JP2000091941A - 携帯電話の周波数バンド選択方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】デュアルバンド携帯電話ではＢ．Ｂ．ＬＳＩか
ら高周波部への信号線が増える問題がある。しかし、信
号線の増加は特に半導体に集積する場合の入出力ピンの
増加となるので、小型パッケージへの適用が困難になる
などの問題がある。 【解決手段】ＰＬＬシンセ１と送受信回路の一部を同一
半導体上に集積するとともに、ＰＬＬシンセ１の発振周
波数を設定するレジスタの値を用いて、半導体内部にて
使用される送受信回路の周波数バンドを自動的に検出
し、その検出結果をもとに送受信回路の周波数バンドを
選択する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は高周波信号処理回路
を半導体上に集積する技術に関し、特に高周波信号用Ｐ
ＬＬ回路を内蔵したデュアルバンドまたはそれ以上の数
の複合標準仕様に対応した携帯電話の送受信回路におけ
る周波数バンド選択方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯電話の普及が進み、通話する利用者
が増加すると、利用できる周波数に上限があるため、通
話が集中する時間帯に通話できないという問題が発生す
る。この問題に対して、例えば、ＧＳＭ（Global Syste
m for Mobile communications)などの標準規格では標準
の周波数帯（ＧＳＭ）だけでなく、さらに高い周波数帯
（DCS1800)の利用を規定している。例えば、表１に示す
ようにＧＳＭの送信信号帯域は８９０ＭＨｚ〜９１５Ｍ
Ｈｚ、受信信号帯域は９３５ＭＨz〜９６０ＭＨzに対し
て、DCS1800 の送信信号帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８
５ＭＨｚ、受信信号帯域は１８０５ＭＨｚ〜１８８０Ｍ
Ｈｚである。したがって、この両方の規格に対応したデ
ュアルバンド携帯電話は利用できる周波数帯域が広いの
で、多くの収容回線数を確保でき、利用者数を大幅に増
加することが可能となる。

【０００３】

【表１】

【０００４】図２はデュアルバンド携帯電話の構成例を
示す。デュアルバンド携帯電話は位相同期形周波数シン
セサイザ１（以下、ＰＬＬシンセと略す）と、ベースバ
ンド信号処理ＬＳＩ２（以下、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩと略す）
と、基準信号発生回路３と、送受信回路４と、アンテナ
スイッチ３４と、アンテナ１３から構成される。ここ
で、ＰＬＬシンセ１は基準信号発生回路３の出力から送
受信回路４において用いる高周波ローカル信号（ＲＦ＿
Ｌｏ）を供給する。ＰＬＬシンセ１は基準信号発生回路
３の出力を分周する第１のカウンタ７と、電圧制御発振
器１０（以下、ＶＣＯと略す）と、ＶＣＯ１０の出力を
分周する第２のカウンタ６と、第１および第２のカウン
タ７，６の出力の位相差を検出する位相比較器８と、位
相比較器８の出力に接続され、低域通過フィルタとなる
ループフィルタ９と、第２のカウンタ６の分周数を記憶
するレジスタ５から構成され、ループフィルタ９の出力
がＶＣＯ１０の発振周波数を制御する帰還ループ構成と
なっている。

【０００５】上述した帰還ループを構成することによ
り、基準信号発生回路３の出力ｆｒに同期した１ＧＨｚ
から２ＧＨｚのＲＦ＿Ｌｏが生成できる。また、ＲＦ＿
Ｌｏの周波数はレジスタ５の値により設定できる。通常
Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２から接続された３本の信号線（ＤＡＴ
Ａ，ＣＬＫ，ＬＥ）により、レジスタ５へ設定される。

