JP2006202146A - 直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機、及び直流電圧制御回路 - Google Patents
直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機、及び直流電圧制御回路 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】通常モード、スタンバイモードの両方に対応可能な直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機において、入力電圧の大きな変動に対して、常に一定の出力電圧が得られるよう直流電圧制御回路の安定化を図る。
【解決手段】制御トランジスタQ1のコレクタ側から入力電圧Vinを加え、コレクタ側とベース側との間をバイアス抵抗R1を介して接続し、エミッタ側の出力電圧Voutと基準電圧との差に応じてベース側における電位を調整するオペアンプAを備えた直流電圧制御回路において、入力電圧Vinに応じて、スイッチング用トランジスタQ2、Q3をオン、オフし、バイアス抵抗を等価的に切り換えることにより、バイアス電流Ibを最適化して安定した定電圧出力を得る。
【選択図】図2
【解決手段】制御トランジスタQ1のコレクタ側から入力電圧Vinを加え、コレクタ側とベース側との間をバイアス抵抗R1を介して接続し、エミッタ側の出力電圧Voutと基準電圧との差に応じてベース側における電位を調整するオペアンプAを備えた直流電圧制御回路において、入力電圧Vinに応じて、スイッチング用トランジスタQ2、Q3をオン、オフし、バイアス抵抗を等価的に切り換えることにより、バイアス電流Ibを最適化して安定した定電圧出力を得る。
【選択図】図2
Description
本発明は、直流入力電圧を変換して定電圧を得る直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機、及び直流電圧制御回路に関する。
従来の、テレビジョン受像機、ビデオプロジェクタやパソコン等の電子機器において、
各機器内の電源回路は、交流入力電源から整流して得られる1次の安定化直流電圧回路を持ち、この定電圧電源を基とし、機器内回路の各仕様に合わせて、さらに高い電圧精度をもつ2次の定電圧電源を各種電源制御回路により構成し、機器の安定化を図っている。
各機器内の電源回路は、交流入力電源から整流して得られる1次の安定化直流電圧回路を持ち、この定電圧電源を基とし、機器内回路の各仕様に合わせて、さらに高い電圧精度をもつ2次の定電圧電源を各種電源制御回路により構成し、機器の安定化を図っている。
また、このような電子機器では、機器を使用していないとき、主電源をオフするが、リモコン操作や電源オン時での機器の立上がりを早めるため、又は暗闇でも機器の存在がわかるようにランプを点灯させておく等のために、機器内の電源の一部を常に動作させておく場合が多い。このようなスタンバイモードにおいては、電力消費を節約するため一次の定電圧電源の一部を通常モード時(電子機器の通常動作時)の電圧より、数分の一に低下させてパワーセーブモードとして使用する。しかし、パワーセーブモード時においても、通常モード時と同じ動作の保持が必要な回路(例えば、リモコン受信回路、マイコン、常燈ランプ等)には常に定電圧電源を供給することが必要であり、このような定電圧電源は、一般に1次の定電圧電源を基に得られる2次の定電圧電源から供給されている。そして、このための直流電圧制御回路が従来より各種提案されている。
従来のテレビジョン受像機等に用いられる直流電圧制御回路の例を図4を参照して説明する。一般の電子機器において、入力電圧を出力電圧に変換して定電圧を得る直流電圧制御回路としては、トランジスタを用いたエミッタ・ホロワ型の直流電圧制御回路が広く用いられている。同図は、このエミッタ・ホロワ型の直流電圧制御回路に、オペアンプを利用した高精度の出力電圧が得られる帰還制御方式の直流電圧制御回路の例である。
同図において、直流電圧制御回路は、入力端子Tinに供給される入力電圧Vinを、所定の出力電圧Voutに変換して定電圧を出力端子Toutに出力するが、この所定の出力電圧Voutは、制御トランジスタQ1のベース電圧に基づいて、(出力電圧Vout=ベース電圧Vb−ベースエミッタ間電圧Vbe)として出力される。このベース電圧Vbは、接続されたオペアンプAの出力電圧に等しく定まるものであり、入力電圧Vinを一定であると仮定すると、バイアス抵抗R1には一定のバイアス電流Ibが流れる。
