇する。

すなわち、冷陰極放電管は、所望の輝度が得られるまでに点灯開始から数秒〜数分の時間が必要となるため、冷陰極放電管をスキャナやコピー機の読み取り光源に使用した場合、読み取りが開始されるまでに数秒から数分の待ち時間が発生してしまい、スキャナやコピー機の使い勝手を悪くするという問題があった。

そこで、図６、図７に示すような輝度の立ち上がり時間を改善した冷陰極放電管用インバータ回路が提案されている。

図６は、輝度立ち上がり特性を改善した従来の冷陰極放電管用インバータ回路の構成例を示すブロック図である。

なお、図６中において、図４に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路例と同じ構成部品、接続であって、図４と同様の動作をする部分については図４に示す同じ記号番号を用いて表し、部品および動作の説明を省略する。

図６を参照すると、輝度立ち上がり特性を改善した冷陰極放電管用インバータ回路は、図４に示す冷陰極放電管用インバータ回路（ロイヤー回路）の電源スイッチＳＷの他端とチョークコイルＬ１の一端の間に、スイッチングを行うトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のスイッチングを制御する信号を出力するＰＭＷ制御回路ＣＯＮＴ２と、回路に発生する逆起電力を吸収するフライホイールダイオードＤ１とを追加して構成した回路である。

電源スイッチＳＷの他端はトランジスタＱ３のエミッタ端子に接続され、トランジスタＱ３のコレクタ端子はチョークコイルＬ１の一端およびフライホイールダイオードＤ１のカソード端子に接続され、トランジスタＱ３のベース端子はＰＭＷ制御回路ＣＯＮＴ２に接続されている。

フライホイールダイオードＤ１のアノード端子は、電源Ｖｃｃの負極側、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子、冷陰極放電管ＣＣＦＬの他端ならびに共振トランスＴＦの二次側巻き線の他端に接続されている。図中のその他の接続は、図４に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路例と同じである。

この冷陰極放電管用インバータ回路は、図４の回路と同様に、共振コンデンサＣ１が共振トランスＴＦの１次側コイル側のインダクタンスと共振し、冷陰極放電管用インバータ回路の発振周波数を決定し、自励発振する。

電源スイッチＳＷが閉じられた状態では、ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴ２によって発生するＰＷＭ信号によって、スイッチングトランジスタＱ３はオン／オフされ、フライホイールダイオードＤ１およびこのトランジスタＱ３のオン／オフのスイッチング動作によって電源Ｖｃｃの供給を断続する。

フライホイールダイオードＤ１とスイッチングトランジスタＱ３とのスイッチング動作により、フライホイールダイオードＤ１のアノード端子には、ピーク電圧がほぼ電圧Ｖｃｃである方形波の電圧が発生する。この発生した方形波の電圧は、フライホイールダイオードＤ１の右側に接続されたチョークコイルＬ１によって平均化されて冷陰極放電管用インバータ回路に電源として供給される。このため、電源電圧Ｖｃｃに方形波のデューティーを乗じた電圧の電源を冷陰極放電管用インバータ回路に接続したことと等価になる。

図６に示すこのような冷陰極放電管用インバータ回路において、冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり時間を短縮する動作について、次に説明する。

電源スイッチＳＷがオン後、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯初期においては、スイッチングトランジスタＱ３は常にオン状態とする。この時に、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流を定常の管電流よりも大きくなるようにバラストコンデンサＣ２の回路定数を設定する。さらに一定時間経過後、ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴ２によってスイッチングトランジスタＱ３を一定の周期でオン／オフさせる。

その時、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流値が冷陰極放電管ＣＣＦＬに規定された定格電流になるように印加する方形波のデューティー比を適切な値に設定する。このように冷陰極放電管用インバータ回路を作動させることによって、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯初期には電源電圧Ｖｃｃが印加され、一定時間後には平均化された方形波の電圧が等価的に電圧Ｖｃｃよりも低い電源電圧として印加された状態となる。

一方冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流値は、電源電圧Ｖｃｃに概ね比例して増減するため、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯初期には冷陰極放電管ＣＣＦＬに規定された定格電流よりも大きい管電流を流して急速に冷陰極放電管ＣＣＦＬを暖めて冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度を上昇させ、その後管電流を定格電流まで減少させて所望の輝度が得られるように制御している。このようにして、図６に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路で冷陰極放電管ＣＣＦＬの立ち上がり時間を短縮させることができる。

しかしながら、図６に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路の例においては、次のような問題点があった。
（１）冷陰極放電管用インバータ回路に用いるＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴ２は、多くの構成部品を必要とするため、回路の低コスト化や小型化ができなかった。
（２）冷陰極放電管用インバータ回路は、定常動作時には常にスイッチングトランジスタＱ３がスイッチング動作をしており、このスイッチングトランジスタＱ３のスイッチング動作により大きなノイズを発生する。当然のことながら、冷陰極放電管用インバータ回路の定常動作時にはスキャナやコピー機などの光学電子機器が読み取り動作を行っているため、発生したノイズが読み取り信号に混入する恐れがあり、スイッチングトランジスタＱ３によるノイズの発生はスキャナやコピー機の動作上大きな障害となっていた。

