JP2006237848A

JP2006237848A - 送信機及びそれを用いた移動体通信端末

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Publication number: JP2006237848A
Application number: JP2005047485A
Authority: JP
Inventors: Daizo Yamawaki; 大造山脇; Yoshiaki Harasawa; 良明原澤
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2005-02-23
Filing date: 2005-02-23
Publication date: 2006-09-07
Anticipated expiration: 2025-02-23
Also published as: JP4406378B2; US20060189284A1; US7444123B2

Abstract

【課題】非定振幅変調と定振幅変調の二つの変調方式を扱うデュアルモード送信機の二つのモード間の遷移時間の高速化を実現すること。
【解決手段】定振幅変調を扱うモードにおいて、ＡＭループを構成する低域通過フィルタ１０５ｄに含まれる容量Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂ及び積分器１２１に含まれる容量Ｃ０を、それぞれスイッチＳＷ４及びスイッチＳＷ３を用いて定電圧電源ＳＣ１及び定電圧電源ＳＣ２から充電しておく。これにより、モード切替の際に、ＬＰＦ１０５ｄの容量への充電すべき電圧値を小さし、更にＶＧＡ１０８ａの入力電圧に対する出力電圧の応答の遅い領域を避けてＶＧＡ１０８ａの利得制御を開始する。
【選択図】図１

Description

本発明は、定振幅変調方式と非定振幅変調方式のデュアルモード（２方式）に対応し、かつ、高速にモードを切り替えることができる送信機及びそれを用いた移動体通信端末に関する。

携帯電話等の移動体通信において、ＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying）変調等による定振幅の送信信号を採用する場合には、オフセットＰＬＬ（Phase Locked Loop）を送信回路に用いることが多く行なわれている。オフセットＰＬＬは、例えば非特許文献１に記載されているように、電圧制御発振器に変調を掛けることで変調信号を送信周波数に変換する。

また、ＧＭＳＫ変調による定振幅変調方式及び８値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調による非定振幅変調方式の２方式を採用した従来のデュアルモード端末の送信機の構成例として、電圧制御発振器の出力信号の位相をフィードバックによって制御する位相制御ループ（位相フィードバックループ）と、上記出力信号を増幅する電力増幅器の利得をフィードバックによって制御する包絡線フィードバックループ（振幅制御ループ）とを備えた例がある（例えば、特許文献１参照。）。

ベーツァド・ラザビ（Behzad Razavi）、「アールエフ・トランスミッタ・アーキテクチャ・アンド・サーキッツ（RF Transmitter Architectures and Circuits）」、（米国）、アイイーイーイー・１９９９・カスタム・インテグレイテッド・サーキッツ・コンファレンス（IEEE 1999 Custom Integrated Circuits Conference）予稿集、１９９９年、ｐ．１９７−２０４特開２００４−７４４３号公報

移動体通信はここ十年の間に音声サービスを中心として爆発的に加入者数を増やしてきた。そのような通信システムとして、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）が挙げられる。一方、近年、音声サービスだけでなく高速データ通信や画像サービスへのニーズが高まっており、ＧＳＭシステムにおいても、定振幅変調である従来のＧＭＳＫ変調を用いた方式から、非定振幅である多値多相変調の８値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調を用いるＥＤＧＥ（Enhanced Data for Global Evolution）システムへの移行が予定されている。このＥＤＧＥ方式に対応した端末では、従来のＧＳＭ方式（定振幅ＧＭＳＫ変調）とＥＤＧＥ方式（非定振幅８ＰＳＫ変調）の二つの方式に対応したデュアルモード端末であることが必須である。

ＧＳＭ方式で用いられている送信方式として、前述のオフセットＰＬＬ方式が挙げられる。図６はその代表的な構成を示すブロック図である。１０４は直交変調器（以下、「ＭＯＤ」と称す）であり、中間周波数（以下、「ＩＦ周波数」と称す）８０ＭＨｚの第一搬送波を用いて変調信号であるベースバンドＩ，Ｑ信号（入力信号）の直交変調を行ない、ベースバンドＩ，Ｑ信号の中心周波数を該ＩＦ周波数へと変換する。第一搬送波は、ＩＦ周波数で発振する電圧制御発信器（以下、「ＩＦＶＣＯ」と称す）１１７ａと８分周器１１６ａとを用いて生成される。即ち、ＩＦＶＣＯ１１７ａは例えば６４０ＭＨｚで発振し、ＩＦＶＣＯ１１７ａの出力信号周波数が８分周器１１６ａによって８分周され、８０ＭＨｚの第一搬送波が生成される。なお、一般的にＩＦＶＣＯ１１７ａの出力周波数はシンセサイザ回路を用いて安定化される。ＭＯＤ１０４が出力する直交変調信号は、低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」と称す）１０５ａにおいて不要信号が抑圧される。ＬＰＦ１０５ａは不要信号の抑圧が目的であるから、例えば、帯域通過フィルタ（以下、「ＢＰＦ」と称す）であっても構わない。

１０６は位相比較器（以下、「ＰＤ」と記す）であり、ＬＰＦ１０５ａが出力する直交変調信号が参照信号として入力される。ＰＤ１０６にはフィードバック（帰還）信号も入力され、ＰＤ１０６は、入力されるこれら二つの信号の位相差に比例した電流を出力する。該電流はＬＰＦ１０５ｂにて電圧に変換される。ＬＰＦ１０５ｂは、容量Ｃ１ａ、抵抗Ｒ２ａ及び容量Ｃ２ａを含んで成る。１０７は所望周波数の送信信号を出力するための電圧制御発振器（以下、「ＴＸＶＣＯ」と記す）であり、二分周器１１６ｃはＴＸＶＣＯ１７の出力信号周波数を２分周するための回路である。