NPN型である制御トランジスタQ1は、コレクタが入力電圧Vinに、エミッタが負荷Lに接続され、ベースにはコレクタからのバイアス抵抗R1が接続されている。バイアス抵抗R1は、一端が入力端子Tinに、他端が制御トランジスタQ1のベースと、オペアンプAの出力側に接続される。負荷Lは、制御トランジスタQ1のエミッタに接続される。この負荷は例えば、ランプやマイクロコンピュータのことである。
オペアンプAは、入力側では、+入力が基準電圧源Eoに接続されて基準の電圧とされ、−入力が、制御トランジスタQ1のエミッタから接地間に直列に接続された抵抗R4と抵抗R5の中間点に接続されて、このー入力にエミッタからの出力電圧Voutを分割した電圧Vd(Vd=Vout×R5÷(R4+R5))が入力される。そして、オペアンプAの電源端子は、制御トランジスタQ1のエミッタに接続され、接地端子は接地される。抵抗R4は、一端が制御トランジスタQ1のエミッタに、他端が抵抗R5とオペアンプAの−極に接続される。抵抗R5は、一端が抵抗R4とオペアンプAの−入力に接続され、他端が接地される。また、オペアンプAの出力端子は、制御トランジスタQ1のベース及びこのベースに接続されるバイアス抵抗R1の一端に接続される。このような接続構成において、オペアンプAは、基準の電圧と出力電圧Voutから分割された電圧Vdとを比較し、制御トランジスタQ1のエミッタ電圧が所定値の一定電圧となるようベース電圧を帰還制御し、バイアス抵抗R1からのバイアス電流Ibの変動や、負荷電流ILの変動を、オペアンプAに流れる電流Iaで吸収し、定電圧電源が得られるようにする。
ここで、バイアス電流Ibがベース電流Ibeとオペアンプ電流Iaとの和(Ib=Ia+Ibe)であることより、オペアンプAには、バイアス電流IbからトランジスタQ1へのベース電流Ibeを差し引いた電流がオペアンプAの電流Iaとして流れる。また、バイアス電流Ibは、入力電圧Vinと、制御の基準電圧で一定となるベース電圧Vbとの差を、バイアス抵抗R1で割った値、Ib=(Vin−Vb)/R1となる。
従って、スタンバイモードなどの時間帯において、節電のため入力電圧Vinが数分の一に低下すると、バイアス電流Ibが数分の一に大きく低下し、Ia、Ibeとも低下して、オペアンプ電流Iaが減り、オペアンプの駆動が不安定になり、制御トランシスタQ1の定電圧動作ができなくなる。このため、バイアス抵抗R1の抵抗値を小さくしてバイアス電流Ibを増加する必要があるが、この場合、スタンバイモード時に合わせてバイアス抵抗R1の抵抗値を、予め小さくしておくと、通常モード(電子機器の通常動作時)への切り換え時において、入力電圧Vinが数倍に上昇するため、逆にバイアス電流Ibが過剰になり、オペアンプAは消費電力損失が増大し、発熱や破壊等を発生する場合がある。
次に、他の従来例として、図5に示すように、直流電圧制御回路にツエナーダイオードを用いた場合について説明する。同図において、ツェナーダイオードZdは、カソード側がバイアス抵抗R1と制御トランジスタQ1のベースとに接続され、アノード側が接地される。負荷Lは、制御トランジスタQ1のエミッタに接続される。この負荷は、例えばランプやマイクロコンピュータのことである。
上記図5の直流電圧制御回路は、図4の従来例におけるオペアンプAが制御トランジスタQ1のベース電圧を一定にする働きを、ツェナーダイオードZdに置き換えた点で上記従来例と異なっている以外は、同様の定電圧制御動作をする。同図における図4の部材と同等の部材には同一符号を付している。
同図において、ベース電圧は、接続されたツェナーダイオードZdのツェナー電圧に等しく定まるものであり、入力端子Tinの入力電圧Vinを一定であると仮定すると、バイアス抵抗R1には一定のバイアス電流Ibが生じることになる。また、ツェナーダイオードZdには、バイアス電流IbからトランジスタQ1のベースへのベース電流Ibeを差し引いた電流がツェナー電流Izとして流れる。このように、バイアス電流Ibが一定となるよう回路が構成されているので、直流電圧制御回路の負荷電流ILが低下した場合には、制御トランジスタQ1の直流増幅率hFEで換算した割合でベース電流Ibeが減少し、この減少分に相当する電流がツェナーダイオードZdへのツェナー電流Izとして増加する。また、入力電圧Vinが変動すると、バイアス電流Ibが変動し、この変動した電流分はツェナー電流Izが吸収し、ツェナーダイオードZdの電圧(ここではベース電圧と同じ)を一定に保って、出力電圧Voutが定電圧制御される。
このように、ツェナーダイオードZdは負荷電流ILの変動や入力電圧Vinの変動に対して、その変動に伴うバイアス電流Ibをツェナー電流Izで吸収することにより、ベース電圧の安定化を図っている。しかしながら、ツェナー電流Izで吸収できる電流範囲は限られているので、特に大きな入力電圧変動に対しては追従できない。