図７は、輝度立ち上がり特性を改善した従来の冷陰極放電管用インバータ回路の他の構成例を示すブロック図である。

なお、図７中において、図４に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路例と同じ構成部品、接続であって、図４と同様の動作をする部分については図４に示す同じ記号番号を用いて表し、部品および動作の説明を省略する。

図７を参照すると、輝度立ち上がり特性を改善した冷陰極放電管用インバータ回路は、図４に示す冷陰極放電管用インバータ回路（ロイヤー回路）の電源スイッチＳＷの他端とチョークコイルＬ１の一端の間に、電源電圧Ｖｃｃよりも低い電圧を回路の供給するための３端子レギュレータＩＣ１と、３端子レギュレータＩＣ１の入出力を制御するトランジスタＱ４と、トランジスタＱ４を制御する信号を出力するオン／オフ制御回路ＣＯＮＴ３とを追加して構成した回路である。

電源スイッチＳＷの他端は３端子レギュレータＩＣ１の入力端子およびトランジスタＱ４のエミッタ端子に接続され、３端子レギュレータＩＣ１の出力端子はチョークコイルＬ１の一端およびトランジスタＱ４のコレクタ端子に接続され、３端子レギュレータＩＣ１の接地端子は電源Ｖｃｃの負極側、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子、冷陰極放電管ＣＣＦＬの他端ならびに共振トランスＴＦの二次側巻き線の他端に接続されている。トランジスタＱ４のベース端子はオン／オフ制御回路ＣＯＮＴ３に接続されている。

図７中のその他の接続は、図４に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路例と同じである。

図７に示すこのような冷陰極放電管用インバータ回路において、冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり時間を短縮する動作について、次に説明する。

冷陰極放電管用インバータ回路の電源スイッチＳＷをオンすると、電源電圧Ｖｃｃは、３端子レギュレータＩＣ１の入力端子およびトランジスタＱ４のエミッタ端子に印加される。このときオン／オフ制御回路ＣＯＮＴ３がオフ信号を出力し、トランジスタＱ４のベース端子に入力することによりトランジスタＱ４はオフとなっている。このため、トランジスタＱ４のエミッタ端子−コレクタ端子間は非導通状態となっており、このため３端子レギュレータＩＣ１の入力端子に印加された電圧Ｖｃｃにより、３端子レギュレータＩＣ１の出力端子には電源電圧Ｖｃｃより低い電圧が出力される。この電源電圧Ｖｃｃより低い電圧は、冷陰極放電管用インバータ回路（ロイヤー回路）に電源として供給される。

オン／オフ制御回路ＣＯＮＴ３の出力するオン信号により、このオン信号がトランジスタＱ４のベース端子に入力されたときは、トランジスタＱ４はオンとなり、このためトランジスタＱ４のエミッタ端子−コレクタ端子間は導通状態となる。このトランジスタＱ４のエミッタ端子−コレクタ端子間の導通状態のため、トランジスタＱ４は３端子レギュレータＩＣ１の入力端子と出力端子を短絡することになり、３端子レギュレータＩＣ１の出力端子の電圧は、電源電圧Ｖｃｃとほぼ等しくなり、この電源電圧Ｖｃｃが冷陰極放電管用インバータ回路に電源として供給される。

電源スイッチＳＷオン後、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯初期においてはトランジスタＱ４は常にオン状態とし、回路に対して電源電圧Ｖｃｃを印加する。さらに一定時間経過後、オン／オフ制御回路ＣＯＮＴ３によってオフ信号を出力し、トランジスタＱ４のベース端子に入力し、トランジスタＱ４をオフさせる。

このトランジスタＱ４をオフによって３端子レギュレータＩＣ１の出力端子に出力された電圧が冷陰極放電管用インバータ回路に印加されるが、その出力電圧は電源電圧Ｖｃｃよりも低くなっている。この時、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流値が定格電流になるようにバラストコンデンサＣ２の回路定数を適切な値に設定する。

以上のような回路の動作によって、冷陰極放電管用インバータ回路には点灯初期においては電源電圧Ｖｃｃが印加され、一定時間経過後にはＶｃｃよりも低い電圧である３端子レギュレータＩＣ１の出力電圧が印加された状態となる。

一方冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流値は、電源電圧Ｖｃｃに概ね比例して増減するため、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯初期には冷陰極放電管ＣＣＦＬに規定された定格電流よりも大きい管電流を流して急速に冷陰極放電管ＣＣＦＬを暖めて冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度を上昇させ、その後管電流を定格電流まで減少させて所望の輝度が得られるように制御して、冷陰極放電管ＣＣＦＬの立ち上がり時間を短縮させている。