信号分岐回路１０９ａは２分周器１１６ｃの出力信号を二方向に分岐させる回路であり、一つはオフセットＰＬＬ送信機の出力信号として出力され、もう一つはミキサ（以下、「ＭＩＸ」と称す）１１０へと入力される。１０９ａは、例えば、マイクロストリップラインを用いたカプラや、容量を用いた信号分岐回路によって実現される。ＭＩＸ１１０は第二搬送波を用いてその入力される信号をダウンコンバート（低い周波数に周波数変換）する。ＭＩＸ１１０の出力信号は不要信号抑圧用ＬＰＦ１０５ｃを介してフィードバック信号としてＰＤ１０６に入力される。

ＰＤ１０６、ＬＰＦ１０５ｂ、ＴＸＶＣＯ１０７、２分周器１１６ｃ、ミキサ１１０及びＬＰＦ１０５ｃは、位相フィードバックループ（以下、「ＰＭループ」と記す）を形成し、ＰＤ１０６に入力される参照信号とフィードバック信号の周波数及び位相が等しくなるような制御を行なう。また、例えば、ＲＦＶＣＯ１１７ｂが３９２０ＭＨｚで発振する場合、ＭＩＸ１１０に入力される第二搬送波周波数は９８０ＭＨｚとなる。

ＰＤ１０６の二つの入力周波数はＰＭループにより同一になるよう制御されるため、ＭＩＸ入力周波数が９００ＭＨｚで、即ち、ＴＸＶＣＯ１０７出力周波数が１．８ＧＨｚでＰＭループが安定化する。つまり、オフセットＰＬＬ送信機は参照信号に含まれる変調情報を維持しつつ、その中心周波数を所望の送信周波数にアップコンバート（高い周波数に周波数変換）する機能を有する。また、フィードバックループは、ＰＤ１０６に入力される参照信号に対して挟帯域の帯域通過フィルタとして動作するため、オフセットＰＬＬ送信機の出力信号が低雑音化される。

上記オフセットＰＬＬ方式の例においては、ＴＸＶＣＯ１０７は発振器であり、一般的に発振器の出力振幅は一定であることから、オフセットＰＬＬ方式は定振幅ＧＭＳＫ変調を用いるＧＳＭ方式に適用される。

特許文献１に記載されたデュアルモード端末の送信機において、非定振幅の８ＰＳＫ変調の信号を送信する場合、ＴＸＶＣＯ１０７のような発振信号の位相と周波数が制御される電圧制御発振器の出力信号が電力増幅器に入力され、該電力増幅器の利得が８ＰＳＫ変調信号の包絡線を用いたフィードバックによって制御される。包絡線を用いたフィードバックによって包絡線フィードバックループ（以下、「ＡＭループ」と記す）が形成される。定振幅変調の場合はＰＭループのみ動作させ、定振幅変調の場合はＰＭループとＡＭループの両者を動作させることにより、定振幅変調と非定振幅の両方式への適用が可能になる。

発明者の一人は、本発明に先立って、電力増幅器の利得を固定にし、該電力増幅器の前段に小電力を扱う可変利得増幅器を配置する、デュアルモード端末のための構成を考察した。図７にその構成例を示す。本構成例は、定振幅変調のＧＳＭ方式と非定振幅変調のＥＤＧＥ方式の両者に適用される。

本構成例では、先ず、ＰＤ１０６及び入力される二つの信号の包絡線電圧の差に応じた出力電流を出力する包絡線比較器（以下、「ＡＭＤ」と記す）１１１への参照信号を生成するためのＭＯＤ１０４及びＬＰＦ１０５ａ（第一のフィルタ）が配置される。ＭＯＤ１０４及びＬＰＦ１０５ａは、ベースバンド回路（以下、「ＢＢＣ」と記す）１００から出力されるベースバンドＩ，Ｑ信号（入力信号）を入力し、直交変調によって参照信号を生成する。また、ＭＯＤ１０４への搬送波を生成するためのＩＦＶＣＯ１１７ａ及び８分周器１１６ａが配置される。更に、ＭＩＸ１１０へのローカル信号（搬送波）を生成するためのＲＦＶＣＯ１１７ｂ及び４分周器１１６ｂが配置される。ここで、ＰＤ１０６、ＬＰＦ１０５ｂ、ＴＸＶＣＯ１０７、二分周器１１６ｃ、可変利得増幅器（以下、「ＶＧＡ」と記す）（第一の可変利得増幅器）１０８ａ、信号分岐回路１０９ａ、ＭＩＸ１１０及びＬＰＦ１０５ｃを含んでＰＭループが構成される。ＬＰＦ１０５ｂは、ここでは、容量Ｃ１ａ、抵抗Ｒ２ａ及び容量Ｃ２ａの他、非定振幅変調の信号を送信するときにショートする（短絡する）スイッチ（以下、「ＳＷ」と記す）１及び抵抗Ｒ２ａ’を含んで構成される。

本構成例では、更に、ＡＭＤ１１１、ＬＰＦ１０５ｄ、電圧電流変換器（以下、「ＶＩＣ」と記す）１１２、積分器１２１、ＳＷ２、定電圧回路１２０及びバッファアンプ（以下、「ＬＤＯ」と記す）１１３が配置される。ＬＰＦ１０５ｄは、ＡＭＤ１１１の出力電流から不要信号を抑圧すると同時に電流電圧変換を行なう。また、ＬＰＦ１０５ｄは、抵抗Ｒ２ｂ、容量（第一の容量）Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂを含んで構成される。ＶＩＣ１１２は、マイナス（負）入力端子に定電圧電源（以下、「ＳＣ」と記す）１（第一の電源）が接続され、プラス（正）入力端子にＬＰＦ１０５ｄの出力信号が入力され、プラス入力端子とマイナス入力端子の差電圧を電流に変換して出力する。積分器１２１は理想積分器を成し、容量Ｃ０（第二の容量）を含んで構成される。積分器１２１は、周波数が高いほど減衰が大きくなるので、一種のフィルタ（第二のフィルタ）である。定電圧回路１２０は、ＳＷ３及びＳＣ２（第二の電源）を含んで構成される。ＬＤＯ１１３は、ＶＧＡ１０８ａを駆動するための増幅器で、ＬＤＯ１１３の出力信号がＶＧＡ１０８ａの制御端子に入力される。ＶＧＡ１０８ａは、ＬＤＯ１１３の出力信号により利得が制御される。ここで、ＡＭＤ１１１、ＬＰＦ１０５ｄ、ＶＩＣ１１２、積分器１２１、ＳＷ２、定電圧回路１２０、ＬＤＯ１１３、ＶＧＡ１０８ａ、信号分岐回路１０９ａ、ＭＩＸ１１０及びＬＰＦ１０５ｃを含んでＡＭループが構成される。

