JP2006191543A - 多重化伝送システム用復号器 - Google Patents

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Abstract

【課題】情報が送信アンテナからMIMOチャンネルを介して送信から受信した信号から復号する方法を示す。
【解決手段】信号は受信アンテナによって受信され、情報は空間、時間及び/又は周波数に亘りシンボル列として符号化される。各送信シンボルは値の1つを有する。復号方法は所定時間に送信アンテナに存在するシンボル値の尤度組み合わせであるシンボル値の所定数の集合を同定し、送信とり得るシンボル毎に、所定アンテナでシンボルの送信に対応する受信情報の確率を同定された組み合わせの1つのシンボル値を送信する他のアンテナに基づいて決定し、出力するステップを有する。後者ステップは他の送信アンテナが尤度組み合わせとして同定される選択組み合わせの1つに従って送信していれば所定送信アンテナで送信されている所定シンボルの確率を決定する。これは全選択組み合わせに対して行われ、結果の確率は共に加算される。
【選択図】図1

Description

本発明は、これだけに限らないが、特に、空間的に多重化されるMIMOシステムにおいて、多重化送信機からの送信を復号化することに関する。
Hiperlan/2やIEEE802.11aなどの現世代のWLAN(無線ローカルエリアネットワーク)標準は、最大54Mビット/秒までのデータ転送速度を提供する。これらの標準のうちHiperlan/2は欧州に端を発し、IEEE802.11aは米国に由来することが認められているが、標準指定の技術の適用は場所によって制限されるものではない。
WLANでは、絶えず、より速いデータ転送速度での伝送が求められている。より速いデータ転送速度は、例えばマルチメディアサービスなどでは、単にデータ伝送帯域幅を増やすことによって達成され得るが、これは非効率的で高くつく。
MIMOシステムは、帯域幅を増やさずにスループットを増大させることができる。スループットは、潜在的には、送信/受信アンテナの数と共に直線的にスケーリング(増加)する。すなわち、例えば、4送信4受信アンテナシステムは、潜在的に、単一送信/受信アンテナシステムの4倍の能力を提供する。
しかしながら、MIMO通信システム用の受信機は複雑である。というのは、単一の受信アンテナがすべてのアンテナからの信号を受信し、結果、この複雑な信号を復号化する際に困難を生じるからである。
典型的なMIMOデータ通信システムにおいて、データソースは送信機のチャネル符号器に(情報ビットまたはシンボルを備える)データを提供する。チャネル符号器は、通常、再帰系統的畳み込み(RSC)符号器や、(インターリーバを含む)より強力な、所謂ターボ符号器などの畳み込み符号器を備える。入力されるよりも多くのビットが出力され、この比率の典型は2分の1または3分の1である。チャネル符号器の後にはチャネルインターリーバ、および、この例では、時空符号器が続く。時空符号器は、入力される1つまたは複数のシンボルを、複数の送信アンテナのそれぞれからの同時送信のための複数のコードシンボルとして符号化する。
時空符号化は、一動作実施形態において、符号化マトリックスによって記述される符号化装置で表され、データに基づいて空間および時間送信ダイバーシチを提供する。符号化装置の後には、送信用の符号化シンボルを提供する変調器が設けられてもよい。更に(または代替として)空間周波数符号化が採用されてもよい。
ゆえに、大まかに言えば、入力シンボルは、空間および時間および/または周波数座標を有するグリッドに分散される。空間周波数符号化が用いられる場合、別々の周波数チャネルがOFDM(直交周波数分割多重化)搬送波上に変調され、一般に、通常はOFDM副搬送波の直交性を破壊し、シンボル間干渉(ISI)を導入するチャネル分散の影響を軽減するために、各送信シンボルにサイクリックプレフィックスが付加される。
符号化送信信号は、MIMOチャネル(例えば、無線電磁伝送など)を介して、時空間(および/または周波数)復号器に複数の入力を提供する受信機の受信アンテナに伝搬する。これは、符号器の影響を除去するタスクを有する。復号器は、受信アンテナからの複数の受信信号を取り込み、これらから、特定の値を有する送信シンボルの確率に関する、いわゆる軟データまたは尤度データをそれぞれの複数の信号ストリーム(ひとつのストリームがひとつの信号アンテナに対応)で構成される出力を再構成する。