しかしながら、図７に示す従来の冷陰極放電管用インバータ回路の例においては、次のような問題点があった。
（ａ）冷陰極放電管用インバータ回路は、使用している３端子レギュレータが比較的高価な部品であるため構成部品の部品コストが上がり、低コスト化できない。
（ｂ）冷陰極放電管用インバータ回路は、定常動作時には常に３端子レギュレータが動作をしており、（３端子レギュレータの入出力間電圧差×入力電流）に相当する電力損失が定常的に発生する。スキャナーやコピー機は小型化とともに省電力化が求められており、冷陰極放電管用インバータ回路の実装空間はますます狭められる傾向にある。そのため、損失による冷陰極放電管用インバータ回路の消費電力の増加と、損失に伴う発熱と放熱に対する対策が必要となる。

そこで本発明の目的は、ロイヤー回路方式において、輝度立ち上げ時間の短縮ができ、低価格で実現できる冷陰極放電管用インバータ回路を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の冷陰極放電管用インバータ回路の第１の発明は、 放電管を点灯させるロイヤー方式の冷陰極放電管用インバータ回路であって、
直流の電源と、電圧を変換させる共振トランスと、互いに交互にオン／オフするトランジスタと、前記共振トランスを共振させる共振コンデンサと、前記トランジスタにベース電流を供給する抵抗と、チョークコイルと、共振トランスに接続される前記放電管と、前記放電管に流れる電流を制限するバラストコンデンサと、前記電源をオン／オフさせる電源スイッチと、
前記放電管の点灯初期にゲート制御信号を発生するゲート信号発生・タイマー回路と、前記ゲート信号によりオン／オフする双方向制御整流素子と、前記共振トランスを共振させる他の共振コンデンサと
で構成される冷陰極放電管用インバータ回路である。

第２の発明は、前記他の共振コンデンサが、前記双方向制御整流素子に直列接続され、この前記他の共振コンデンサと前記双方向制御整流素子とが、前記共振コンデンサと並列接続されるものである。

放電管の輝度は水銀蒸気圧が高くなることで上昇し、水銀蒸気圧は冷陰極放電管の温度上昇に伴って上昇し、冷陰極放電管の温度は管電流が大きいほど早く上昇し、管電流はインバータの発振周波数が高いほど大きくなる。

本発明は、このことを利用して、点灯直後にはインバータの発振周波数を高くすることで定格管電流を超える比較的大きい管電流を冷陰極放電管に流して急速に放電管の温度を上昇させ、その後インバータの発振周波数を低下させて所望の定格管電流となるように制御する。

この作用によって点灯開始から所望の輝度に達するまでの輝度立ち上がり時間を短縮することができる冷陰極放電管のインバータを提供する。

これは、特にスキャナーやコピー機の読み取り光源に使用される冷陰極放電管の点灯回路に好適し、本発明を適用することによって冷陰極放電管の輝度立ち上がり時間が短縮できることからスキャン開始操作から実際のスキャンが開始するまでの待ち時間を短縮することができるため快適な作業を可能とし、スキャナやコピー機の商品価値を高めることが可能となる。

本発明によれば、ロイヤー回路方式において、輝度立ち上げ時間の短縮ができ、低価格で実現できる冷陰極放電管用インバータ回路を得られる。

本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本実施形態のロイヤー方式の冷陰極放電管用インバータ回路の回路構成例を示すブロック図である。

図１を参照すると、本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路は、直流の電源Ｖｃｃと、電圧を変換・昇圧し共振する共振トランスＴＦと、互いに交互にオン／オフして回路を共振させるＮＰＮバイポーラ形のトランジスタＱ１、Ｑ２と、トランジスタＱ１、Ｑ２、共振トランスＴＦを共振させる共振コンデンサＣ１ａと、トランジスタＱ１、Ｑ２、共振トランスＴＦを共振させる他の共振コンデンサＣ１ｂと、トランジスタＱ１、Ｑ２にベース電流を供給する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、チョークコイルＬ１と、共振トランスＴＦに接続される負荷としての冷陰極放電管ＣＣＦＬと、この冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流を制限するバラストコンデンサＣ２と、電源Ｖｃｃをオン／オフさせる電源スイッチＳＷと、ゲート制御信号を発生するゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１とを備えて構成される。

本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路は、従来のロイヤー回路に、放電管の点灯初期の輝度立ち上がり時間を短縮する手段として、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１に直列接続される他の共振コンデンサＣ１ｂとを配置・接続したことを特徴とする。

共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂは、冷陰極放電管用インバータ回路において、共振トランスＴＦの一次巻き線と接続されて、共振トランスＴＦ、トランジスタＱ１、Ｑ２などの構成部品とともに共振回路を構成する共振用コンデンサである。
バラストコンデンサＣ２は、その有するインピーダンスによって冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流を点灯に適した値に制限することができる。このバラストコンデンサＣ２の有するインピーダンスは、冷陰極放電管用インバータ回路の発振周波数に逆比例することが分かっている。