次に、ＶＧＡ１０８ａの出力信号（送信信号）は、信号分岐回路１０９ａを介してＶＧＡ（第二の可変利得増幅器）１０８ｂに入力される。ＶＧＡ１０８ｂは、その制御端子への入力電圧により、包絡線が変化する送信信号の平均電力に対する利得が制御され、その平均出力電力が制御される。平均出力電力が制御されたＶＧＡ１０８ｂの出力信号が固定利得の電力増幅器（以下、固定利得ＰＡと記す）１２２ａに入力される。ただし、固定利得ＰＡ１２２ａの利得は、制御電位によって連続的に変化はしないものの、ＧＳＭモード、ＥＤＧＥモードによって異なり利得をもつ場合や同一モードにおいても離散的な利得、例えば、ＧＳＭモードにおいて出力電力レベルによって三種類の利得を持つ、という場合がある。固定利得ＰＡ１２２ａの出力信号は、信号分岐回路１０９ｂを介してアンテナ１０３と電力検波回路（以下、「ＤＥＴ」と記す）１１９へと出力される。ＤＥＴ１１９は、入力される信号を検波し、検波電圧ＶｄｅｔをＰＡ出力電力制御回路（以下、「ＰＡＣＴＣ」と記す）１１４へと入力する。ＰＡＣＴＣ１１４では、ベースバンド回路（以下、「ＢＢＣ」と記す）１００から入力される制御用の電圧ＶｒａｍｐとＶｄｅｔが比較され、それらの差に応じた信号がＶＧＡ１０８ｂの制御端子へ供給される。ＶＧＡ１０８ｂ、固定利得ＰＡ１２２ａ、信号分岐回路１０９ｂ、ＤＥＴ１１９，ＰＡＣＴＣ１１４は、ＰＡ出力電力制御フィードバックループを形成し、電圧ＶｒａｍｐによってＰＡ出力電力レベルを制御することができる。

以上の図７に示した構成において、破線で囲まれた範囲が送信機１０１であり、一点鎖線で囲まれた範囲が電力増幅部１０２である。また、送信機１０１に含まれる各回路の動作状態（オン）・非動作状態（オフ）等の動作制御は、ＢＢＣ１００から制御回路（ＣＴＣ）１１５に入力される信号に基づいて決定される。

次に、本構成例の動作を説明する。まず、ＥＤＧＥモードでの動作について説明する。

ＥＤＧＥモードの場合、変調信号は非定振幅変調の８ＰＳＫを扱うため、ＡＭループとＰＭループはともに動作状態となる。また、ＳＷ２がショート状態になって積分器１２１を経たＶＩＣ１１２の出力信号がＬＤＯ１１３へ入力されるように接続され、ＳＷ３はオープン（開放）状態となり、ＳＣ２は非動作状態になる。

ＰＭループにより、参照信号とＬＰＦ１０５ｃから出力されるＰＤ１０６へのフィードバック信号との位相及び周波数が同一になるように制御され、その結果、ＶＧＡ１０８ａの出力において、参照信号に含まれる位相、周波数変調成分が再生され、また、中心周波数は、前述のオフセットＰＬＬの動作と同様に第一、第二搬送波周波数によって決まる周波数に変換される。即ち、ＰＭループは、入力信号から生成される参照信号の位相に同期する。

一方、ＡＭループにより参照信号の包絡線とＬＰＦ１０５ｃから出力されるＡＭＤ１１１へのフィードバック信号の包絡線とが同一になるように制御される。その結果、ＶＧＡ１０８ａの出力において、参照信号に含まれる包絡線が再生される。即ち、ＡＭループは、参照信号の包絡線の振幅に追従する。

ＡＭループとＰＭループの開ループ帯域幅は、発明者の検討の結果、雑音レベルと変調精度の兼ね合いから、約１．８ＭＨｚに設計される。ＰＭループのＬＰＦ１０５ｂに含まれるＳＷ１はショートの状態で使用される。

次にＧＳＭモードでの動作について説明する。

この場合、前述のＡＭループ動作にのみ必要な回路、即ちＡＭＤ１１１、ＶＩＣ１１２、ＳＣ１は非動作状態に設定される。また、ＳＷ２はオープン状態となり、ＳＣ２は動作状態になり、ＳＷ３はショート状態になりＳＣ２の出力電圧がＬＤＯ１１３に入力される。つまり、ＶＧＡ１０８ａの制御端子電圧はＥＤＧＥモード時とは異なり、ＳＣ２から出力される固定電位で決定される。

ＧＳＭモードでのＰＭループの開ループ帯域幅は、発明者の検討の結果、雑音レベルと変調精度の兼ね合いから、約１ＭＨｚに設計される。ＰＭループのＬＰＦ１０５ｂに含まれるＳＷ１はオープンの状態で使用され、また、ＰＭループの帯域幅と位相余裕が最適になるよう、ＰＤ１０６の利得もＥＤＧＥモードとは異なる値に制御される。このように、ＰＭループの最適な開ループ帯域幅は、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードで異なるため、どちらのモードでも最適なループ特性を実現できるようＳＷ１が用いられ、かつ、ＰＤ１０６の利得の制御が行なわれる。