このデータは、送信機のチャネルインターリーバの影響を反転させるチャネルデインターリーバに、次いで、畳み込み符号を復号化する、ビタビ(Viterbi)復号器などのチャネル復号器に提供される。通常、チャネル復号器は、SISO(軟入力軟出力)復号器であり、シンボル(またはビット)尤度データを受け取り、硬判定が行われているデータなどではなく、同様な尤度データを出力として提供する。チャネル復号器の出力は、任意の所望のやり方でデータをさらに処理するために、データシンクに提供される。
いくつかの通信システムでは、チャネルインターリーバに対応して、チャネル復号器からの軟出力がチャネルインターリーバに提供され、さらに、チャネルインターリーバが、繰り返し的時空間(および/または周波数)およびチャネル復号化のために、軟(尤度)データを時空復号器に提供する、いわゆるターボまたは繰り返し復号化が用いられる。このような構成では、チャネル復号器は、時空復号器に、例えば、誤り検査ビットを含むすべての送信シンボルに関する情報を提供する。
前述の通信システムでは、チャネル符号化と時空符号化の両方が時間ダイバーシチを提供することが理解される。すなわち、このダイバーシチは、達成できるさらなる信号対雑音比利得の点で収穫逓減の法則(law of diminishing returns)に従う。ゆえに、任意の特定の時空/周波数復号器によって提供される利得を考慮するとき、これらの利得が、チャネル符号化を含むシステムの状況において最も適切に考慮される。
このような通信システムにおける最も複雑なタスクの1つが、時空(または周波数)ブロック符号(STBC)の復号化である。このタスクは復号器によって行われ、受信機において相互に干渉し合う送信シンボルを分離しようとすることが伴う。最適なSTBC復号器は、すべての可能な送信シンボルの網羅的サーチを行う、事後確率(APP)復号器である。このような復号器は、送信アンテナすべてのあらゆる送信シンボル信号点を考慮し、すべての可能な受信信号を計算し、これらを実際の受信信号と比較し、最も近いユークリッド距離を持つものを最尤解として選択する。
しかしながら、考慮すべき組み合わせの数は、少数のアンテナ、16QAM(直交振幅変調)などの変調方式、および比較的短時間の分散を有するチャネルの場合でさえも膨大であり、この手法の複雑さは、データ転送速度と共に指数関数的に増大する。ゆえに、この最適アプローチは、計算上実施するのが困難であり、データ転送速度のわずかな増大が結果として高い計算コストをもたらことになるので、実際のシステムには適さないとみなされ得る。したがって、準最適アプローチが技術的、商業的関心である。
時空ブロック復号化での一般的な選択は、ゼロフォーシングおよび最小平均二乗誤差(MMSE)推定器などの線形推定器、判定帰還型手法(ブロック判定帰還型等化器、垂直BLAST(Bell Labs LAyered Space Time(ベル研究所階層化時空))、スフィア復号器などの限られたサーチを伴う状態空間法である。
マルチユーザシステムに関連する他の背景従来技術は、‘Near-Optimal Multiuser Detection in Synchronous CDMA Using Probabilistic Data Association’, (J Luo, KR Pattipati, PK Willett and F Hasegawa IEEE Communication Letters, Vol. 5, No 9, September 2001) 及び ‘Iterative Receivers for Multiuser Space-Time Coding Systems’ (Ben Lu and Xiaodong Wang, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 18, No 11, November 2000)に記載されている。
APP復号器を使用する最適復号化は、非常に複雑であるが、他方で、前述のこの他の技法は性能がよくない。特に、準最適復号器は、チャネル符号化システムでの性能を著しく低下させ得る、不正確な軟出力情報を提供する傾向がある。
ゆえに、APP手法の複雑さを伴わずに改善された性能を提供する復号化方法を提供することが望ましいはずである。
MIMO検出の別の一般的な方法がスフィア復号器(SD)である。スフィア復号器の動作原理は、"Improved methods for calculating vectors of short lengths in a lattice, including a complexity analysis," (U. Fincke and M. Pohst, Mathematics of Computation, vol. 44, no. 3, pp. 463-471, Apr. 1985)に開示されている。