双方向制御整流素子ＴＲ１は、ゲート端子Ｇの制御によってオフしている間は、共振コンデンサＣ１ｂを冷陰極放電管用インバータ回路から切り離すのと同等の効果があり、ゲート端子Ｇの制御によってオンすることによって、共振コンデンサＣ１ｂを冷陰極放電管用インバータ回路に接続する機能を有する。このような、共振コンデンサＣ１ｂの冷陰極放電管用インバータ回路からの切り離し／接続により、冷陰極放電管用インバータ回路は自励発振の発振周波数を変化させることができる。

共振トランスＴＦは、共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂなどの構成部品とともに共振して冷陰極放電管用インバータ回路に自励発振を生じさせたり、一次側に入力された電圧を昇降圧させ二次側に出力する機能を有する。

ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１は、双方向制御整流素子ＴＲ１のゲート端子Ｇに入力されるゲート信号を発生する機能を有し、このゲート信号により双方向制御整流素子ＴＲ１をオン／オフさせることができる。

また、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１は、このゲート信号発生機能の他、必要に応じて冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯開始から一定時間後にゲート信号を発生させるためのタイマー機能や、外部信号の入力制御によってゲート信号を発生させる機能を含むとよく、さらには外気温や冷陰極放電管の温度によって双方向制御整流素子ＴＲ１をオンさせるまでの時間を調整する機能を持たせるとよい。

図１に示す冷陰極放電管用インバータ回路の接続について、次に説明する。

電源Ｖｃｃの正極側は、電源スイッチＳＷの一端に接続されており、電源スイッチＳＷの他端は、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１の一端およびチョークコイルＬ１の一端に接続されている。チョークコイルＬ１の他端は、抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端および共振トランスＴＦの一次側巻線であるコイルＷ１のタップ端子に接続されている。

抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＱ１のベース端子に接続され、トランジスタＱ１のコレクタ端子は、共振コンデンサＣ１ａの一端および共振コンデンサＣ１ｂの一端ならびに共振トランスＴＦの一次側巻線であるコイルＷ１の黒点側端子に接続されている。

共振コンデンサＣ１ｂの他端は双方向制御整流素子ＴＲ１の一端に接続され、双方向制御整流素子ＴＲ１の他端は、共振コンデンサＣ１ａの他端および共振トランスＴＦの一次側巻線であるコイルＷ１の非黒点側端子に接続されている。

抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＱ２のベース端子に接続され、トランジスタＱ２のコレクタ端子は、共振コンデンサＣ１ａの他端に接続されている。

電源Ｖｃｃの負極側は、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１の他端およびトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子に接続されている。

抵抗Ｒ２の他端は、共振トランスＴＦの一次側のコイルＷ３の非黒点側端子に接続されており、抵抗Ｒ１の他端は、共振トランスＴＦの一次側巻線のコイルＷ３の黒点側端子に接続されている。ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１の出力端子は、双方向制御整流素子ＴＲ１のゲート端子Ｇに接続されている。

共振トランスＴＦの二次側巻き線コイルＷ２の黒点側端子は、バラストコンデンサＣ２の一端に接続され、バラストコンデンサＣ２の他端は、冷陰極放電管ＣＣＦＬの一端に接続され、冷陰極放電管ＣＣＦＬの他端は、電源Ｖｃｃの負極側および共振トランスＴＦの二次側巻き線コイルＷ２の非黒点側端子に接続されている。

次に図１に示す冷陰極放電管用インバータ回路の動作について説明する。

冷陰極放電管用インバータ回路は、図示したような回路構成で、ロイヤー回路と呼ばれる自励式発振回路を形成し、トランジスタＱ１、Ｑ２、共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、共振トランスＴＦなどが共振して発振し、共振トランスＴＦの昇電圧作用によって昇圧して、冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯に必要な高周波交流高電圧を得て、共振トランスＴＦの２次側から冷陰極放電管ＣＣＦＬに供給する。

先ず、ゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１から出力されるゲート信号により双方向制御整流素子ＴＲ１がオフとなっており、共振コンデンサＣ１ｂが冷陰極放電管用インバータ回路から切り離された状態の動作について説明する。

電源スイッチＳＷをオン（閉）にすると、電源Ｖｃｃから電源スイッチＳＷ、チョークコイルＬ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２を経由して、トランジスタＱ１、Ｑ２に電流が流れ込もうとし、トランジスタＱ１、Ｑ２の僅かな特性の違いから、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間のいずれかに電流が流れる。

例えば、トランジスタＱ１のベース側に電流が流れた場合には、トランジスタＱ１はオンになり、電流の流れは、電源Ｖｃｃの正極側から電源スイッチＳＷ、チョークコイルＬ１、抵抗Ｒ２、トランジスタＱ１のベースからエミッタを経て、電源Ｖｃｃの負極側に至る経路である。このとき、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間には電流は流れておらず、トランジスタＱ２はオフとなっている。