【０００６】次に送受信回路４はＢ．Ｂ．ＬＳＩ２から
送られる送信信号（ＴＸ）をアンテナ１３からの送信電
波に変換する送信回路１２と、アンテナ１３で受信した
電波を元の信号に変換する受信回路１１から構成され、
さらに、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２からのＢＡＮＤ信号により、
現在送受信が行われている周波数帯域（ＧＳＭを例にと
るとＧＳＭ帯またはDCS1800 帯のこと）を選択する。ま
た、それぞれ２本ずつの入出力信号を持つ受信回路１１
と送信回路１２はアンテナスイッチ３４に接続され、
Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２からの送受信切替信号（ＡＮＴ−Ｓ
Ｗ）にしたがいアンテナに接続される。このような構成
にすることで、デュアルバンド携帯電話は携帯電話の運
用者からの指示（受信電波内に含まれている情報）によ
り、低い周波数帯（例えばＧＳＭ帯）を利用するか、高
い周波数帯（例えばDCS1800 帯）を選択することにな
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来例を
用いると、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２はＰＬＬシンセ１内のレジ
スタ５に発振周波数に対応したデータを設定するとも
に、送受信回路４に対しても使用する周波数バンドを指
定する必要がある。そのため、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２から高
周波部（ＰＬＬシンセ１と送受信回路４）への信号線が
増える問題がある。信号線の増加は特に半導体に集積す
る場合の入出力ピンの増加となるので、小型パッケージ
への適用が困難になるなどの問題がある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明における課題は、
デュアルバンドまたはそれ以上の種類の標準仕様に対応
した複合携帯端末において、ＰＬＬシンセ１と送受信回
路４の一部を同一半導体上に集積するとともに、ＰＬＬ
シンセ１の発振周波数を設定するレジスタ５の値を用い
て、半導体内部にて使用される送受信回路４の周波数バ
ンドを自動的に検出し、その検出結果をもとに送受信回
路の周波数バンドを選択する構成により、達成できる。

【０００９】

【発明の実施の形態】図１に本発明の一実施例の全体構
成を示す。本発明に関する周波数バンド選択方法はＢ.
Ｂ.ＬＳＩ２と、基準信号発生器３と、ＰＬＬシンセ内
蔵送受信ＬＳＩを用いた送受信回路１４から実現され
る。

【００１０】ここで、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２は運用者が設置
した基地局とやりとりしたデータから、必要な音声信号
を再生することや、使用する周波数の送受信回路４への
指定、および、送受信タイミングの制御などの処理を行
う。

【００１１】また、基準信号発生回路３はＧＳＭに適用
する場合は１３ＭＨｚの水晶発振回路が用いられること
が多いが、その他の標準仕様に対応する場合は別の発振
周波数が利用される。

【００１２】次に、ＰＬＬシンセ内蔵送受信ＬＳＩを用
いた送受信回路１４はＰＬＬシンセ１を含み、送信回路
１１と受信回路１２の一部を同一半導体上に集積したＰ
ＬＬシンセ内蔵送受信ＬＳＩを用いて構成した送受信回
路である。ここで、同一半導体上に集積する範囲に関し
ては特に指定しないが、半導体で構成できるミキサ，低
雑音増幅回路，変調・復調回路が集積する対象である。

【００１３】さらに、ＰＬＬシンセ１は基準信号発生回
路３の出力を分周する第１のカウンタ７と、第１のＶＣ
Ｏ１０と、第１のＶＣＯ１０の出力を分周する第２のカ
ウンタ６と、第１および第２のカウンタ７，６の出力の
位相差を検出する第１の位相比較器８と、第１の位相比
較器８の出力に接続された第１のループフィルタ９と、
第２のカウンタ６の分周数を記憶するレジスタ５から構
成され、第１のループフィルタ９の出力が第１のＶＣＯ
１０の発振周波数を制御するとともに、レジスタ５に設
定されるデータ値をもとに送受信回路４が利用する周波
数バンドを検出するバンド検出回路１５から構成され
る。

【００１４】次に、ＰＬＬシンセ１の第１のＶＣＯ１０
から送受信回路４のＲＦ＿Ｌｏ入力へ高周波ローカル信
号が供給され、さらに、ＰＬＬシンセ１内のバンド検出
器１５から送受信回路４の周波数バンドを選択するＢＡ
ＮＤ信号が供給される構成となっている。