以上、本構成例によれば、
（１）ＬＰＦ１０５ａが出力する直交変調信号に対して、ＧＳＭモード時にはＰＭループを、ＥＤＧＥモード時にはＰＭループ及びＡＭループを適用することで、定振幅変調（ＧＳＭ）及び非定振幅変調（ＥＤＧＥ）に対応可能な送信機が実現される。
（２）ＧＳＭモード、ＥＤＧＥモードに対してそれぞれ最適なＰＭループ帯域を設定することで、雑音低減と変調精度の確保が同時に実現される。
（３）ＰＡ出力電力制御を行なうためにＶＧＡ１０８ｂと固定利得ＰＡ１２２ａを含むＰＡ電力制御フィードバックループがＡＭループ、ＰＭループとは別個に形成される。このことにより、ＰＡ１２２ａは可変利得でなく固定利得でよく、ＰＡ１２２ａの設計が容易になる。

発明者がより詳細に検討を行なった結果、上記の構成例には下記に示す課題が発見された。即ち、ＧＳＭ，ＥＤＧＥ規格においてＧＳＭモードで送信を行なった後にＥＤＧＥモードで送信を行なう、またはその逆の、ＥＤＧＥモードで送信を行なった後にＧＳＭモードで送信を行なうという動作が求められているが、このモード切替を規格で要求される時間内に完了させることが困難であるという課題が見出された。

図８に、ＧＳＭモードで送信を行なった後にＥＤＧＥモードで送信を行なう場合の送信機の動作の一例を示す。横軸に時間、縦軸にアンテナからの送信出力電力を示す。最初にＧＳＭモードでデータ送信が行なわれている。その後、モード遷移期間を経てＥＤＧＥモードにてデータ送信が行なわれる。モード遷移期間中に送信機のモードがＧＳＭからＥＤＧＥに切り替えられるが、ＥＤＧＥモードではＡＭループ、ＰＭループといったフィードバックループの収束動作が行なわれるため、アンテナ出力電力に揺らぎが生じ、不要信号を放出する可能性がある。

そこで、図８に示すようにモード遷移期間では図７における電圧Ｖｒａｍｐを制御することでアンテナ出力電力を一旦低いレベルに落としてからモードの切替を行なうのが一般的である。モード切替が例えばモード遷移期間の中央で行なわれる。その後、電圧Ｖｒａｍｐを制御し、ＥＤＧＥモードにおける所定のアンテナ出力電力までレベルを上げることにより、データ送信が開始される。ＡＭループ，ＰＭループは、ＥＤＧＥモードでのデータ送信開始までにフィードバックループの収束を完了している必要がある。

ＧＳＭ，ＥＤＧＥ規格において、モード遷移期間は最小で約２０μｓｅｃと規定されており、従って、モード切替をモード遷移期間の中央で行なうとした場合、１０μｓｅｃ以内でＧＳＭモードからＥＤＧＥモードへの切替とＡＭループ，ＰＭループの収束を完了させる必要がある。しかしながら、上記構成例においては、下記の理由により上記要求を満たすことが困難である。

上記の構成例においては、ＧＳＭモード時にＶＩＣ１１２，ＡＭＤ１１１が非動作状態となるためＶＩＣ１１２出力電位及びＡＭＤ１１１出力電位が０Ｖとなる。また、ＬＤＯ１１３入力電位はＥＤＧＥモードに切り替わった瞬間にＳＣ２が非動作状態になりＳＷ３がオープンになるため、０Ｖ又は０Ｖに近い電位となる。一方、ＥＤＧＥモードにおいては、ＡＭＤ１１１の出力平均電位は、ＶＩＣ１１２の入力電圧範囲及びＡＭＤ１１１の出力電圧範囲を考慮し、一般的に電源電圧の約半分、例えば１．４Ｖに設計される。また、ＬＤＯ１１３の入力電位は、ＶＧＡ１０８ａの出力電力に応じた値、例えば、１．８Ｖとなる。従って、ＡＭＤ１１１の出力電位とＬＤＯ１１３の入力電位とは、ＧＳＭモードからＥＤＧＥモードへの切替制御が行なわれた後、例えば、それぞれ１．４Ｖ、１．８Ｖまで充電されなくてはならず、充電すべき電位が大きいためＡＭループが収束する時間が長くなるという問題があった。

更に、もう一つの問題点を、図９に示すＶＧＡ１０８ａの代表的な出力電圧の制御電位依存性を用いて説明する。ＧＳＭモードからＥＤＧＥモードへと切り替わったとき、前述の通り、ＶＧＡ１０８ａの制御電位は０Ｖであり、０ＶからＥＤＧＥモード時の収束電位へと収束が行なわれる。図９によると、ＶＧＡ１０８ａの制御電圧が０Ｖから０．８Ｖ付近では出力電圧がほぼ０Ｖであり、しかも出力電圧の変化が殆んどない。つまり、制御電位が０Ｖ近辺ではＶＧＡ１０８ａの制御電位の上昇に対する応答が遅いということを意味しており、結局、ＡＭループの収束する時間が遅くなる。

本発明の目的は、上記課題を解決し、非定振幅変調と定振幅変調の２つの変調方式を扱うデュアルモード送信機において、非定振幅変調を扱うモードと定振幅変調を扱うモードの間のモード遷移時間を高速化することにある。

本発明の上記課題は、送出されるべき送信信号の生成に包絡線フィードバックループ（ＡＭループ）を用いないモード（例えば、定振幅変調を扱うモード）において、ＡＭループに含まれる少なくとも１個のフィルタが有する少なくとも１個の容量を充電（例えば、電源電位と接地電位の中間の電位に充電）することによって効果的に解決することができる。