トランジスタＱ１がオンになったことにより、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間にも電流が流れ始め、共振トランスＴＦの一次側巻線コイルＷ１の非黒点側から黒点側に電流が流れる。この電流の流れにより発生する誘導磁界は、共振トランスＴＦの一次側巻線コイルＷ３の非黒点側から黒点側に誘導電流を流すようにはたらく。

このコイルＷ３の誘導電流は、トランジスタＱ２がオフ状態にあるためトランジスタＱ２には流れ込めず、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してトランジスタＱ１のベース端子に流れ込み、トランジスタＱ１のオン状態をより深いオン状態にする。このトランジスタＱ１のオン状態により、コイルＷ１の非黒点側から黒点側にさらに電流が流れるようになる。

この共振トランスＴＦの一次側コイルＷ１の電流の流れにより発生する磁界で、共振トランスＴＦの二次側のコイルＷ２の非黒点側から黒点側、バラストコンデンサＣ２を経由して誘導電流が冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れ、冷陰極放電管ＣＣＦＬが点灯を始める。

共振トランスＴＦの一時巻線であるコイルＷ１、Ｗ３の両端に生じる誘起電圧は、時間とともに電圧降下するが、共振トランスＴＦの磁気飽和により、共振トランスＴＦの磁束は増加する。この共振トランスＴＦの磁束が飽和磁束に至ると、磁束の変化はなくなるので、一次側のコイルＷ１、Ｗ３の両側に誘起される電圧は降下して０になる。この誘起電圧が０になることで、トランジスタＱ１のベース電流およびコレクタ電流は流れなくなる。

トランジスタＱ１に電流が流れなくなると、コイルＷ１〜Ｗ３の両端には黒点側から非黒点側に逆電圧が発生し、コイルＷ３から、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介してトランジスタＱ２にベース電流が流れるとともに、コイルＷ１の非黒点側からトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタに向かい電流が流れ込もうとし、トランジスタＱ２がオンになる。電源Ｖｃｃからの電流の流れは、電源Ｖｃｃの正極側から電源スイッチＳＷを経由して、チョークコイルＬ１、抵抗Ｒ１、トランジスタＱ２のベース−エミッタ、電源Ｖｃｃの負極側の順に流れる。

このとき、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間には電流は流れておらず、トランジスタＱ１はオフとなっている。

トランジスタＱ２がオンになり、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間にも電流が流れ、コイルＷ１の黒点側から非黒点側に電流が流れる。この電流の流れにより発生する誘導磁界は、コイルＷ３の黒点側から非黒点側に誘導電流を流すようにはたらく。

この誘導電流は、トランジスタＱ１がオフ状態にあるためトランジスタＱ１には流れ込めず、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介してトランジスタＱ２のベース端子に流れ込み、トランジスタＱ２のオン状態をより深いオン状態にする。このトランジスタＱ２のオン状態により、コイルＷ１の黒点側から非黒点側にさらに電流が流れるようになる。

この共振トランスＴＦの一次側コイルＷ１の電流の流れにより発生する磁界で、バラストコンデンサＣ２を経由して共振トランスＴＦの二次側のコイルＷ２の黒点側から非黒点側に誘導電流が流れ、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れ込み、冷陰極放電管ＣＣＦＬが点灯する。

共振トランスＴＦの一時巻線であるコイルＷ１、Ｗ３の両端に生じる誘起電圧は、時間とともに電圧降下するが、共振トランスＴＦの磁気飽和により、共振トランスＴＦの磁束は増加する。この共振トランスＴＦの磁束が飽和磁束に至ると、磁束の変化はなくなるので、一次側のコイルＷ１、Ｗ３の両側に誘起される電圧は降下して０になる。この誘起電圧が０になることで、トランジスタＱ２のベース電流およびコレクタ電流は流れなくなり、トランジスタＱ２はオフになる。

このように、トランジスタＱ１、Ｑ２は、交互にオン／オフを繰返し、冷陰極放電管用インバータ回路（ロイヤー回路）は、共振コンデンサＣ１ａ、トランジスタＱ１、Ｑ２、コイルＷ１、Ｗ３などの構成部品が互いに共振して、自励発振を開始し、一定時間後に安定した発振状態になり、負荷として接続された冷陰極放電管ＣＣＦＬが点灯する。

このように、電源スイッチＳＷをオンして冷陰極放電管用インバータ回路に電源投入してから、双方向制御整流素子ＴＲ１がオンする前までの間は、双方向制御整流素子ＴＲ１はオフであることから共振コンデンサＣ１ｂは、共振トランスＴＦに接続されておらず切り離されていることと同じであるため、冷陰極放電管用インバータ回路の自励発振（共振）には寄与しない。