そして、図4のオペアンプAを用いた時と同様に、スタンバイモードなどの時間帯において、節電のため入力電圧Vinが数分の一に低下すると、バイアス電流Ibが数分の一に大きく低下し、ツェナーダイオードZdへのツェナー電流Izが減り、規定の電流値以下にツェナー電流Izが減少すると、ツェナーダイオードZdの定電圧駆動が不安定になり、制御トランシスタQ1による定電圧動作ができなくなる。このため、バイアス抵抗R1の抵抗値を小さくしてバイアス電流Ibを増加する必要があるが、バイアスR1の抵抗値をスタンバイモードに合わせて、予め小さくしておくと、通常モード(電子機器の通常動作時)において、Vinが上昇した場合、逆に、バイアス電流Ibが過剰になり、ツェナー電流Izが流れ過ぎ、ツェナーダイオードZdは消費電力損失が増大し、図4のオペアンプAを用いた場合と同様に発熱や破壊等を発生する場合がある。
従来、このような問題を解決するものとして、エミッタ・ホロワ型の直流電圧制御回路にオペアンプ又はツェナーダイオードを用いた直流電圧制御回路において、ベース、エミッタ間にバイパス出力回路を備えて、スタンバイモード時における負荷電流を吸収して、オペアンプやツェナーダイオードなどの電圧制御素子に流れる不要電流を吸収するものがあるが、カレントミラー回路等複雑な回路構成を必要とすると共に、負荷電流変動には対応できるが、入力電圧変動には対応できないという問題がある(特許文献1参照)。
また、他の従来例として、電源安定化回路において、入力電圧を検出し、入力電圧が過剰な低下を検出した時に、これに対応して電源安定化回路をバイパスする電源安定化回路が提案されているが、入力電圧がそのまま出力されるので、負荷に必要な定電圧源とはならないため、負荷回路に一定した電圧を供給できない問題がある(特許文献2参照)。
さらにまた、他の従来例として、電源安定化回路の負荷が切断された時に、負荷がゼロになったことを検出して電源安定化回路もオフし、電源安定化回路の消費電力を削減するものもあるが、上記と同様に、入力電圧の増減に対して負荷に定電圧を供給できない問題がある(特許文献3参照)。
特開平11−85293号公報
特開平1−270118号公報
特開昭59−106012号公報
本発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、制御トランジスタのベース電圧に基準電圧を加え、コレクタの入力電圧を所定の出力電圧に変換して定電圧をエミッタに出力する直流電圧制御回路において、コレクタとベース間のバイアス抵抗を入力電圧の大きさに応じてスイッチングして切り換えることにより、入力電圧に数倍、数分の一の大きな変動があった場合にも、安定した定電源電圧を供給することが可能な簡単で安定した直流電圧制御回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために請求項1の発明は、直流入力電源に入力端子が接続され、該直流入力電源の電圧を一定の電圧に変換して出力端子より負荷に供給する電圧制御手段を有する直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機において、前記電圧制御手段は、コレクタ側が前記入力端子に接続され、かつ、エミッタ側が前記出力端子にそれぞれ接続された制御トランジスタと、前記制御トランジスタのコレクタ側とベース側との間に介在された第1のバイアス抵抗と、該電圧制御手段の出力端子側における電圧と所定の基準電圧との差に応じて、前記制御トランジスタのベース側における電位を調整するオペアンプ、又は一端が接地されて、他端が前記制御トランジスタのベース側に接続されたツェナーダイオードとを有し、前記直流電圧制御回路は、前記第1のバイアス抵抗と並列に配された第2のバイアス抵抗と、前記第1のバイアス抵抗と並列に配され、前記第2のバイアス抵抗と接続された第1のスイッチング用トランジスタと、前記制御トランジスタのコレクタ側と接続されるコレクタ抵抗と、前記制御トランジスタのコレクタ側を前記コレクタ抵抗を介して接地する第2のスイッチング用トランジスタとをさらに有し、前記第1のスイッチング用トランジスタは、コレクタ側が前記第2のバイアス抵抗を介して前記制御トランジスタのベース側に接続され、かつ、エミッタ側が前記制御トランジスタのコレクタ側に接続されており、前記第2のスイッチング用トランジスタは、該トランジスタのコレクタ側が、前記制御トランジスタのコレクタ側に前記コレクタ抵抗を介して接続されると共に、前記第1のスイッチング用トランジスタのベース側に直接接続されており、かつ、該トランジスタのエミッタ側が接地されており、前記直流入力電源の低電圧時に、前記第2のスイッチング用トランジスタのベース側に制御電圧信号を加え、該第2のスイッチング用トランジスタを導通させることにより、前記第1のスイッチングトランジスタを導通状態にするようにしたものである。