【００１５】また、送受信回路４はアンテナスイッチ３
４を介してアンテナ１３に接続され、上記アンテナ１３
にて受信した電波をＢ．Ｂ．ＬＳＩ２への信号に変換す
る受信回路１１とＢ．Ｂ．ＬＳＩ２からの送信信号をア
ンテナ１３から送出される電波に変換する送信回路１２
から構成される。受信回路１１および送信回路１２は上
述したＢＡＮＤ信号により、例えば、ＧＳＭ帯域または
DCS1800 帯域のどちらかの周波数バンドを選択できるよ
うな構成となっている。図４に受信回路１１、図５に送
信回路１２の構成例を示す。

【００１６】携帯電話の標準仕様は日米欧と地域により
異なるため、以下の説明では、GSMとDCS1800 とのデュ
アルバンド携帯電話を例にとり、周波数の選択方法など
の詳細に関する説明を行う。しかし、本発明はＧＳＭと
DCS1800 の場合だけでなく、ＰＬＬシンセ１を内蔵した
デュアルバンドまたはそれ以上の複合標準仕様となる携
帯電話に適用可能である。

【００１７】まず、図４に示す受信回路の構成について
説明する。図４の受信回路は２段階の周波数変換を用い
た構成例について説明するが、これにとらわれることな
く、２つ以上の周波数バンドが切替えられる構成の受信
回路であれば適用可能である。

【００１８】受信回路では、アンテナ１３（図１）から
の受信電波をアンテナスイッチ３４（図１）において２
つに分岐し、ＧＳＭまたはDCS1800 の周波数帯域を選択
する第１および第３の帯域制限フィルタ１９，２３に入
力する。ＧＳＭ帯域の信号は第１の帯域制限フィルタ１
９にてＧＳＭ帯域の信号のみを選択され、第１の低雑音
増幅回路２０において増幅され、さらに、ＧＳＭ帯域の
みを分離する第２の帯域制限フィルタ２１に入力され
る。次に、第１のミキサ２２においてＲＦ＿Ｌｏ信号と
の乗算を行い、第１の中間周波数への周波数変換が行わ
れる。

【００１９】一方、DCS1800 帯域の信号は第３の帯域制
限フィルタ２３にてDCS1800 帯域の信号のみを選択し、
第２の低雑音増幅回路２４において増幅され、さらに、
DCS1800 帯域のみを分離する第４の帯域制限フィルタ２
５に入力される。次に、第２のミキサ２６においてＲＦ
＿Ｌｏ信号との乗算を行い、第１の中間周波数への周波
数変換が行われる。ここで、第１の中間周波数値の制限
はないが、本発明では２２５ＭＨｚを用いた。

【００２０】次に、第１および第２のミキサ２２，２６
の出力は結合され、第５の帯域制限フィルタ２８に入力
される。第５の帯域制限フィルタ２８の通過帯域中心周
波数は第１の中間周波数と一致させる。したがって、本
実施例では第５の帯域制限フィルタの中心周波数は２２
５ＭＨｚとした。

【００２１】第１の中間周波数に変換されたアンテナか
らの受信信号は、さらに、第３のミキサ２９によりＩＦ
＿Ｌｏ発生回路Ａ３３の出力信号と乗算が行われ、第２
の中間周波数に変換される。ここで、第２の中間周波数
値には特に制限はないが本発明では４５ＭＨｚを用い
た。したがって、ＩＦ＿Ｌｏ信号周波数は１８０ＭＨｚ
となる。次に第２の中間周波数に変換された信号は第６
の帯域制限フィルタ３０により不要波を抑圧した後、可
変利得増幅回路３１において、復調可能な信号振幅まで
増幅する。最後に、復調器３２において受信波を再生
し、Ｂ.Ｂ.ＬＳＩ２へ送出する。復調器３２は９０度シ
フトクロック発生回路３５からの４５ＭＨｚでしかも互
いに９０度の位相差を有するクロックにより動作する。

【００２２】以上の構成の受信回路において、デュアル
バンド受信におけるＧＳＭとDCS1800 の周波数バンドの
選択はバイアス回路２７とＢＡＮＤ信号により切替える
スイッチ３６により行われる。