したがって、共振コンデンサＣ１ａのみが共振トランスＴＦに接続されて、共振コンデンサＣ１ａの有する回路定数と共振トランスの一次側巻線コイルＷ１の回路定数とで決まる固有の発振周波数（この周波数を説明の便宜上、周波数ｆａとする）で発振して、冷陰極放電管ＣＣＦＬを点灯する。この時、冷陰極放電管ＣＣＦＬにはコンデンサＣ２のインピーダンスによって制限された管電流が流れる。この管電流は、定格管電流よりも大きくなるようにコンデンサＣ２などの各部品定数（回路定数）を設定するとよい。

このような冷陰極放電管用インバータ回路は、共振トランスＴＦの二次側巻線コイルＷ２に発生する高周波交流電圧の振幅は電源Ｖｃｃの電圧に比例し、高周波交流電圧の周波数は共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの静電容量の１／２乗にほぼ逆比例するという特性を有することが分かっている。

次に、電源スイッチＳＷがオンし冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯開始後、ゲート信号発生・タイマー回路に内蔵されているタイマ機能（タイマ回路）が作動して、このタイマ機能により予め設定した時間経過後、あるいは点灯開始後に外部から与えられる制御信号を受信した後、ゲート信号発生・タイマー回路が、双方向制御整流素子ＴＲ１のオン／オフを制御するためのゲート信号を双方向制御整流素子ＴＲ１のゲート端子Ｇに出力する。

このゲート信号はこのときオン状態に制御する制御信号となっており、このゲート信号によって、双方向制御整流素子ＴＲ１はオン状態となり、双方向制御整流素子ＴＲ１の一端と他端が繋がった状態となるので、共振コンデンサＣ１ｂは、共振トランスＴＦの一次側に共振コンデンサＣ１ａと並列接続されたことになり、冷陰極放電管用インバータ回路の自励発振（共振）に寄与する。

したがって、共振コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの有する回路定数と共振トランスの一次側巻線コイルＷ１の回路定数とで決まる固有の発振周波数（この周波数を説明の便宜上、周波数ｆｂとする）で発振して、冷陰極放電管ＣＣＦＬを点灯する。

共振コンデンサＣ１ｂが共振コンデンサＣ１ａに並列接続されたことで、共振コンデンサＣ１ｂの静電容量が、共振コンデンサＣ１ａの静電容量に加算されるため、冷陰極放電管用インバータ回路の自励発振（共振）の発振周波数ｆｂは、双方向制御整流素子ＴＲ１がオフ状態の時の発振周波数ｆａと比較すると周波数が低下する。

ここで、既に説明したようにバラストコンデンサＣ２のインピーダンスは、冷陰極放電管用インバータ回路の発振周波数に逆比例することが分かっているので、発振周波数がｆａからｆｂに低下することによって、バラストコンデンサＣ２のインピーダンスが大きくなり、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流が減少する。この時の冷陰極放電管ＣＣＦＬの管電流が所望の定格管電流となるように、冷陰極放電管用インバータ回路の各回路定数を設定するとよい。
本実施形態では、点灯開始直後には発振周波数ｆａが高いため冷陰極放電管ＣＣＦＬには定格管電流以上の比較的大きな管電流が流れ、冷陰極放電管ＣＣＦＬを急速に加熱することで冷陰極放電管ＣＣＦＬ内部の水銀蒸気圧が急速に高まり、冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がりを早めることができる。

その後、双方向制御整流素子ＴＲ１がゲート制御回路ＣＯＮＴ１のゲート信号によってオンし、発振周波数が低下して周波数ｆｂになった結果、バラストコンデンサＣ２のインピーダンスが大きくなり、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流が減少し、所望の定格管電流となり所望の輝度に達する。

次に、図１に示す冷陰極放電管用インバータ回路の輝度の立ち上がり特性の状態を、図２、図３を参照して説明する。

図２は、冷陰極放電管ＣＣＦＬに定格電流を流した場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の変化と、冷陰極放電管ＣＣＦＬに定格電流よりも大きい電流を流した場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の変化と、各々の管電流の場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの管温度の時間的な変化とを表す特性図である。

図２のグラフの横軸は時間Ｔ（単位：分）を示し、グラフの左方の左側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示し、グラフの左方の右側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの相対輝度を示す。

図中の実線で示す曲線Ａは冷陰極放電管ＣＣＦＬの管電流が定格電流よりも大きい場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり・変化を示し、破線で示す曲線Ｂは冷陰極放電管ＣＣＦＬの管電流が定格電流と等しい場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり・変化を示し、実線で示す曲線Ｃは冷陰極放電管ＣＣＦＬの管電流が定格電流よりも大きい場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示し、破線で示す曲線Ｄは冷陰極放電管ＣＣＦＬの管電流が定格電流と等しい場合の冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示す。

図３は、本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性および冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化と、従来の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性および冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化とを示す。

図３のグラフの横軸は時間Ｔ（単位：分）を示し、グラフの左方の左側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示し、グラフの左方の右側の縦軸は冷陰極放電管ＣＣＦＬの相対輝度を示す。

