JP2006203513A - 信号発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ローカル信号の漏れ成分が位相周波数比較器に入力された場合であっても、スプリアスを発生させないようにする。
【解決手段】 サンプラ１２に入力されるローカル信号Ｌを分周器２１で分周して位相周波数比較器１４に入力する構成とし、且つ、分周器２１の分周比をＮ、低域通過フィルタ１６の帯域の上限をｆ_Ａとして、
ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
を満たす分周比Ｎと周波数ｆ_Ｌとを求め、分周器２１およびローカル信号発生器１３にそれぞれ指定して、ＶＣＯ１１の出力信号の周波数を所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、位相同期ループ（ＰＬＬ）で構成され、高い周波数の信号を広帯域に安定に出力する信号発生装置において、出力信号に含まれるスプリアスを低減するための技術に関する。

周波数可変の信号発生装置に一般的に用いられているＰＬＬは、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の出力信号を分周比可変の分周器で分周し、その分周出力を基準信号にロック（同期）させる方式と、ＶＣＯの出力信号をミキサに入力して周波数可変のローカル信号と周波数混合し、その差の成分を基準信号にロックさせる方式があり、また両者を組合せた方式も知られている。

ただし、分周方式の場合、構成が簡単ではあるが、ＶＣＯの出力信号の位相や周波数の変化が分周比分小さくなった状態で基準信号と比較されることになり、出力信号に含まれる雑音の抑圧効果が低下し、また、応答速度が低下する。

これに対し、ミキサ方式では、周波数可変のローカル信号が必要となるが、ＶＣＯの出力信号の位相や周波数の変化が、維持されるため、雑音特性および応答速度が向上する。

したがって、高い信号純度と応答速度が要求される用途ではミキサ方式が採用されている。

このミキサ方式において、ＶＣＯの出力周波数を高い周波数領域で大きく可変させる場合には、サンプラを用いる方法が知られている。

サンプラは、ローカル信号を逓倍する機能と、その逓倍成分と入力信号とを混合するミキサ機能と、ミキサの出力に現れる混合成分から所定周波数以下の信号を出力させるフィルタ機能とを有している。

このため、ローカル信号の逓倍成分のうち、ＶＣＯの出力信号との差が所定周波数以下となる次数の成分が選択的に用いられることになり、ＶＣＯの出力信号の発振周波数帯域より低い周波数帯域で可変幅の狭いローカル信号を用いて、ＶＣＯの出力信号の周波数を低い周波数帯に変換することができる。

図４は、サンプラを用いた従来の信号発生装置１０の構成を示している。
図４において、ＶＣＯ１１は、制御信号Ｃの電圧に応じた周波数（例えば４〜８ＧＨｚ）の信号Ｓを発振し、サンプラ１２に出力する。

一方、ローカル信号発生器１３は、ＶＣＯ１１の発振周波数帯域より低い周波数帯域内（例えば８００±５０ＭＨｚ）で、指定された周波数ｆ_Ｌのローカル信号Ｌをサンプラ１２に出力する。

サンプラ１２は、図５に示すように、ローカル信号Ｌをステップリカバリーダイオード等によって構成される逓倍回路１２ａにより逓倍し、図６のように、逓倍によって得られた周波数２ｆ_Ｌ、３ｆ_Ｌ、…の各逓倍成分Ｌ_２、Ｌ_３、……とＶＣＯ１１の出力信号Ｓとをミキサ１２ｂで周波数混合し、その差成分のうち所定周波数（例えば１００ＭＨｚ）以下の差成分をフィルタ（低域通過フィルタ）１２ｃで抽出して位相周波数比較器１４に出力する。

位相周波数比較器１４は、基準信号発生器１５から出力された周波数ｆ_Ｒの基準信号Ｒと、サンプラ１２の出力信号Ｐとの周波数および位相の比較を行い、基準信号Ｒと等しい周期で、両信号の位相差に応じた幅をもつパルス信号を出力する。

低域通過フィルタ１６は、位相周波数比較器１４の出力信号Φから、基準信号Ｒとサンプラ１２の出力信号Ｐとの位相および周波数の差に対応した直流の誤差信号Ｅを抽出する。この低域通過フィルタ１６は、ループフィルタとも呼ばれ、ＰＬＬの特性を決定するものであり、その帯域は出力信号の雑音特性と周波数切換時の応答速度との兼ね合いにより決定されており、一般的には、位相周波数比較器１４に入力される信号の上限（例えば１００ＭＨｚ）の１／１００（＝１ＭＨｚ）程度に設定されている。