請求項2の発明は、直流入力電源に入力端子が接続され、該直流入力電源の電圧を一定の電圧に変換して出力端子より負荷に供給する電圧制御手段を有する直流電圧制御回路において、前記電圧制御手段は、コレクタ側が前記入力端子に接続され、かつ、エミッタ側が前記出力端子に接続された制御トランジスタと、前記制御トランジスタのコレクタ側とベース側との間に介在されたバイアス手段と、前記ベース側の電圧を制御するベース電圧制御手段とを有し、前記バイアス手段は、前記直流入力電源の電圧の大きさに応じて、前記制御トランジスタのコレクタとベースとの間のバイアス電流の値を変更することができるバイアス電流可変手段を有するものである。
請求項3の発明は、請求項2に記載の直流電圧制御回路において、前記バイアス電流可変手段は、前記制御トランジスタのコレクタとベースとの間のバイアス抵抗の値を変更することができるバイアス抵抗可変手段により構成されるものである。
請求項4の発明は、請求項2又は請求項3に記載の直流電圧制御回路において、前記バイアス抵抗可変手段は、前記直流入力電源の電圧の大きさで制御される電子スイッチ回路を有しており、この電子スイッチ回路を用いてバイアス抵抗を切り換えるものである。
請求項5の発明は、請求項2乃至請求項4のいずれかに記載の直流電圧制御回路において、前記ベース電圧制御手段は、前記電圧制御手段の出力端子側における電圧と所定の基準電圧との差に応じて、前記制御トランジスタのベース側における電位を調整するオペアンプであるものである。
請求項1の発明によれば、テレビジョン受像機において、通常モードとスタンバイモードとの切り換え時に、電圧制御回路の入力電圧の電圧値が数倍又は数分の一と大幅に切り換わった場合においても、電圧制御回路の停止や損傷を生じることなく、安定した定電圧電源をテレビジョン受像機の各回路に供給することができ、安定した、信頼性の高いテレビジョン受像機を得ることができる。
請求項2の発明によれば、常に最適な値のバイアス電流を設定でき、安定した、低消費電力の直流電圧制御回路を得ることができる。
請求項3の発明によれば、バイアス電流の調整が容易になり、安定した、信頼性の高い直流電圧制御回路を得ることができる。
請求項4の発明によれば、通常モード、スタンバイモードの2段階の入力電圧切り換えに対応して、電子スイッチング回路により簡単にバイアス抵抗を切り換え、バイアス電流調整を瞬時に行えるので、安定した直流電圧制御回路を得ることができる。
請求項5の発明によれば、極めて精度の高い基準電圧を得ることができ、安定した、高精度で信頼性の高い直流電圧制御回路を得ることができる。
以下、本発明の一実施形態に係る直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機について図面を参照して説明する。図1は、本実施形態の直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機の回路ブロック構成を示し、図2は上記直流電圧制御回路の回路構成を示す。
図1において、テレビジョン受像機1は、電源部10、映像音声信号処理部20、リモコン処理部30と、アンテナ2、ディスプレイ3、スピーカ4、リモコン送信部5、及びランプ6から構成される。
電源部10は、AC電源からの交流入力電圧を整流して安定化電源とする主安定化直流電源11、この主安定化直流電源11から入力電圧を供給されて、電圧値を変換して定電圧電源を得る定電圧電源A及び定電圧電源Bから構成される。そして、主安定化直流電源11は映像音声信号処理部20に定電圧を供給し、定電圧電源A及び定電圧電源Bはランプ6及びリモコン処理部30に定電圧を供給している。この定電圧電源A、Bはテレビジョン受像機がスタンバイモードの時は、省電力化のため、主安定化直流電源11からの入力直流電圧が数分の一に低下されて供給される。
映像音声信号処理部20は、チューナ21、映像コーダ22、音声デコーダ23、映像出力部24、及び音声出力部25から構成される。チューナ21からの受信テレビジョン信号は、映像コーダ22、音声デコーダ23により映像信号、音声信号にデコードされ、このデコードされた映像信号、音声信号は、映像出力部24、音声出力部25で出力処理されて、ディスプレイ3、スピーカ4に供給される。
リモコン処理部30は、リモコン送信部5からのリモコン信号を受信するリモコン受信部31、マイコンよりなる制御部32、各種データを記憶するメモリ33から構成され、
テレビジョン受像機をリモコン操作する。
テレビジョン受像機をリモコン操作する。