図中の実線で示す曲線Ｐは本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性を示し、破線で示す曲線Ｑは従来の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり特性を示し、実線で示す曲線Ｒは本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示し、破線で示す曲線Ｓは従来の冷陰極放電管用インバータ回路の冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇の時間的変化を示す。

ここでいう冷陰極放電管ＣＣＦＬの相対輝度は、一般に従来の冷陰極放電管用インバータ回路の電源スイッチＳＷを閉じた（図２、図３中、ＳＷ ＯＮと表示した時間Ｔ＝０）後、点灯開始後の一定時間（図２、図３中に、Ｔ１００で示した時間で、例えば３分）経過後の冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度を１００％としてこの１００％の輝度を基準として相対的に定義され、また、ここで言う冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度の立ち上がり時間は、点灯開始から相対輝度９０％に達するまでの時間（図２、図３中、時間Ｔ９０で示した時間）で定義される。

先ず図２を見ると、曲線Ａは、曲線Ｂよりも冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度立ち上がり速度が速いことが分かる。これは、冷陰極放電管ＣＣＦＬを流れる管電流が、曲線Ｂの場合よりも曲線Ａの場合の方が大きいことに対応している。すなわち、冷陰極放電管ＣＣＦＬを流れる管電流が大きいほど、輝度立ち上がり速度が速く、ある一定の輝度に達するまでの時間が短いことが分かる。

また、曲線Ｃは、曲線Ｄよりも冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇が速いことが分かる。これは、冷陰極放電管ＣＣＦＬを流れる管電流が、曲線Ｄの場合よりも曲線Ｃの場合の方が大きいことに対応している。すなわち、冷陰極放電管ＣＣＦＬを流れる管電流が大きいほど冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇が速くなる傾向にあることが分かる。

次に図３を見ると、曲線Ｐは、曲線Ｑよりも冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度立ち上がり速度が速く、図３中に示すように冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度立ち上がり時間が時間Ｔ９０から時間Ｔ９０‘に短縮されていることが読み取れ、本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路により輝度立ち上がり時間の改善効果が得られていることが分かる。

また、曲線Ｒは、曲線Ｓよりも冷陰極放電管ＣＣＦＬの温度上昇が速いことが分かる。これは、冷陰極放電管ＣＣＦＬを流れる管電流が、図３中に示した時間Ｔ１までの時間、従来の冷陰極放電管用インバータ回路の曲線Ｄの場合より大きい管電流を流していることに対応している。

この冷陰極放電管ＣＣＦＬの点灯開始時点から時間Ｔ１までに本実施形態の冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流は、図１で説明したように、双方向制御整流素子ＴＲ１がオフしており、共振コンデンサＣ１ｂは回路から切り離され共振コンデンサＣ１ａのみが共振していることによって、冷陰極放電管用インバータ回路の自励発振の周波数が周波数ｆａと高くなって、冷陰極放電管ＣＣＦＬに流れる管電流が大きくなっていることによる温度上昇の改善を意味している。

すなわち、本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路は、従来の冷陰極放電管用インバータ回路例によって定格管電流を流し続けた場合よりも放電管の温度上昇速度や輝度上昇速度が大きくなることが分かる。

なお、時間Ｔ１の時点以降は双方向制御整流素子ＴＲ１がオンするため、共振コンデンサＣ１ｂはＣ１ａに並列接続される。この接続によって冷陰極放電管用インバータ回路の自励発振の周波数ｆｂが低下し、管電流値も定格電流まで低下する。

したがって時間Ｔ１以降は、従来の冷陰極放電管用インバータ回路例で定格電流を流した場合と同じ温度上昇速度と輝度上昇速度になるが、本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路は、時間Ｔ１までに定格電流よりも大きい管電流を流したことにより急速に輝度と温度が上昇したため輝度の立ち上がり時間は短縮される。

冷陰極放電管ＣＣＦＬの輝度は管内の水銀蒸気圧が高くなることで上昇し、この水銀蒸気圧は冷陰極放電管の温度上昇に伴って上昇することが分かっている。冷陰極放電管ＣＣＦＬの管の温度は管電流が大きいほど早く上昇し、この管電流は冷陰極放電管用インバータ回路の発振周波数が高いほど大きくなることから、点灯直後には冷陰極放電管用インバータ回路の発振周波数を高くすることで定格管電流を超える比較的大きい管電流を冷陰極放電管に流して急速に放電管の温度を上昇させ、その後インバータの発振周波数を低下させて所望の定格管電流となるように制御することができる。

以上説明した冷陰極放電管用インバータ回路により、次に示すような優れた効果を得られる。

（１）冷陰極放電管用インバータ回路は、冷陰極放電管の点灯初期には冷陰極放電管の定格管電流よりも大きい管電流を流して急速に放電管を暖めて輝度を上昇させ、その後管電流を定格電流まで減少させているので立ち上がり時間を短縮できる。

（２）冷陰極放電管用インバータ回路は、構成部品として一般に広く製品化され用いられている安価な双方向制御整流素子を主要な構成要素としているため簡単な回路構成で安価かつ小型に実現できることである。