【００２３】選択方法は使用していない周波数バンドに
関する回路のバイアス電流の供給を停止する手法であ
る。ＧＳＭバンドの信号受信時は、第１の低雑音増幅回
路２０と第１のミキサ２２は動作し、第２の低雑音増幅
回路２４と第２のミキサ２６はバイアス電流を停止さ
れ、ハイインピーダンス状態で動作停止となる。一方、
DCS1800 バンドの信号受信時は、第２の低雑音増幅回路
２４と第２のミキサ２２は動作し、第１の低雑音増幅回
路２０と第１のミキサ２２はバイアス電流が停止され、
ハイインピーダンス状態で動作停止となる。

【００２４】以上のようにＢＡＮＤ信号に応じて、利用
する周波数バンドに対応した低雑音増幅回路とミキサを
動作させることにより、ＧＳＭとDCS1800 に応じた動作
が可能となる。

【００２５】以上に述べた実施例において、ＲＦ＿Ｌｏ
信号の周波数を表２に示す。ＧＳＭ周波数帯の場合は１
１６０ＭＨｚ〜１１８５ＭＨｚ、DCS1800 の場合は１５
８０ＭＨＺ〜１６５５ＭＨｚである。

【００２６】

【表２】

【００２７】次に図５に示す送信回路の構成について説
明する。Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２(図１)からの送信信号（Ｔ
Ｘ）は、変調器４０により標準仕様にて規定されている
変調方式にしたがい変調される。本実施例ではＧＳＭお
よびDCS1800 に採用されているＧＭＳＫ(Gaussian Mini
mum Shift Keying）の変調符号が変調器４０から出力さ
れる。次に変調器４０の出力は第７の帯域制限フィルタ
４６により不要波成分の抑圧を行った後、第２の位相比
較器４７に入力される。第２の位相比較器４７の出力は
第２のループフィルタ４８により、所定の帯域制限が行
われた後、ＧＳＭ用ＶＣＯ４２とDCS1800 用ＶＣＯ４１
の周波数制御端子に入力される。さらに、２つのＶＣＯ
４１およびＶＣＯ４２の出力は電力増幅回路４３に入力
されるとともに、アンテナスイッチ３４を介して、アン
テナ１３に接続され、送信波として送出される。

【００２８】次に、上記２つのＶＣＯ４１とＶＣＯ４２
の出力の一部を分岐し、第１の入力増幅回路４５と第２
の入力増幅回路４４に入力される。さらに、第１の入力
増幅回路４５と第２の入力増幅回路４４の出力は合成さ
れ、第４のミキサ３７にて周波数変換するため、ＲＦ＿
Ｌｏ信号との乗算を行う。したがって、第４のミキサ３
７の出力は変調器４０出力周波数と同一の周波数とな
る。次に第４のミキサ３７の出力は第８の帯域制限フィ
ルタ４９により不要波の除去を行った後、前述した第２
の位相比較器４７の他方の入力となる。

【００２９】以上説明した第２の位相比較器４７，第２
のループフィルタ４８，２つのＶＣＯ４１，４２、２つ
の入力増幅回路４４，４５、第４のミキサ３７、およ
び、第８の帯域制限フィルタから構成される一連の帰還
ループはＰＬＬ回路を構成するので、変調器４０の出力
の位相変化を保持したまま、周波数がＲＦ＿Ｌｏ周波数
分増加したことになる。したがって、このＰＬＬ回路を
用いることにより、高周波の変調信号を得ることができ
る。

【００３０】本発明の実施例ではＰＬＬによる周波数変
換の例を示したが、本発明の送信回路としては別の方
法、例えば、ミキサにより周波数変換を行うミキシング
アップ方式等でも適用できる。

【００３１】送信回路１２において、ＧＳＭとDCS1800
の周波数バンドの切替えは、BAND信号によって切替えら
れる２つのスイッチ５０，５１により、実現される。送
信回路１２では周波数バンドを切替えるためにＩＦ＿Ｌ
ｏ信号周波数と上記周波数変換用のＰＬＬの帰還ループ
をＧＳＭ用，DCS1800 用に選択する構成である。