具体的には、本発明の代表的な構成を簡潔に示せば以下のようになる。即ち、本発明の送信機は、第一の可変利得増幅器と、上記第一の可変利得増幅器の出力端子に入力端子が電気的に接続された第二の可変利得増幅器と、入力される送信信号に基づいて生成される参照信号の位相に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の位相を同期させる位相フィードバックループと、上記参照信号の包絡線に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の包絡線を追従させる包絡線フィードバックループとを具備して成り、送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いる第一の送信モードと、送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いない第二の送信モードとに対応する送信機であって、以下の特徴を有するものである。

上記第一の可変利得増幅器は、上記位相フィードバックループと上記包絡線フィードバックループとに共有され、上記位相フィードバックループが出力する位相情報と上記包絡線フィードバックループが出力する包絡線情報との合成を利得制御によって行なうよう構成され、上記第二の可変利得増幅器は、送出される送信信号の平均電力を制御するよう構成される。

上記位相フィードバックループは、送出される送信信号を生成する際に上記第一及び第二の送信モード間で共用され、上記包絡線フィードバックループは、上記参照信号の包絡線と上記包絡線フィードバックループによって帰還されるフィードバック信号の包絡線との差を出力する包絡線比較器と、上記包絡線比較器の出力信号の低域周波数成分を通過させるフィルタとを含む。

上記フィルタは、容量を有し、上記容量は、上記第二の送信モードで動作している期間に充電され、充電された上記容量の電位を用いて上記第二の送信モードから上記第一の送信モードへ動作が遷移した後の上記包絡線フィードバックループの収束動作を行なう。

本発明によれば、包絡線フィードバックループを用いない変調方式（例えば、定振幅変調方式）と包絡線フィードバックループを用いる変調方式（例えば、非定振幅変調方式）の二つの変調方式に対応できる送信機において、包絡線フィードバックループを用いない送信モードと包絡線フィードバックループを用いる送信モードとの間の遷移時間が短縮される（遷移が高速化される）ことが期待される。

以下、本発明に係る送信機及びそれを用いた移動体通信端末を図面に示した実施形態を参照して更に詳細に説明する。以下、定振幅変調方式としてＧＭＳＫ変調を用いるＧＳＭシステムを、非定振幅変調方式として８ＰＳＫ変調を用いるＥＤＧＥシステムを取り上げて説明を行なうが、本発明はこれらの通信システムに限られるものでなく、定振幅変調方式及び非定振幅変調方式の全般に適用されることは言うまでもない。

図１は、本発明の送信機による第一の実施形態を示すブロック図である。本実施形態の送信機は、本発明に先立って発明者が考察した図７に示した前述の構成例において、ＶＩＣ１１２の二つの入力端子の間にＳＷ４（第一のスイッチ）を追加し、ＳＷ２を省略したことを特徴とする送信機である。ＳＷ３（第二のスイッチ）はそのまま用いられる。なお、図１において、図７に示した各部と同一又は類似の機能を持つものには同一の符号を付し、説明の重複を省略することとする。

本実施形態の動作を説明する。まず、包絡線フィードバックループを用いない送信モードであるＧＳＭモードでの動作について説明する。

ＳＷ３はショートの状態であり、ＳＣ２は動作状態となる。ＶＩＣ１１２は非動作状態となるから、ＶＧＡ１０８ａの制御電位はＳＣ２出力電位（電源電位と接地電位の中間の第二の電位）によって決まり、また、ＳＣ２は同時に積分器１２１の容量Ｃ０をＳＣ２の出力電位に充電する。一方、ＳＣ１は動作状態であり、ＳＷ４はショート状態となる。従って、ＬＰＦ１０５ｄに含まれる容量Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂは、ＳＣ１によって充電され、ＶＩＣ１１２のマイナス入力端子はＳＣ１出力電位（電源電位と接地電位の中間の第一の電位）と同電位に充電される。

次に、包絡線フィードバックループを用いる送信モードであるＥＤＧＥモードでの動作について説明する。

ＥＤＧＥモードでは、ＡＭループを動作状態にするため、ＳＷ３及びＳＷ４はオープン状態となり、ＳＣ２は非動作状態になる。ＧＳＭモード時に容量Ｃ０及び容量Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂが充電されているため、ＥＤＧＥモードに切り替わったときに、ＬＤＯ１１３のプラス入力端子電位及びＶＩＣ１１２のプラス入力端子電位は、０Ｖでなく、０ＶよりもＥＤＧＥモード時の動作電位に近いＧＳＭモード時の動作電位が保持される。従って、ＧＳＭモードからＥＤＧＥモードへ切り替えた場合の、ＡＭループの収束時間の高速化を実現することができる。

また、前述の通り、ＥＤＧＥモードに切り替わった直後のＬＤＯ１１３の出力電位、即ち、ＶＧＡ１０８ａの制御電位が０ＶではなくＧＳＭモード時に使用していたＳＣ２の出力電位となるため、ＶＧＡ１０８ａの応答の遅い領域を避けることができ、ＡＭループの収束時間の高速化が実現される。

以上から、本実施形態により、定振幅変調を扱うモードと非定振幅変調を扱うモードの間のモード遷移時間を高速化することが可能になる。なお、容量Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂの容量値が小さく、充電時間が非常に短くなる場合には、容量Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂへの充電を省略することが可能になる場合がある。一方、ＶＧＡ１０８ａに応答の遅い領域が非常に狭い可変利得増幅器の採用が可能である場合には、容量Ｃ０への充電を省略することが可能になる場合がある。

図２に上記動作を纏めて示す。図２の上部に、ＧＳＭモードで送信を行なった後にＥＤＧＥモードで送信を行なう場合の送信機の動作が示され、この動作に対応した、ＳＷ１、ＳＷ３とＳＷ４、ＳＣ１とＬＤＯ１１３、及びＶＩＣ１１２とＡＭＤ１１１の状態が示される。