粗調信号出力回路１７は、例えばＤ／Ａ変換器により構成されており、後述の制御部１９によって指定された電圧の粗調信号Ｑを生成して加算器１８に出力し、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数を粗調する。

加算器１８は、誤差信号Ｅと粗調信号Ｑとを加算し、その加算結果を制御信号ＣとしてＶＣＯ１１に与える。

制御部１９は、例えば外部から所望出力周波数ｆ_Ｏが指定されたとき、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓが所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるための粗調信号Ｑを粗調信号出力回路１７から出力させるとともに、ローカル信号発生器１３に対して、次の演算を満たす周波数ｆ_Ｌとを指定して、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数を、所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる。

即ち、サンプラ１２の逓倍の次数をＫとすると、ロック状態において、
ｆ_Ｏ＝Ｋｆ_Ｌ＋ｆ_Ｒ（またはｆ_Ｏ＝Ｋｆ_Ｌ−ｆ_Ｒ）
が成立する。

ここで、基準信号Ｒの周波数ｆ_Ｒを１００ＭＨｚとし、所望出力周波数ｆ_Ｏが４１２３ＭＨｚとすると、制御部１９は、
Ｋｆ_Ｌ＝ｆ_Ｏ−ｆ_Ｒ＝４１２３−１００＝４０２３
を求める。

そして、ローカル周波数ｆ_Ｌが８００ＭＨｚ近傍であるので、Ｋ＝５を選択し、
ｆ_Ｌ＝４０２３／５＝８０４．６ＭＨｚ
の演算により、ローカル周波数ｆ_Ｌ＝８０４．６ＭＨｚを求め、これをローカル信号発生器１３に指定して、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓを所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる。

なお、上記のようにサンプラを用いたＰＬＬ構成の信号発生装置の例は、例えば、次の特許文献１に記載されている。

特開平９−２１９６４１号公報図２

上記のようにサンプラ１２を用いた信号発生装置の場合、比較的レベルの高い逓倍成分を多く発生させるため、ローカル信号Ｌのレベルを大きくしなければならず、そのローカル信号Ｌの漏れ成分Ｌ′が近傍回路に回り込む場合が多く、このローカル信号の回り込みにより、出力信号にスプリアスが発生することがある。

特に、図３に示しているように、ローカル信号Ｌの漏れ成分Ｌ′がサンプラ１２の出力ラインに回り込んで位相周波数比較器１４に入力されると、その漏れ成分Ｌ′と基準信号Ｒの高調波成分との周波数差および位相差に対応した信号が位相周波数比較器１４から出力される。

簡単な数値例を示せば、所望出力周波数ｆ_Ｏ＝４１００．１ＭＨｚの場合、ローカル信号Ｌの周波数ｆ_Ｌ＝８００．０２ＭＨｚとなるが、このローカル周波数ｆ_Ｌと、基準信号Ｒの８倍の周波数８００ＭＨｚとの差は２０ｋＨｚとなり、両者の位相および周波数の差に対応した成分が低域通過フィルタ１６の帯域内に入ってしまい、この成分を含む誤差信号ＥによりＶＣＯ１１が変調を受け、出力信号Ｓにスプリアスが発生することになる。

本発明は、この問題を解決し、ローカル信号の漏れ成分が位相周波数比較器に入力された場合であっても、スプリアスを発生させない信号発生装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号発生装置は、
制御信号の電圧に応じた周波数の信号を発振出力するＶＣＯ（１１）と、
前記ＶＣＯの発振周波数帯域より低い周波数帯域内で指定された周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生器（１３）と、
前記ローカル信号を受けて逓倍し、その逓倍によって得られた複数の逓倍成分と前記ＶＣＯの出力信号とを周波数混合し、その差成分のうち所定周波数以下の差成分を出力するサンプラ（１２）と、
前記ローカル信号を分周する分周器（２１′）と、
前記分周器の出力信号と前記サンプラの出力信号との位相および周波数を比較する位相周波数比較器（１４）と、
前記位相周波数比較器の出力信号から、前記分周器の出力信号に前記サンプラの出力信号を同期させるための誤差信号を抽出する低域通過フィルタ（１６）と、
前記ＶＣＯの出力信号の周波数を粗調するための粗調信号を出力する粗調信号出力回路（１７）と、
前記誤差信号と前記粗調信号とを加算し、該加算結果を前記制御信号として前記ＶＣＯに与える加算器（１８）と、
前記ＶＣＯの出力信号の周波数が所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるように、前記粗調信号発生回路から粗調信号を出力させるとともに、前記サンプラ内の逓倍成分の次数をＫ、前記ローカル信号の周波数をｆ_Ｌ、前記分周器の分周比をＮ、前記低域通過フィルタの帯域の上限をｆ_Ａとして、
ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
を満たす周波数ｆ_Ｌを求め、前記ローカル信号発生器にそれぞれ指定し、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を前記所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる制御部（２５）とを備えている。