図2は、図1の電源部10の定電圧電源A又はBを形成する直流電圧制御回路の構成を示す。この直流電圧制御回路は、主安定化直流電源11からの入力電圧Vin(直流入力電源)を、入力端子Tinから制御トランジスタQ1(電圧制御手段)のコレクタに加え、ベース電圧を一定電圧に制御することにより、入力電圧Vinを変換して一定の出力電圧Voutを出力端子Toutのエミッタより負荷Lに供給するエミッタ・ホロワ型の電圧制御回路である。ここでは、ベース電圧の定電圧化にオペアンプAを用いている。
同図において、NPN型である制御トランジスタQ1(電圧制御手段)は、コレクタに入力端子Tinを介して、入力電圧Vinが接続され、エミッタに負荷Lが接続されて、ベースにはコレクタに一端が接続されたバイアス抵抗R1(第1のバイアス抵抗)とオペアンプAの出力端子が接続される。第1のスイッチング用トランジスタQ2(第1のスイッチング手段)は、そのコレクタがバイアス抵抗R2を介して制御トランジスタQ1のベースに接続され、そのエミッタは制御トランジスタQ1のコレクタに接続されている。このスイッチング用トランジスタQ2とバイアス抵抗R2(第2のバイアス抵抗)との直列回路はバイアス抵抗R1に並列に接続された形となっている。第2のスイッチング用トランジスタQ3(第2のスイッチング手段)は、コレクタがコレクタ抵抗R3を介して制御トランジスタQ1のコレクタに接続されるとともに、スイッチング用トランジスタQ2のベースに直結されており、エミッタは接地されている。負荷Lは、制御トランジスタQ1のエミッタに接続される。この負荷は例えば、ランプやマイクロコンピュータのことである。
上記構成の直流電圧制御回路によれば、Q1のコレクタの入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換してエミッタの出力端子に定電圧として出力し、この所定の出力電圧Voutは、制御トランジスタQ1のベース電圧Vbに基づいて、(出力電圧Vout=ベース電圧Vb−ベースエミッタ間電圧Vbe)として出力される。このベース電圧Vbは、接続されたオペアンプAの出力電圧に等しく定まるものであり、入力電圧Vinを一定であると仮定すると、バイアス抵抗R1には一定のバイアス電流Ibが生じることになる。
オペアンプAは、入力側では、+入力が基準電圧源Eoに接続されて基準の電圧とされ、−入力が、制御トランジスタQ1のエミッタと接地間に直列に接続した抵抗R4と抵抗R5との中間点に接続されて、このー入力に出力電圧Voutを分割した電圧Vd(Vd=Vout×R5÷(R4+R5))が入力される。そして、オペアンプAの電源端子が制御トランジスタQ1のエミッタに接続され、接地端子が接地される。抵抗R4は、一端が制御トランジスタQ1のエミッタに、他端が抵抗R5とオペアンプAの−極に接続される。抵抗R5は、一端が抵抗R4とオペアンプAの−入力に接続され、他端が接地される。また、オペアンプAの出力端子は、制御トランジスタQ1のベース、及びこのベースに接続されるバイアス抵抗R1の一端に接続される。このように接続されて、オペアンプAは、基準の電圧と出力電圧Voutから分割された電圧Vdとを比較し、制御トランジスタQ1のエミッタ電圧が所定値となるようベース電圧を帰還制御し、バイアス抵抗R1からのバイアス電流Ibの変動をオペアンプAに流れる電流Iaで吸収する。
ここで、制御トランジスタQ1のエミッタの出力電圧Voutが一定とするために、この回路におけるベース電圧Vbは一定であり、バイアス電流Ibがベース電流Ibe(ベースとエミッタ間の電流)とオペアンプ電流Iaとの和(Ib=Ia+Ibe)である。このため、オペアンプAには、バイアス電流IbからトランジスタQ1のベース電流Ibeを差し引いた電流がオペアンプ電流Iaとして流れる。また、バイアス電流Ibは、入力電圧Vinと、制御の基準電圧で一定となるベース電圧Vbとの差をバイアス抵抗R1で割った値、Ib=(Vin−Vb)/RIとなる。
このように、入力電圧Vinが一定の場合は、バイアス電流Ibが一定となり、直流電圧制御回路の負荷電流ILが低下した場合には、制御トランジスタQ1のベース電流Ibe(直流増幅率hFEで換算した割合で決まる)が減少し、この減少分に相当する分だけオペアンプ電流Iaが増加する。これにより、バイアス電流Ibを一定にし、出力電圧Voutを一定にする。また、負荷電流ILが一定の場合において、入力電圧Vinが上昇すると、バイアス電流が増加し、その増加した電流は、オペアンプ電流Iaが増加することにより吸収される。
上記回路構成において、通常モードで動作するようにバイアス抵抗Ibが設定されている状態で、スタンバイモードなどの時間帯に入力電圧Vinが数分の一に低下した場合(例えば、20Vから7V程度)、電子機器に内蔵のマイクロコンピュータ等で制御電圧信号Vcontを発生させ、この制御電圧信号を第2のスイッチング用トランジスタQ3(以下、SW用Trと略す)のベース側に加えて、先ずSW用TrQ3を導通させる。このSW用TrQ3の導通により、そのコレクタ電圧が低下し、このコレクタ電圧の低下により、これに直結されるSW用TrQ2のベース電圧が低下して、SW用TrQ2が導通状態となる。