図３は、本実施形態におけるＳＷ３及びＳＷ４の回路例を示す図である。ＳＷ３及びＳＷ４の各スイッチは、ＮＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタＭＮ１と、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１とインバータ回路ＩＮＶとから構成されるスイッチであり、ＳＷＩＮが入力端子、ＳＷＯＵＴが出力端子である。また、端子ＳＷＯＮには制御回路１１５から供給される制御信号が入力され、制御信号がＨｉの場合、スイッチはショートとなり、Ｌｏの場合、スイッチはオープン状態となる。

定電圧回路１２０は、図３に示したＳＷ３と定電圧電源ＳＣ２を直列に接続して構成することができるが、別の例として、図４に示すように構成することが可能である。図４は、本実施形態の定電圧回路１２０の回路例を示す図である。回路１２０は、ＮＰＮトランジスタＱＮ１０１，ＱＮ１０２，ＱＮ１０３から構成されるカレントミラー回路と、定電流源ＩＳＣ１と、抵抗Ｒ２００，Ｒ２０１と、該カレントミラー回路と共にエミッタフォロア回路を構成するＮＰＮトランジスタＱＮ１００と、定電圧電源ＳＣ２の電圧を生成するためのバンドギャップレファレンス回路（ＢＧＲ）１３０と、オンオフスイッチのＳＷ３用に用いられるＮＭＯＳトランジスタＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４とから構成される。バンドギャップレファレンス回路１３０及び定電流源ＩＳＣ１のオンオフ（ＯＮ／ＯＦＦ）及びトランジスタＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４のオープン、ショート（Ｈｉ／Ｌｏ）は、制御回路１１５から供給される制御信号により制御される。ＮＯＵＴが回路１２０の出力端子であり、ＬＤＯ１１３のプラス入力端子に接続される。

ＧＳＭモードの場合には、バンドギャップレファレンス回路１３０、定電流源ＩＳＣ１がオンになり、トランジスタＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４はオープンになるよう制御される。これにより、回路１２０は、所定の定電圧をＮＯＵＴに出力する。

ＥＤＧＥモードの場合には、バンドギャップレファレンス回路１３０、定電流源ＩＳＣ１がオフとなり、トランジスタＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４はショートになるよう制御される。これにより、回路１２０の出力インピーダンスは高インピーダンスとなり、ＡＭループの動作に回路１２０が悪影響を及ぼすことを防止することが可能である。

なお、以上の本実施形態においては、電力増幅部１０２はモジュールとして集積化され、送信機１０１は、ＩＣ（Integrated Circuit）として集積化される。

図５は、第一の実施形態の送信機を用いた本発明の移動体通信端末による第二の実施形態を示すブロック図である。本実施形態の移動体通信端末は、２つのモード（ＧＳＭ：ＧＭＳＫ変調、ＥＤＧＥ：８ＰＳＫ変調）に対応する。更に、送受信を通して、４つの周波数帯域、即ち名称が「ＧＳＭ８５０」の帯域（送信周波数が８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ、受信周波数が８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚ）、「ＧＳＭ９００」帯域（送信周波数が８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ、受信周波数が９２５ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ）、「ＤＣＳ１８００」帯域（送信周波数が１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数が１８０５ＭＨｚ〜１８８０ＭＨｚ）、「ＰＣＳ１９００」帯域（送信周波数が１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信周波数が１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚ）に対応する。ＧＳＭ及びＥＤＧＥにおいては、使用目的に応じて上記のいずれかの帯域が用いられる。

図５に示すように、送信機１０１において、第一の実施形態の送信機１０１に対し、ＶＧＡ１０８ｃ、信号分岐回路１０９ｃ及びＶＧＡ１０８ｄ、が追加される。更に、４分周器１１６ｂの代わりに４分周と２分周の切替が可能な分周器１１６ｄが用いられる。また、電力増幅部１０２において、第一の実施形態の電力増幅部１０２に対し、固定利得ＰＡ１２２ｂ、信号分岐回路１０９ｄ及びアンテナスイッチ（ＡＳＷ）２０２が追加される。更に、図５において、３０１は、送信機１０１及び後述する受信機２０１から成る送受信機であり、半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣ）として集積化される。また、図５の電力増幅部１０２は、モジュールとして集積化される。

周波数帯域がＧＳＭ８５０及びＧＳＭ９００の場合には、ＶＧＡ１０８ｃ、ＶＧＡ１０８ｄ及び固定利得ＰＡ１２２ｂが非動作状態に設定される。また、分周器１１６ｄは４分周器として動作する。その他の動作は、第一の実施形態の場合と同様である。

一方、周波数帯域がＤＣＳ１８００及びＰＣＳ１９００の場合には、２分周器１１６ｃ、ＶＧＡ１０８ａ、ＶＧＡ１０８ｂ及び固定利得ＰＡ１２２ａが非動作状態に設定される。また、分周器１１６ｄは２分周器として動作する。その他の動作は、第一の実施形態の場合と同様である。また、ＴＸＶＣＯ１０７は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の全てにおいて１．８ＧＨｚ帯で発振する。

送受信機３０１に含まれる受信機２０１は、ＳＡＷフィルタ２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄから出力された受信信号が入力され、復調したＩ，Ｑベースバンド信号をベースバンド回路１００へ出力する。受信機２０１で周波数変換を行なうために用いられるローカル信号には、ＲＦＶＣＯ１１７ｂの出力信号が用いられ、受信機２０１内で適切に分周等の処理が施されて使用される。

アンテナスイッチ２０２は、送信時、ＧＳＭ８５０及びＧＳＭ９００の場合には、信号分岐回路１０９ｂの出力とアンテナ１０３とを接続し、ＤＣＳ１８００及びＰＣＳ１９００の場合には、信号分岐回路１０９ｄの出力とアンテナ１０３とを接続する。アンテナスイッチ２０２には、送信時の不要信号を抑圧するためにフィルタを含めることが可能である。また、受信時、アンテナスイッチ２０２は、ＧＳＭ８５０の場合には、アンテナ１０３とＳＡＷフィルタ２００ａとを接続し、ＧＳＭ９００の場合には、アンテナ１０３とＳＡＷフィルタ２００ｂとを接続し、ＤＣＳ１８００の場合には、アンテナ１０３とＳＡＷフィルタ２００ｃとを接続し、ＰＣＳ１９００の場合には、アンテナ１０３とＳＡＷフィルタ２００ｄとを接続する。