【００３２】ＩＦ＿Ｌｏ周波数を変更するのは変調器の
９０度シフトクロック発生回路３５の動作周波数を選択
する方法を用いた。

【００３３】本実施例ではＧＳＭ用のＩＦ＿Ｌo発生回
路Ｂ３８の発振周波数を５４０ＭＨz、DCS1800 用のＩ
Ｆ＿Ｌｏ発生回路Ｃ３８を２７０ＭＨｚとした。この信
号が上記９０度シフトクロック発生回路３５に入力され
る。９０度シフトクロック発生回路３５は入力された１
／２の周波数の互いに９０度の位相差を持つクロックを
発生する。

【００３４】したがって、ＧＳＭ適用時は２７０ＭＨｚ
の４相クロックを、DCS1800 適用時は１３５ＭＨｚの４
相クロックを変調器に出力する。これにより、２種類の
変調器出力となる中間周波数が実現できる。さらに、上
記周波数変換用のＰＬＬ回路の帰還ループの切替えは、
バイアス電流をＢＡＮＤ信号に対応して切替える方法を
用いた。具体的にはＧＳＭ適用時の帰還ループ（ＶＣＯ
４２，入力増幅回路４４）とDCS1800 適用時の帰還ルー
プ（ＶＣＯ４１，入力増幅回路４５）に接続されるバイ
アス信号をスイッチ５１により選択することで実現して
いる。選択されなかった帰還ループはバイアス電流が供
給されないので、ハイインピーダンス状態で動作停止す
るので、他方の帰還ループへの悪影響はない。

【００３５】以上説明したように、図４および図５に示
す受信回路と送信回路を用いると、ＢＡＮＤ信号に対応
してＧＳＭ周波数バンドまたはDCS1800 周波数バンドの
選択ができる。本発明では上記ＢＡＮＤ信号をＢ．Ｂ．
ＬＳＩ２から供給されるのではなく、ＰＬＬシンセ１の
レジスタに接続されたバンド検出回路１５により発生す
る。

【００３６】次にバンド検出回路１５の構成について説
明する。まず、ＧＳＭとDCS1800 のデュアルバンドシス
テムを仮定したときのシステムとその時のＰＬＬシンセ
１の分周数は表２に示した。表２にはシステムに対応し
たＲＦ＿Ｌｏ周波数範囲、その時の分周数Ｎ，Ｎを２進
数表示した値が示される。表２は受信回路１１の第１の
中間周波数が２２５ＭＨｚとなる条件の場合を示してい
る。他の周波数を選択した場合は別の値となるので、対
応して変更する必要があるが、同様の考え方で構成でき
る。

【００３７】表２によれば、ＧＳＭ適用時のＲＦ＿Ｌｏ
周波数範囲は１１６０ＭＨｚ〜１１８５ＭＨｚ、分周数
Ｎの範囲は５８００〜５９２５であり、DCS1800 適用時
は１５８０ＭＨｚ〜１６５５ＭＨｚ、分周数Ｎの範囲は
７９００〜８２７５である。この分周数Ｎを２進数表示
すると01011010101000〜01011100100101と011110110111
00〜10000001010011となる。

【００３８】このことより、バンド検出器の真理値表を
作成すると表３となる。表３においてＮ（１３），Ｎ
（１２），Ｎ（１１）は上述した２進数表示における下
位より１４ビット，１３ビット，１２ビット目を表す。
したがって、上記３ビットのデータ〔Ｎ（１３），Ｎ
（１２），Ｎ（１１）〕が０，１，０のときＧＳＭ対
応、０，１，１と１，０，０のときDCS1800 対応と定義
できる。その他のビットの組み合わせはＧＳＭとDCS180
0 では使用しないので、どちらのシステムに設定されて
も問題はない。

【００３９】

【表３】

【００４０】次に表３に示す真理値表を実現するバンド
検出回路１５の論理回路を図３に示す。バンド検出回路
１５はＮ（１３），Ｎ（１２），Ｎ（１１）の反転信号
を作るインバータ１６，１７，１８と、３入力ＯＲ−３
入力ＯＲ−ＮＡＮＤ回路５１から構成される。３入力Ｏ
Ｒ−３入力ＯＲ−ＮＡＮＤ回路５１の一方の３入力部に
Ｎ（１３），インバータ１７の出力、および、インバー
タ１８の出力が接続され、他方の３入力部にＮ（１
２），Ｎ（１１）、および、インバータ１６の出力が接
続される。上記３入力ＯＲ−３入力ＯＲ−ＮＡＮＤ回路
５１がＢＡＮＤ信号としてＧＳＭとDCS1800 周波数バン
ドの切替信号として接続される。