また、本発明の請求項２の信号発生装置は、
制御信号の電圧に応じた周波数の信号を発振出力するＶＣＯ（１１）と、
前記ＶＣＯの発振周波数帯域より低い周波数帯域内で指定された周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生器（１３）と、
前記ローカル信号を受けて逓倍し、その逓倍によって得られた複数の逓倍成分と前記ＶＣＯの出力信号とを周波数混合し、その差成分のうち所定周波数以下の差成分を出力するサンプラ（１２）と、
前記ローカル信号を、指定された分周比で分周する分周器（２１）と、
前記分周器の出力信号と前記サンプラの出力信号との位相および周波数を比較する位相周波数比較器（１４）と、
前記位相周波数比較器の出力信号から、前記分周器の出力信号に前記サンプラの出力信号を同期させるための誤差信号を抽出する低域通過フィルタ（１６）と、
前記ＶＣＯの出力信号の周波数を粗調するための粗調信号を出力する粗調信号出力回路（１７）と、
前記誤差信号と前記粗調信号とを加算し、該加算結果を前記制御信号として前記ＶＣＯに与える加算器（１８）と、
前記ＶＣＯの出力信号の周波数が所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるように、前記粗調信号発生回路から粗調信号を出力させるとともに、前記サンプラ内の逓倍成分の次数をＫ、前記ローカル信号の周波数をｆ_Ｌ、前記分周器の分周比をＮ、前記低域通過フィルタの帯域の上限をｆ_Ａとして、
ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
を満たす分周比Ｎと周波数ｆ_Ｌとを求め、前記分周器および前記ローカル信号発生器にそれぞれ指定し、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を前記所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる制御部（２５）とを備えている。

上記のように、本発明では、サンプラに入力されるローカル信号を分周器で分周して位相周波数比較器に入力する構成とし、且つ、分周器の分周比をＮ、低域通過フィルタの帯域の上限をｆ_Ａとして、
ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
を満たす分周比Ｎと周波数ｆ_Ｌとを求め、分周器およびローカル信号発生器にそれぞれ指定して、ＶＣＯの出力信号の周波数を所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせている。

このため、ローカル信号の漏れ成分がサンプラの出力ラインを経由して位相周波数比較器に入力された場合でも、その漏れ成分と分周出力の高調波成分との周波数差は、０かｆ_Ｌ／Ｎ以上となり、０の場合には一定電圧の直流が誤差信号に含まれるだけであり、ｆ_Ｌ／Ｎ以上の場合には低域通過フィルタの帯域外となるので、この漏れ成分によるスプリアスは発生せず、純度の高い信号を発生させることができる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した信号発生装置２０の構成を示している。なお、図１において、ＶＣＯ１１、サンプラ１２、ローカル信号発生器１３、位相周波数比較器１４、低域通過フィルタ１６、粗調信号発生回路１７および加算器１８は、前記した図４の従来装置と同等である。

即ち、ＶＣＯ１１は、制御信号Ｃの電圧に応じた周波数（例えば４〜８ＧＨｚ）の信号Ｓを発振し、サンプラ１２に出力する。

ローカル信号発生器１３は、ＶＣＯ１１の発振周波数帯域より低い周波数帯内（例えば８００±５０ＭＨｚ）で指定された周波数ｆ_Ｌのローカル信号Ｌをサンプラ１２に出力する。なお、このローカル信号発生器１３は、ＤＤＳを含むＰＬＬ構成のものであり、高い周波数分解能でローカル信号を発生できるようになっている。例えば所望出力周波数に要求される分解能が４〜８ＧＨｚの全帯域で１Ｈｚの場合、０．０１Ｈｚ程度の分解能でローカル信号を出力できる。