なお、ＩＣに集積化される送受信機３０１及びモジュールに集積化される電力増幅部１０２の回路は、図５に示す例に限られるものではない。例えば、電力増幅部１０２については、アンテナスイッチ２０２、信号分岐回路１０９ｂ，１０９ｄをモジュールから分離し、別のモジュールに集積化するようにしても良い。また、受信機２０１の構成としては、受信信号の周波数を直接にベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するダイレクトコンバージョン方式が使用されるが、これに限られることはなく、例えば、中間周波数を経てベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するコンバージョン方式を用いても良いことは言うまでもない。

以上、本実施形態において、非定振幅変調を扱うモードと定振幅変調を扱うモードの間のモード遷移時間を高速化することが可能な送信機が用いられるので、モードを確実に切替可能なマルチモード移動体通信端末の実現が期待される。

本発明の上記一実施形態によれば、定振幅変調から非定振幅変調へのモード切替に伴う充電すべき電圧値を小さくすることが可能になり、高速なモード遷移時間を実現することができる。例えば、充電する少なくとも１個の容量にＬＰＦ１０５ｄの容量を含めれば、ＬＰＦ１０５ｄの容量への充電すべき電圧値を小さくすることが可能になり、高速なモード遷移時間を実現することができ、また、充電する少なくとも１個の容量に積分器１２１の容量を含めれば、ＶＧＡ１０８ａの応答の遅い領域を避けることが可能となり、同様に高速なモード遷移時間を実現することができる。

本発明に係る送信機による第一の実施形態を説明するためのブロック図。第一の実施形態の動作を説明するための図。第一の実施形態で用いるスイッチの例を説明するための回路図。第一の実施形態で用いる定電圧回路の例を説明するための回路図。本発明の移動体通信端末による第二の実施形態を説明するためのブロック図。従来のオフセットＰＬＬ送信機を説明するためのブロック図。本発明に先立って考察した送信機の構成例を説明するためのブロック図。ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの切替動作の一例を示す図。可変利得増幅器の特性例を示す図。

符号の説明

１００…ベースバンド回路、１０１…送信機、１０２…電力増幅部、１０３…アンテナ、１０４…直交変調器、１０５…低域通過フィルタ、１０６…位相比較器、１０７…送信機電圧制御発信器、１０８…可変利得増幅器、１０９…信号分岐回路、１１０…ミキサ、１１１…包絡線検波器、１１２…電圧電流変換器、１１３…バッファアンプ、１１６…分周器、１１７…電圧制御発信器、１２０…定電圧回路、１２１…積分器、１２２…固定利得電力増幅器、２０１…受信機、２０２…アンテナスイッチ、３０１…送受信機。