この導通により、一端が制御トランジスタQ1のベースに接続されているバイアス抵抗R2(第2のバイアス抵抗)は、その他端が制御トランジスタQ1のコレクタ側と接続されるので、バイアス抵抗R2はバイアス抵抗R1と並列に接続されることになる。これにより、抵抗R1と抵抗R2の並列接続抵抗である等価バイアス抵抗Rbは、Rb=R1×R2/(R1+R2)となり、従来のバイアス抵抗R1の値を等価的に小さくすることができる。
従って、制御トランジスタQ1のバイアス電流Ibは、Ib=(Vin―Vb)/Rbの関係より、等価バイアス抵抗Rbの低下により増加する。例えば、抵抗R1とR2が等しい時は、等価バイアス抵抗Rbはバイアス抵抗R1、R2の二分の一に低下するので、バイアス電流Ibを2倍にできる。従って、予め、通常モード時とスタンバイモード時の各入力電圧に対応して、それぞれバイアス抵抗R1とR2を設定しておけば、入力電圧が低下した場合において、等価バイアス抵抗Rbを小さくすることにより、バイアス電流Ibの低下を防ぐことができる。これにより、スタンバイモード時においても、通常モード時と同程度のバイアス電流Ibを流すことが可能となり、オペアンプAも通常モード時と同じようにオペアンプ電流Iaを流すことができ、オペアンプA及び制御トランジスタQ1を正常に動作させることができる。
一方、スタンバイモードの状態で等価バイアス抵抗Ibを設定する場合は、スイッチング用トランジスタQ2,Q3を導通の状態でバイアス抵抗R1、R2の並列抵抗値をスタンバイモード時の入力電圧に対応して設定し、スタンバイモードから通常モードになった場合は、スイッチング用トランジスタQ2,Q3を非導通にして、バイアス抵抗をR1のみとし、バイアス抵抗R1を通常モード時に対応した抵抗値に設定しておくことにより、必要なバイアス電流Ibを流すことができ、同様に、オペアンプA及び制御トランジスタQ1を正常に動作させることができる。
以上のように、本実施形態では、テレビジョン受像機の直流電圧制御回路において、バイアス抵抗のスイッチングによる切り換えにより、通常モードでバイアス抵抗R1を設定し、通常モードからスタンバイモードへの切り換え時に、入力電圧Vinが低下した場合でも、制御トランジスタQ1のバイアス電流Ibを最適にすることができ、安定した定電圧電源の得られる直流電圧制御回路を実現できる。また、スタンバイモードで制御トランジスタのバイアス抵抗を設定し、スタンバイモードから通常モードに切り替わって、入力電圧が上昇した場合でも、制御トランジスタのバイアス電流Ibを最適にすることができるので、バイアス電流IbによるオペアンプAの消費電力損失の増大や、発熱及び破壊等を防ぎ、安定した定電圧電源を得られると共に、電圧制御にオペアンプAを用いているので、ベース電圧の精度を高めることができ、出力電圧精度の高い直流電圧制御回路を実現でき、通常モードとスタンバイモードの何れの場合にも正常な受像状態とスタンバイ状態とを保持することが可能なテレビジョン受像機を提供することができる。
図3は、第2の実施形態の直流電圧制御回路を示す。本実施形態は上記実施形態と基本的に同じ構成であり、上記直流電圧制御回路における制御トランジスタのベース電圧制御機能を、オペアンプの代わりに、ツェナーダイオードZdで実現した点で、上記実施形態と異なる以外は同じである。従って、受像機全体の構成図と説明は省略し、直流電圧制御回路のみについて説明する。以下の説明では、上記実施形態の図2と共通する説明は省略する。同図における図2の部材と同等の部材には同一符号を付している。
同図において、NPN型である制御トランジスタQ1は、そのコレクタが入力電圧Vinに、そのエミッタが負荷Lに接続され、そのベースにはコレクタに一端が接続されたバイアス抵抗R1とツェナーダイオードZdとが接続されており、ツェナーダイオードZdの他端は接地されている。そして、バイアス抵抗R1に並列に、第1のスイッチング用トランジスタQ2(第1のスイッチング手段)と第2のバイアス抵抗R2の直列回路が接続され、第2のスイッチング用トランジスタQ3(第2のスイッチング手段)のコレクタは、コレクタ抵抗R3を介して制御トランジスタQ1のコレクタに接続されると共に、第1のスイッチング用トランジスタQ2のベースに直結され、スイッチング用トランジスタQ3のエミッタは接地されている。