サンプラ１２は、前記図５に示した通りの構成であり、ローカル信号Ｌを逓倍回路１２ａにより逓倍し、図６に示した周波数２ｆ_Ｌ、３ｆ_Ｌ、…の各逓倍成分Ｌ_２、Ｌ_３、…とＶＣＯ１１の出力信号Ｓとをミキサ１２ｂで周波数混合し、その差成分のうち所定周波数（例えば１００ＭＨｚ）以下の差成分をフィルタ１２ｃで抽出して位相周波数比較器１４に出力する。

位相周波数比較器１４は、後述の分周器２１から出力された分周信号Ｕと、サンプラ１２の出力信号Ｐとの周波数および位相の比較を行い、分周信号Ｕと等しい周期で、両信号の位相差に応じた幅をもつパルス信号を出力する。

低域通過フィルタ１６は、位相周波数比較器１４の出力信号Φから、分周信号Ｕにサンプラ１２の出力信号Ｐを同期させるための直流の誤差信号Ｅを抽出するものである。この低域通過フィルタ１６は、ＰＬＬの特性を決定するループフィルタであり、その特性は出力信号の雑音特性と周波数切換時の応答速度との兼ね合いにより決定され、帯域の上限周波数ｆ_Ａは、位相周波数比較器１４に入力される信号の上限（例えば１００ＭＨｚ）の１／１００（＝１ＭＨｚ）程度あるいはそれ以下に設定されている。

粗調信号出力回路１７は、例えばＤ／Ａ変換器により構成されており、後述の制御部２５によって指定された電圧の粗調信号Ｑを生成して加算器１８に出力し、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数を粗調する。

加算器１８は、誤差信号Ｅと粗調信号Ｑとを加算し、その加算結果を制御信号ＣとしてＶＣＯ１１に与える。

この信号発生装置２０の分周器２１は、ローカル信号Ｌを制御部２５から指定された分周比Ｎで分周し、位相周波数比較器１４に出力する。

制御部２５は、例えば外部から所望出力周波数ｆ_Ｏが指定されると、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓが所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるように、粗調信号発生回路１７から粗調信号Ｑを出力させるとともに、サンプラ１２内の逓倍成分の次数をＫ、ローカル信号Ｌの周波数ｆ_Ｌ、分周器２１の分周比Ｎについて、
ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
が成立するための分周比Ｎと周波数ｆ_Ｌとを決定し、分周器２１およびローカル信号発生器１３にそれぞれ指定して、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓを所望出力周波数ｆ_Ｏに引き込みロックさせる。

例えば所望出力周波数ｆ_Ｏ＝４１２３ＭＨｚである場合、制御部２５は、所望出力周波数ｆ_Ｏをローカル周波数の中心値ｆ_Ｌ′（＝８００ＭＨｚ）で除算する。（下限値７５０ＭＨｚで除算してもよい）。

ｆ_Ｏ／ｆ_Ｌ′＝４１２３／８００＝５．１５３７５

そして、この除算結果の整数部（商）５を逓倍次数Ｋとし、分周器２１に指定可能な分周比Ｎのうち、１／Ｎが余り０．１５３７５に最も近くなるＮ（この場合６）を選択して、分周器１２に設定する。この分周比Ｎはｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａの条件を満たしている。

そして、前記式、
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）
に、ｆ_Ｏ＝４１２３ＭＨｚ、Ｋ＝５、Ｎ＝６を代入して、ローカル周波数ｆ_Ｌを以下のように算出して、ローカル信号発生器１３に設定する。

ｆ_Ｌ＝４１２３／（５＋１／６）＝７９８ＭＨｚ

この設定動作により、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓは所望出力周波数ｆ_Ｏ＝４１２３ＭＨｚに引き込まれてロックされることになる。このときの分周信号Ｕの周波数ｆ_Ｕは、
ｆ_Ｌ／Ｎ＝［４１２３／（５＋１／６）］／６＝１３３ＭＨｚ
となる。

また、例えば所望出力周波数ｆ_Ｏ＝７８２４ＭＨｚである場合、制御部２５は、所望出力周波数ｆ_Ｏをローカル周波数の中心値ｆ_Ｌ′（＝８００ＭＨｚ）で除算する。（下限値７５０ＭＨｚで除算してもよい）。