Claims

第一の可変利得増幅器と、
上記第一の可変利得増幅器の出力端子に入力端子が電気的に接続された第二の可変利得増幅器と、
入力される送信信号に基づいて生成される参照信号の位相に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の位相を同期させる位相フィードバックループと、
上記参照信号の包絡線に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の包絡線を追従させる包絡線フィードバックループと
を具備して成り、
送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いる第一の送信モードと、送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いない第二の送信モードとに対応する送信機であって、
上記第一の可変利得増幅器は、上記位相フィードバックループと上記包絡線フィードバックループとに共有され、上記位相フィードバックループが出力する位相情報と上記包絡線フィードバックループが出力する包絡線情報との合成を利得制御によって行なうよう構成され、
上記第二の可変利得増幅器は、送出される送信信号の平均電力を制御するよう構成され、
上記位相フィードバックループは、送出される送信信号を生成する際に上記第一及び第二の送信モード間で共用され、
上記包絡線フィードバックループは、上記参照信号の包絡線と上記包絡線フィードバックループによって帰還されるフィードバック信号の包絡線との差を出力する包絡線比較器と、上記包絡線比較器の出力信号の低域周波数成分を通過させるフィルタとを含み、
上記フィルタは、容量を有し、上記容量は、上記第二の送信モードで動作している期間に充電され、充電された上記容量の電位を用いて上記第二の送信モードから上記第一の送信モードへ動作が遷移した後の上記包絡線フィードバックループの収束動作を行なうことを特徴とする送信機。
請求項１において、
上記フィルタは、上記包絡線比較器の出力に接続される第一のフィルタと、上記第一のフィルタの出力電流を入力する第二のフィルタとを含み、
上記容量は、上記第一のフィルタに含まれる第一の容量と、上記第二のフィルタにおいて上記出力電流を充電する第二の容量とを含み、
上記包絡線フィードバックループは、
電源電位と接地電位の中間の電位における第一の中間電位を有する第一の電源と、
電源電位と接地電位の中間の電位における第二の中間電位を有する第二の電源と、
正入力端子と負入力端子とを有し、上記正入力端子に上記第一のフィルタの出力が接続され、上記負入力端子に上記第一の電源が接続されることによって上記第一のフィルタの上記出力電流を生成する電圧電流変換器と、
上記正入力端子と上記負入力端子との間に接続された第一のスイッチと、
上記第二のフィルタと上記第二の電源との間に接続された第二のスイッチとを具備し、
上記参照信号が定振幅変調信号の場合に、上記第一のスイッチがショート状態になることによって第一の容量は上記第一の中間電位で充電され、上記第二のスイッチがショート状態になることによって上記第二の容量は上記第二の中間電位で充電され、
上記参照信号が非定振幅変調信号の場合に、上記第一のスイッチがオープン状態になり、
かつ、上記第二のスイッチがオープン状態になり、上記第二のフィルタの出力信号から上記包絡線情報が生成されることを特徴とする送信機。
請求項２において、
上記第二のスイッチは、トランジスタによって構成され、上記トランジスタがオン状態になることによって上記第二のスイッチがショート状態になり、上記トランジスタがオフ状態になることによって上記第二のスイッチがオープン状態になることを特徴とする送信機。
請求項１において、
位相フィードバックループは、上記参照信号の位相と位相フィードバックによって帰還されるフィードバック信号の位相との差を出力する位相比較器と、上記位相比較器の出力信号の低域周波数成分を通過させる別のフィルタと、上記別のフィルタが出力する信号によって発振信号の周波数及び位相が制御される発振器とを含み、上記発振器から上記位相情報が出力されることを特徴とする送信機。
請求項４において、
上記参照信号が非定振幅変調信号の場合の上記別のフィルタの遮断周波数が上記参照信号が定振幅変調信号の場合よりも高いことを特徴とする送信機。
ベースバンド信号の処理を行なうベースバンド回路と、
上記ベースバンド回路から出力される送信ベースバンド信号が入力され、上記送信ベースバンド信号から送信信号を生成する送信機と、
上記送信信号を増幅する電力増幅器と、
上記ベースバンド回路に受信ベースバンド信号を出力する受信機と、
上記電力増幅器の出力への接続と上記受信機の入力への接続とを切り替えるアンテナスイッチと、
上記アンテナスイッチに接続されるアンテナと、
上記アンテナスイッチと上記受信機の間に接続された帯域通過フィルタとを具備して成り、
上記受信機は、上記アンテナで受信された受信信号を上記帯域通過フィルタを介して入力して上記受信ベースバンド信号を生成し、
上記送信機は、
第一の可変利得増幅器と、
上記第一の可変利得増幅器の出力端子に入力端子が電気的に接続された第二の可変利得増幅器と、
入力される送信信号に基づいて生成される参照信号の位相に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の位相を同期させる位相フィードバックループと、
上記参照信号の包絡線に上記第一の可変利得増幅器の出力信号の包絡線を追従させる包絡線フィードバックループと
を具備して成り、
送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いる第一の送信モードと、送出される送信信号を生成するために上記包絡線フィードバックループを用いない第二の送信モードとに対応する送信機であって、
上記第一の可変利得増幅器は、上記位相フィードバックループと上記包絡線フィードバックループとに共有され、上記位相フィードバックループが出力する位相情報と上記包絡線フィードバックループが出力する包絡線情報との合成を利得制御によって行なうよう構成され、
上記第二の可変利得増幅器は、送出される送信信号の平均電力を制御するよう構成され、
上記位相フィードバックループは、送出される送信信号を生成する際に上記第一及び第二の送信モード間で共用され、
上記包絡線フィードバックループは、上記参照信号の包絡線と上記包絡線フィードバックループによって帰還されるフィードバック信号の包絡線との差を出力する包絡線比較器と、上記包絡線比較器の出力信号の低域周波数成分を通過させるフィルタとを含み、
上記フィルタは、容量を有し、上記容量は、上記第二の送信モードで動作している期間に充電され、充電された上記容量の電位を用いて上記第二の送信モードから上記第一の送信モードへ動作が遷移した後の上記包絡線フィードバックループの収束動作を行なう送信機であることを特徴とする移動体通信端末。
請求項６において、
上記ベースバンド回路と上記送信機と上記電力増幅器と上記受信機と上記帯域通過フィルタと上記アンテナスイッチと上記アンテナとは、少なくとも一つの周波数帯域において、定振幅変調信号による送受信と非定振幅変調信号による送受信とを行なうように構成されていることを特徴とする移動体通信端末。
請求項６において、
上記フィルタは、上記包絡線比較器の出力に接続される第一のフィルタと、上記第一のフィルタの出力電流を入力する第二のフィルタとを含み、
上記容量は、上記第一のフィルタに含まれる第一の容量と、上記第二のフィルタにおいて上記出力電流を充電する第二の容量とを含み、
上記包絡線フィードバックループは、
電源電位と接地電位の中間の電位における第一の中間電位を有する第一の電源と、
電源電位と接地電位の中間の電位における第二の中間電位を有する第二の電源と、
正入力端子と負入力端子とを有し、上記正入力端子に上記第一のフィルタの出力が接続され、上記負入力端子に上記第一の電源が接続されることによって上記第一のフィルタの上記出力電流を生成する電圧電流変換器と、
上記正入力端子と上記負入力端子との間に接続された第一のスイッチと、
上記第二のフィルタと上記第二の電源との間に接続された第二のスイッチとを具備し、
上記参照信号が定振幅変調信号の場合に、上記第一のスイッチがショート状態になることによって第一の容量は上記第一の中間電位で充電され、上記第二のスイッチがショート状態になることによって上記第二の容量は上記第二の中間電位で充電され、
上記参照信号が非定振幅変調信号の場合に、上記第一のスイッチがオープン状態になり、
かつ、上記第二のスイッチがオープン状態になり、上記第二のフィルタの出力信号から上記包絡線情報が生成されることを特徴とする移動体通信端末。
請求項８において、
上記第二のスイッチは、トランジスタによって構成され、上記トランジスタがオン状態になることによって上記第二のスイッチがショート状態になり、上記トランジスタがオフ状態になることによって上記第二のスイッチがオープン状態になることを特徴とする移動体通信端末。
請求項６において、
位相フィードバックループは、上記参照信号の位相と位相フィードバックによって帰還されるフィードバック信号の位相との差を出力する位相比較器と、上記位相比較器の出力信号の低域周波数成分を通過させる別のフィルタと、上記別のフィルタが出力する信号によって発振信号の周波数及び位相が制御される発振器とを含み、上記発振器から上記位相情報が出力されることを特徴とする移動体通信端末。
請求項１０において、
上記参照信号が非定振幅変調信号の場合の上記別のフィルタの遮断周波数が上記参照信号が定振幅変調信号の場合よりも高いことを特徴とする移動体通信端末。