制御トランジスタQ1のベース電圧は、接続されたツェナーダイオードZdのツェナー電圧に等しく定まるものであり、入力電圧Vinを一定であると仮定すると、バイアス抵抗R1には一定のバイアス電流Ibが生じる。また、ツェナーダイオードZdには、バイアス電流Ibから制御トランジスタQ1のベース電流Ibe(ベースとエミッタ間の電流)を差し引いた電流がツェナー電流Izとして流れる。このように、入力電圧Vinが一定の場合は、バイアス電流Ibが一定となり、直流電圧制御回路の負荷電流ILが低下した場合には、制御トランジスタQ1のベース電流Ibe(直流増幅率hFEで換算した割合で決定される)が減少し、この減少分だけツェナーダイオードZdへのツェナー電流Izが増加して、バイアス電流Ibの低下を防ぐ。また、負荷電流ILが一定の場合、入力電圧が上昇すると、バイアス電流Ibが増加し、その増加した電流は、同様にツェナーダイオードZdへのツェナー電流Izの増加により吸収され、ベース電圧の一定化が図られる。このように、ツェナーダイオードZdは負荷電流変動や入力電圧の変動に対して、その変動に伴うバイアス電流Ibの増減をツェナー電流Izの増減で吸収することにより、ベース電圧の安定化を図っている。
スイッチング用トランジスタQ2、Q3の構成は、上記図2と同じであり、第1のスイッチング用トランジスタQ2のバイアス抵抗R2が、制御トランジスタQ1のベースだけではなく、ツェナーダイオードZdのアノード側にも接続されている点で異なるだけであり、その動作も上記実施形態と同様であるので詳細な説明は省略する。
第2の実施形態の構成によれば、上記第1の実施形態での直流電圧制御回路と同様に、スイッチング用トランジスタQ2及びQ3を設けることにより、通常モードとスタンバイモードにおいて、入力電圧が数倍又は数分の一に変動した場合でも、スイッチング用トランジスタQ2及びQ3の切り換え動作により、バイアス抵抗R2の接続を切り換えて、制御トランジスタのバイアス電流Ibを最適にすることができ、過剰バイアス電流Ibによるツェナー電流Izの増大を防ぎ、ツェナーダイオードZdの消費電力損失を押さえ、発熱や破壊等を防ぎ、安定した定電圧を得ることができる。
以上、述べたように、第2の実施形態の直流電圧制御回路によれば、テレビジョン受像機の直流電圧制御回路において、通常モードとスタンバイモードの切り換え時に、入力電圧が数倍又は数分の一に変動した場合でも、バイアス抵抗の電子スイッチングによる切り換えにより、制御トランジスタQ1のバイアス電流Ibを最適にすることができ、ツェナーダイオードZdの消費電力損失の増大による発熱及び破壊等を防ぎ、安定した定電圧電源を得ることが可能な直流電圧制御回路を実現できる。そして、ベース電圧制御にツェナーダイオードZdのみを用いているので、回路構成が簡単で、低コストの安定な直流電圧制御回路を得ることができる。これにより、通常モードとスタンバイモードの何れの場合にも正常な受像状態とスタンバイ状態とを保持することが可能なテレビジョン受像機を提供できる。
なお、以上述べた直流電圧制御回路はテレビ受像機のみならず、各種電子機器における入力電圧の変動する直流電圧制御回路において全て適用できる。
1 テレビジョン受像機
10 電源部
A オペアンプ
Eo 基準電圧
Ia オペアンプ電流
Ib バイアス電流
Ibe ベース電流(ベースーエミッタ間電流)
IL 負荷電流
Iz ツエナー電流
L 負荷
Q1 制御トランジスタ(電圧制御手段)
Q2 スイッチング用トランジスタ(第1のスイッチング手段)
Q3 スイッチング用トランジスタ(第2のスイッチング手段)
R1 バイアス抵抗(第1のバイアス抵抗)
R2 バイアス抵抗(第2のバイアス抵抗)
R3 コレクタ抵抗
Tin 入力端子
Tout 出力端子
Vin 入力電圧(直流入力電源)
Vout 出力電圧
Vcont 制御電圧信号
Zd ツエナーダイオード
10 電源部
A オペアンプ
Eo 基準電圧
Ia オペアンプ電流
Ib バイアス電流
Ibe ベース電流(ベースーエミッタ間電流)
IL 負荷電流
Iz ツエナー電流
L 負荷
Q1 制御トランジスタ(電圧制御手段)
Q2 スイッチング用トランジスタ(第1のスイッチング手段)
Q3 スイッチング用トランジスタ(第2のスイッチング手段)
R1 バイアス抵抗(第1のバイアス抵抗)
R2 バイアス抵抗(第2のバイアス抵抗)
R3 コレクタ抵抗
Tin 入力端子
Tout 出力端子
Vin 入力電圧(直流入力電源)
Vout 出力電圧
Vcont 制御電圧信号
Zd ツエナーダイオード
Claims (5)
- 直流入力電源に入力端子が接続され、該直流入力電源の電圧を一定の電圧に変換して出力端子より負荷に供給する電圧制御手段を有する直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機において、
前記電圧制御手段は、コレクタ側が前記入力端子に接続され、かつ、エミッタ側が前記出力端子にそれぞれ接続された制御トランジスタと、
前記制御トランジスタのコレクタ側とベース側との間に介在された第1のバイアス抵抗と、