ｆ_Ｏ／ｆ_Ｌ′＝７８２４／８００＝９．７８

そして、この除算結果の整数部（商）９を逓倍次数Ｋとし、分周器２１に指定可能な分周比Ｎのうち、１／Ｎが余り０．７８に最も近くなるＮを選択して、分周器１２に設定する。ただし、設定可能な分周比Ｎには下限があり、１／Ｎが余り０．７８に最も近くなる値（例えば２）が下限値（例えば４）より小さい場合には、その下限値４を採用する。この場合の分周比Ｎもｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａの条件を満たしている。

そして、前記式、
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）
に、ｆ_Ｏ＝７８２４ＭＨｚ、Ｋ＝９、Ｎ＝４を代入して、ローカル周波数ｆ_Ｌを以下のように算出して、ローカル信号発生器１３に設定する。

ｆ_Ｌ＝７８２４／（９＋１／４）＝８４５．８３７８３７８４ＭＨｚ

この演算は割り切れないが、出力周波数の精度を維持するために、０．０１Ｈｚ単位まで求める。

この周波数設定動作により、ＶＣＯ１１の出力信号Ｓの周波数ｆ_Ｓは所望出力周波数ｆ_Ｏ＝７８２４ＭＨｚに引き込まれてロックされることになる。

なお、このときの分周出力Ｕの周波数ｆ_Ｕは、
ｆ_Ｌ／Ｎ＝［７８２４／（９＋１／４）］／４＝２１１．４５９４６ＭＨｚ
となる。

上記したように、分周比Ｎは、一つの所望出力周波数に対して複数の値をとりうる。つまり、ローカル周波数の算出結果がその可変範囲内で得られるような分周比Ｎは複数存在するが、分周比Ｎが小さい程、分周信号Ｕの周波数が高くなり、位相周波数比較器１４の位相比較精度が低下する。また、後述するようにスプリアスの発生を防ぐ意味で、分周比Ｎをあまり大きくすることは好ましくない。

また、出力周波数の変更に対してＰＬＬループの動作状態が大きく変化しないように、分周出力の周波数は大きく変化させないことが望ましい。

したがって、分周比Ｎを決定する場合、分周出力の周波数が１０倍程度の変化範囲、例えば２０ＭＨｚ〜２００ＭＨｚの範囲に入るような分周比Ｎ、つまり、上記数値例では、４〜４０の範囲内で指定することが望ましい。

上記演算例は、ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）の場合、即ち、前記図４に示したように所望出力周波数ｆ_Ｏがローカル信号ＬのＫ倍の周波数より高い状態でロックさせるモードであるが、ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）の場合、即ち、図２に示すように、所望出力周波数ｆ_Ｏがローカル信号ＬのＫ倍の周波数より低い状態でロックさせることも可能である。

例えばｆ_Ｏ＝４７８９ＭＨｚである場合、制御部２５は、所望出力周波数ｆ_Ｏをローカル周波数の中心値ｆ_Ｌ′（＝８００ＭＨｚ）で除算する。（下限値７５０ＭＨｚで除算してもよい）。

ｆ_Ｏ／ｆ_Ｌ′＝４６７８／８００＝５．８４７５

そして、この除算結果の整数部（商）５に１を加えた値６を逓倍次数Ｋとし、分周器２１に指定可能な分周比Ｎのうち、１／Ｎが、１から余り０．８４７５を減じた値０．１５２５に最も近くなるＮ（この場合６）を選択して分周器１２に設定する。この分周比Ｎはｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａの条件を満たしている。

そして、前記式、
ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）
に、ｆ_Ｏ＝４６７８ＭＨｚ、Ｋ＝６、Ｎ＝６を代入して、ローカル周波数ｆ_Ｌを以下のように算出して、ローカル信号発生器１３に設定する。

ｆ_Ｌ＝４６７８／（６−１／６）＝８０１．９４２８５７１４ＭＨｚ

この演算は割り切れないが、精度を保持するために、０．０１Ｈｚ単位まで求めている。

この周波数の設定動作により、ＶＣＯ１１の出力信号の周波数は所望出力周波数ｆ_Ｏ＝４６７８ＭＨｚにロックされることになる。

なお、このときの分周出力Ｕの周波数ｆ_Ｕは、
ｆ_Ｌ／Ｎ＝［４６７８／（６−１／６）］／６＝１３３．６５７１４ＭＨｚ
となる。

ただし、上記のように所望出力周波数がローカル信号ＬのＫ倍の周波数より高い状態でロックさせるモードと、低い状態でロックさせるモードとを併用する場合、ループの引込制御の方向もそのモードに合わせて反転する必要がある。