（３）冷陰極放電管用インバータ回路に用いられる双方向制御整流素子は、Ｔ１（図３参照）時点以外はスイッチング動作をしないため、ノイズをほとんど発生させない。

（４）冷陰極放電管用インバータ回路は、冷陰極放電管の点灯初期には定常時よりも大きい電力で冷陰極放電管を駆動するため、低温時の安定放電を開始しにくい状況下であっても、安定して冷陰極放電管の点灯を開始することができる。

（５）冷陰極放電管用インバータ回路は、上記に上げた効果を電力損失をほとんど発生させずに実現できる。

なお、本回路は冷陰極放電管の点灯回路として用いられるロイヤー回路に限定するものではなく、キセノン放電管等の放電灯の点灯回路に用いられるロイヤー回路や類似した回路にも適用できる。

また、実施の形態や従来回路例には、バラストコンデンサＣ２で放電管に流れる冷陰極管電流を制限する回路の形態を示したが、バラストコンデンサＣ２を用いず共振トランスＴＦに漏洩インダクタンスを持たせることによって放電管に流れる管電流を制限するロイヤー回路にも同様の効果が得られる。

さらに、本発明の冷極放電管用インバータ回路の本質は、従来のロイヤー方式の回路に、放電管点灯初期の立ち上がり時間を短縮するゲート信号発生・タイマー回路ＣＯＮＴ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１と、双方向制御整流素子ＴＲ１に直列接続される共振コンデンサＣ１ｂとを配置・接続したことにあり、実施例では図１に示した位置に配置・接続したが、同様の効果を得られる配置・接続であれば、図１の構成にのみ限定されるものではなく、また構成部品も同様の動作をし、同様の効果を得られるものであれば図１の構成部品にのみ限定されるものではないし、同様の冷陰極放電管であるキセノン管などに使用することも可能である。

また、トランジスタＱ１、Ｑ２は、バイポーラ型のＮＰＮタイプのトランジスタに限定されず、他の素子も含めて同様の動作をする素子であればよい。

本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の構成例を示すブロック図である。 本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の管電流による輝度立ち上がり特性の変化を説明する図である。 本実施形態の冷陰極放電管用インバータ回路の輝度立ち上がり時間の改善短縮効果を示す図である。 従来の冷陰極放電管の点灯に用いられる冷陰極放電管用インバータ回路の構成例を示すブロック図である。 従来の冷陰極放電管用インバータ回路例の輝度立ち上がり特性および温度上昇を示す特性図である。 輝度立ち上がり特性を改善した従来の冷陰極放電管用インバータ回路の構成例を示すブロック図である。 輝度立ち上がり特性を改善した従来の冷陰極放電管用インバータ回路の他の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ１ａ 共振コンデンサ
Ｃ１ｂ 共振コンデンサ
Ｃ２ バラストコンデンサ
ＣＣＦＬ 冷陰極放電管（放電管）
ＣＯＮＴ１ ゲート信号発生・タイマー回路
ＣＯＮＴ２ ＰＷＭ制御回路
ＣＯＮＴ３ オン／オフ制御回路
Ｄ１ フライホイールダイオード
Ｇ 双方向制御整流素子のゲート端子
ＩＣ１ ３端子レギュレータ
Ｌ１ チョークコイル
Ｗ１ 共振トランスの一次側巻線コイル
Ｗ２ 共振トランスの二次側巻線コイル
Ｗ３ 共振トランスの一次側巻線コイル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４ トランジスタ
Ｑ３ スイッチングトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＳＷ 電源スイッチ
Ｔ１ 時間
Ｔ９０ 立ち上がり時間
Ｔ１００ 相対輝度１００％の時間
ＴＦ 共振トランス（発振トランス）
ＴＲ１ 双方向制御整流素子
Ｖｃｃ 電源

Claims (2)

1. 放電管を点灯させるロイヤー方式の冷陰極放電管用インバータ回路であって、
   直流の電源と、電圧を変換させる共振トランスと、互いに交互にオン／オフするトランジスタと、前記共振トランスを共振させる共振コンデンサと、前記トランジスタにベース電流を供給する抵抗と、チョークコイルと、共振トランスに接続される前記放電管と、前記放電管に流れる電流を制限するバラストコンデンサと、前記電源をオン／オフさせる電源スイッチと、
   前記放電管の点灯初期にゲート制御信号を発生するゲート信号発生・タイマー回路と、前記ゲート信号によりオン／オフする双方向制御整流素子と、前記共振トランスを共振させる他の共振コンデンサと
   で構成されることを特徴とする冷陰極放電管用インバータ回路。
2. 前記他の共振コンデンサが、前記双方向制御整流素子に直列接続され、この前記他の共振コンデンサと前記双方向制御整流素子とが、前記共振コンデンサと並列接続される請求項１記載の冷陰極放電管用インバータ回路。

Images