【００４１】以上説明したような構成により、半導体上
にＰＬＬシンセ１と集積化した送受信回路４において、
Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２からの直接の信号線を持たなくとも、
複数の周波数帯を用いた携帯電話の周波数バンド選択が
可能となる。なお、本実施例ではＧＳＭとDCS1800 のシ
ステムを例にとっているが、その他の標準仕様の組み合
わせでも適用可能であることは言うまでもない。

【００４２】

【発明の効果】図１に示す本発明の構成をとることによ
り、Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ２より特別なバンド切替信号なしで
送受信回路のバンドを自動的に選択できるようになる。
しかも、ＰＬＬシンセ１を同一半導体上に集積した場合
に、バンド切替えのための入力ピンを不要とできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の周波数バンド選択を行うシ
ステムのブロック図。

【図２】従来例の周波数バンド選択を行うシステムのブ
ロック図。

【図３】バンド検出回路の構成例を示す回路図。

【図４】本発明の一実施例の受信回路の構成例を示すブ
ロック図。

【図５】本発明の一実施例の送信回路の構成例を示すブ
ロック図。

【符号の説明】 １…ＰＬＬシンセ、２…Ｂ．Ｂ．ＬＳＩ、３…基準信号
発生回路、４…送受信回路、５…レジスタ、６，７…カ
ウンタ、８，４７…位相比較器、９，４８…ループフィ
ルタ、１０，４１，４２…ＶＣＯ、１１…受信回路、１
２…送信回路、１３…アンテナ、１４…ＰＬＬシンセ内
蔵送受信ＬＳＩを用いた送受信回路、１５…バンド検出
回路、１６，１７，１８…インバータ、１９，２１，２
３，２５，２８，３０，４６，４９…帯域制限フィル
タ、２０，２４…低雑音増幅回路、２２，２６，２９…
ミキサ、２７…バイアス回路、３１…可変利得増幅回
路、３２…復調器、３３，３８，３９…ＩＦ＿Ｌｏ発生
回路、３４…アンテナスイッチ、３５…９０度シフトク
ロック発生回路、３６，３７，５０…スイッチ、４０…
復調器、４３…電力増幅器、４４，４５…入力増幅回
路、５１…３入力ＯＲ−３入力ＯＲ−ＮＡＮＤ回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝川 久美子 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 山脇 大造 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K011 CA00 DA07 DA26 EA01 JA01 KA18

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準信号発生回路と位相同期回路と複数の
   周波数帯域を選択可能な送信・受信回路を用いた複数の
   標準仕様に対応できる複合端末において、上記位相同期
   回路の帰還ループのカウンタの設定値とその設定値を入
   力して使用される周波数帯域を検出する検出手段を有
   し、上記検出手段の出力に対応して上記複数の周波数帯
   域を選択することを特徴とする携帯電話の周波数バンド
   選択方法。
2. 【請求項２】請求項１の周波数バンド選択方法におい
   て、位相同期回路は位相比較器，ループフィルタ，電圧
   制御発振回路，基準信号を分周する第１のカウンタ，電
   圧制御発振回路の出力を分周する第２のカウンタ、およ
   び、第２のカウンタに数値を設定するレジスタからから
   構成され、上記周波数帯域を検出する検出手段は上記レ
   ジスタの出力信号の一部を用いて周波数バンド信号を生
   成することを特徴とする携帯電話の周波数バンド選択方
   法。
3. 【請求項３】請求項２の周波数バンド選択方法におい
   て、選択可能な送信・受信回路は中間周波数を切替える
   手段とバイアス電流を切替える手段から構成され、上記
   周波数バンド信号により、制御されることを特徴とする
   携帯電話の周波数バンド選択方法。