即ち、ｆ_Ｏ＞Ｋｆ_Ｌの状態でＶＣＯ１１の周波数ｆ_Ｓが、Δｆだけ高い方へ変化すると、サンプラ１２の出力信号Ｐの周波数が分周信号Ｕの周波数よりΔｆだけ高くなるのに対し、ｆ_Ｏ＜Ｋｆ_Ｌの状態でＶＣＯ１１の周波数ｆ_Ｓが、Δｆだけ高い方へ変化したとすると、サンプラ１２の出力信号Ｐの周波数が分周信号Ｕの周波数よりΔｆだけ低くなる。

つまり、ＶＣＯ１１の周波数変化が同じであっても、サンプラ１２の出力信号の周波数変化は逆となり、一方の場合に合わせて制御方向を決定していると、他方の場合に対応できない。

したがって、この場合には、位相周波数比較器１４の２つの入力をモードに応じて入れ替える方法や、低域通過フィルタ１６の出力信号Ｅと、その出力信号Ｅを利得１の反転増幅器で反転させた出力Ｅ′とをモードによって切り換える方法等を採用する必要がある。いずれか一方のモードだけで動作させる場合には上記のような切り換えは不要である。

上記構成の信号発生装置２０の場合でもサンプラ１２を用いているため、ローカル信号Ｌのレベルが高く、その漏れ成分が位相周波数比較器１４に入力されて、分周出力Ｕの高調波との差分が発生する。

しかし、分周出力Ｕの周波数ｆ_Ｕは常にｆ_Ｌ／Ｎに等しく、その高調波成分の周波数は、Ｍｆ_Ｌ／Ｎとなる（Ｍは２以上の整数）。

そして、ローカル信号Ｌの漏れ成分と分周出力Ｕの高調波成分との差ΔＦは、
ΔＦ＝｜（Ｍｆ_Ｌ／Ｎ）−ｆ_Ｌ｜＝ｆ_Ｌ×｜（Ｍ／Ｎ）−１｜
＝ｆ_Ｌ×｜Ｍ−Ｎ｜／Ｎ
となる。

ここで、Ｍ＝Ｎのとき、ΔＦ＝０となるが、この場合、ローカル信号Ｌの漏れ成分と分周出力Ｕの高調波成分とのビート成分は発生せず、単に電圧一定の直流分が発生し、ループ制御によりこの直流分を相殺するような誤差信号Ｅが生じるので、スプリアスは発生しない。

また、Ｍ≠Ｎのとき、ΔＦは、｜Ｍ−Ｎ｜＝１で且つ分周比Ｎが最大のとき、最小値ｆ_Ｌ／Ｎとなる。

分周比Ｎの可変範囲は、前記したように除算結果の余り部分を１／Ｎで大まかに近似するものであり、その近似誤差が大きくても、ローカル信号発生器１３の高い周波数分解能で吸収できるため、格別大きくする必要はなく、最大でも３０程度で十分である。この場合、８００ＭＨｚ帯のローカル周波数ｆ_Ｌの１／３０は２６．７ＭＨｚ程度となり、１ＭＨｚ以下のループ帯域ｆ_Ａに入ることは無い。

したがって、この構成の信号発生装置２０では、ローカル信号Ｌの漏れ成分が位相周波数比較器１４に入力されても、その漏れ成分によるスプリアスは発生せず、信号純度を劣化させない。

なお、上記説明では、制御部２５が、所望出力周波数が指定される毎に逓倍次数Ｋ、分周比Ｎを算出していたが、これらの値は限られた整数であるので、予め所望出力周波数の範囲毎に求めて制御部２５内のメモリに記憶しておき、所望出力周波数が指定されたときに、その値をメモリから読み出してローカル周波数を計算すればよい。

また、上記実施形態の信号発生装置２０では、分周比Ｎを可変できる構成としていたが、図３に示す信号発生装置２０′のように、分周比Ｎが固定の分周器２１′を用いてもよい。この場合、制御部２５は、逓倍次数Ｋと固定分周比Ｎと所望出力周波数とからローカル信号の周波数を算出して、ローカル信号発生器１３に設定し、ＶＣＯ１１の出力周波数を所望出力周波数にロックさせる。