該電圧制御手段の出力端子側における電圧と所定の基準電圧との差に応じて、前記制御トランジスタのベース側における電位を調整するオペアンプ、又は一端が接地されて、他端が前記制御トランジスタのベース側に接続されたツェナーダイオードとを有し、
前記直流電圧制御回路は、
前記第1のバイアス抵抗と並列に配された第2のバイアス抵抗と、
前記第1のバイアス抵抗と並列に配され、前記第2のバイアス抵抗と接続された第1のスイッチング用トランジスタと、
前記制御トランジスタのコレクタ側と接続されるコレクタ抵抗と、
前記制御トランジスタのコレクタ側を前記コレクタ抵抗を介して接地する第2のスイッチング用トランジスタとをさらに有し、
前記第1のスイッチング用トランジスタは、コレクタ側が前記第2のバイアス抵抗を介して前記制御トランジスタのベース側に接続され、かつ、エミッタ側が前記制御トランジスタのコレクタ側に接続されており、
前記第2のスイッチング用トランジスタは、該トランジスタのコレクタ側が、前記制御トランジスタのコレクタ側に前記コレクタ抵抗を介して接続されると共に、前記第1のスイッチング用トランジスタのベース側に直接接続されており、かつ、該トランジスタのエミッタ側が接地されており、
前記直流入力電源の低電圧時に、前記第2のスイッチング用トランジスタのベース側に制御電圧信号を加え、該第2のスイッチング用トランジスタを導通させることにより、前記第1のスイッチングトランジスタを導通状態にするようにしたことを特徴とする直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機。 - 直流入力電源に入力端子が接続され、該直流入力電源の電圧を一定の電圧に変換して出力端子より負荷に供給する電圧制御手段を有する直流電圧制御回路において、
前記電圧制御手段は、コレクタ側が前記入力端子に接続され、かつ、エミッタ側が前記出力端子に接続された制御トランジスタと、前記制御トランジスタのコレクタ側とベース側との間に介在されたバイアス手段と、前記ベース側の電圧を制御するベース電圧制御手段とを有し、
前記バイアス手段は、前記直流入力電源の電圧の大きさに応じて、前記制御トランジスタのコレクタとベースとの間のバイアス電流の値を変更することができるバイアス電流可変手段を有することを特徴とする直流電圧制御回路。 - 前記バイアス電流可変手段は、前記制御トランジスタのコレクタとベースとの間のバイアス抵抗の値を変更することができるバイアス抵抗可変手段により構成されることを特徴とする請求項2に記載の直流電圧制御回路。
- 前記バイアス抵抗可変手段は、前記直流入力電源の電圧の大きさで制御される電子スイッチ回路を有しており、この電子スイッチ回路を用いてバイアス抵抗を切り換えることを特徴とする請求項2又は請求項3に記載の直流電圧制御回路。
- 前記ベース電圧制御手段は、前記電圧制御手段の出力端子側における電圧と所定の基準電圧との差に応じて、前記制御トランジスタのベース側における電位を調整するオペアンプであることを特徴とする請求項2乃至請求項4に記載の直流電圧制御回路。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2005014754A JP2006202146A (ja) | 2005-01-21 | 2005-01-21 | 直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機、及び直流電圧制御回路 |
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JP2005014754A JP2006202146A (ja) | 2005-01-21 | 2005-01-21 | 直流電圧制御回路を備えたテレビジョン受像機、及び直流電圧制御回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101001768B1 (ko) | 2008-12-31 | 2010-12-15 | 엘에스산전 주식회사 | 정전압 회로 |
US8013582B2 (en) | 2007-10-10 | 2011-09-06 | Oki Semiconductor Co., Ltd. | Voltage control circuit |
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-
2005
- 2005-01-21 JP JP2005014754A patent/JP2006202146A/ja not_active Withdrawn
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