ただし、このように分周比Ｎを固定にした場合、逓倍数Ｋを求める際に生じた余りと１／Ｎとの近似誤差が大きくなるため、その誤差を吸収できるようにローカル信号Ｌの周波数可変幅を広げる必要がある。

本発明の実施形態の構成を示すブロック図 サンプラの動作を説明するためのスペクトラム図 本発明の他の実施形態の構成を示すブロック図 従来装置の構成を示すブロック図 サンプラの内部構成図 サンプラの動作を説明するためのスペクトラム図

符号の説明

１１……ＶＣＯ、１２……サンプラ、１３……ローカル信号発生器、１４……位相周波数比較器、１６……低域通過フィルタ、１７……粗調信号発生回路、１８……加算器、２０、２０′……信号発生装置、２１、２１′……分周器、２５……制御部

Claims (2)

1. 制御信号の電圧に応じた周波数の信号を発振出力するＶＣＯ（１１）と、
   前記ＶＣＯの発振周波数帯域より低い周波数帯域内で指定された周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生器（１３）と、
   前記ローカル信号を受けて逓倍し、その逓倍によって得られた複数の逓倍成分と前記ＶＣＯの出力信号とを周波数混合し、その差成分のうち所定周波数以下の差成分を出力するサンプラ（１２）と、
   前記ローカル信号を分周する分周器（２１′）と、
   前記分周器の出力信号と前記サンプラの出力信号との位相および周波数を比較する位相周波数比較器（１４）と、
   前記位相周波数比較器の出力信号から、前記分周器の出力信号に前記サンプラの出力信号を同期させるための誤差信号を抽出する低域通過フィルタ（１６）と、
   前記ＶＣＯの出力信号の周波数を粗調するための粗調信号を出力する粗調信号出力回路（１７）と、
   前記誤差信号と前記粗調信号とを加算し、該加算結果を前記制御信号として前記ＶＣＯに与える加算器（１８）と、
   前記ＶＣＯの出力信号の周波数が所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるように、前記粗調信号発生回路から粗調信号を出力させるとともに、前記サンプラ内の逓倍成分の次数をＫ、前記ローカル信号の周波数をｆ_Ｌ、前記分周器の分周比をＮ、前記低域通過フィルタの帯域の上限をｆ_Ａとして、
   ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
   ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
   を満たす周波数ｆ_Ｌを求め、前記ローカル信号発生器にそれぞれ指定し、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を前記所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる制御部（２５）とを備えた信号発生装置。
2. 制御信号の電圧に応じた周波数の信号を発振出力するＶＣＯ（１１）と、
   前記ＶＣＯの発振周波数帯域より低い周波数帯域内で指定された周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生器（１３）と、
   前記ローカル信号を受けて逓倍し、その逓倍によって得られた複数の逓倍成分と前記ＶＣＯの出力信号とを周波数混合し、その差成分のうち所定周波数以下の差成分を出力するサンプラ（１２）と、
   前記ローカル信号を、指定された分周比で分周する分周器（２１）と、
   前記分周器の出力信号と前記サンプラの出力信号との位相および周波数を比較する位相周波数比較器（１４）と、
   前記位相周波数比較器の出力信号から、前記分周器の出力信号に前記サンプラの出力信号を同期させるための誤差信号を抽出する低域通過フィルタ（１６）と、
   前記ＶＣＯの出力信号の周波数を粗調するための粗調信号を出力する粗調信号出力回路（１７）と、
   前記誤差信号と前記粗調信号とを加算し、該加算結果を前記制御信号として前記ＶＣＯに与える加算器（１８）と、
   前記ＶＣＯの出力信号の周波数が所望出力周波数ｆ_Ｏの近傍となるように、前記粗調信号発生回路から粗調信号を出力させるとともに、前記サンプラ内の逓倍成分の次数をＫ、前記ローカル信号の周波数をｆ_Ｌ、前記分周器の分周比をＮ、前記低域通過フィルタの帯域の上限をｆ_Ａとして、
   ｆ_Ｌ／Ｎ＞ｆ_Ａ
   ｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ＋１／Ｎ）またはｆ_Ｏ＝ｆ_Ｌ（Ｋ−１／Ｎ）
   を満たす分周比Ｎと周波数ｆ_Ｌとを求め、前記分周器および前記ローカル信号発生器にそれぞれ指定し、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を前記所望出力周波数ｆ_Ｏにロックさせる制御部（２５）とを備えた信号発生装置。

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