SDの複雑さは、無線チャネルによって大いに影響され、ゆえに、この技法は、検出プロセスに固定メモリおよび計算処理リソースを割り振る実際の用途には望ましくない。
本発明の第1の態様は、複数の送信アンテナからのMIMOチャネルを介した送信によって受信される信号で搬送された情報を検出する方法であって、前記情報は空間および時間および/または周波数に亘り、シンボルとして符号化され、おのおののシンボルは、あるとり得るシンボル集合のメンバであって、最初に、とり得るシンボル値毎に、そのシンボル値を送信した第1送信アンテナの尤度を、未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する他の全てのアンテナと組み合わせて決定し、少なくとも1つの最尤シンボル値を選択し、格納するステップと、格納済み最尤シンボル値毎に前記第1送信アンテナで送信された前記尤度シンボル値の尤度を、とり得るシンボル値毎に、そのとり得るシンボルを送信した第2送信アンテナと組み合わせて、更に未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する他の送信アンテナと組み合わせて決定し、前記第1アンテナで送信された前記尤度シンボル値と前記第2アンテナで送信された前記とり得るシンボル値の少なくとも1つの組み合わせを選択し、格納するステップと、次いで、任意のさらなる送信アンテナに関連して、シンボル値の記憶尤度組み合わせ毎に以前に考慮された送信アンテナに送信された前記尤度組み合わせの尤度を、とり得るシンボル値毎にそのとり得るシンボル値を送信した他の送信アンテナを組み合わせ、且つ未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信し、以前に考慮された送信アンテナに送信された前記尤度組み合わせと前記他のアンテナで送信される前記とり得るシンボル値との少なくとも1つの尤度組み合わせを選択し、格納する全ての他の送信アンテナと組み合わせて決定するステップとを含み、シンボル値の所定の数の組み合わせを同定するステップと、その組み合わせは所定のフレームにおいて送信アンテナに存在する可能性が実質的に最も高く、組み合わせ、前記同定された組み合わせ毎に、前記送信アンテナが前記シンボルを送信した確率を、前記同定された組み合わせに従ってシンボルを送信する他の送信アンテナと組み合わせて決定し、そして前記確率の和を決定することによって前記とり得るシンボルの1つを送信アンテナが送信した尤度の近似を決定し、これによって前記送信アンテナで送信された前記シンボルの尤度を決定するステップとを有する方法を提供する。
本発明の一実施形態では、未検出のシンボルは確率変数として扱われ、ノミナルシンボル推定値はこれらのシンボルの平均値である。
本発明の第2の態様は、本発明の上記の態様に従って尤度データを求めるステップと、畳み込み符号を生成するために尤度データをデインターリーブするステップとを備える、MIMO送信から受け取られる信号を処理する方法を提供する。
この方法は、さらに、尤度データを生成するためにチャネル符号を復号化するステップも備え得る。
この方法は、さらに、前記結果として生じる尤度情報に基づいてオーディオ出力を生成するステップおよび/または前記結果として生じる尤度データに基づいて視覚出力を生成するステップも備え得る。
本発明の第3の態様は、複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを備える受信機とを備えるMIMOシステムにおいて情報を伝達する方法であって、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、送信アンテナにおいて、空間および時間および/または周波数に従って変調されるシンボルを送信し、次いで、受信機において、本発明の第1の態様の情報を検出する方法に従って情報を復号化することを備える方法を提供する。
本発明の第4の態様は、複数の送信アンテナからのMIMOチャネルを介した送信から複数の受信アンテナで受信される信号に乗り、空間および時間および/または周波数亘って各々が複数の値の1つを有する複数のシンボルの列として符号化される情報を復号する復号器であって、初期動作モードにおいて、とり得るシンボル値毎にそのシンボル値を送信した第1送信アンテナの尤度を、未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する全ての他の送信アンテナと組み合わせて決定し、他の繰り返し動作モードにおいて、記憶尤度シンボル値の1つを送信する既考慮済み送信アンテナまたは場合によってはシンボル値の尤度組み合わせの1つを送信する既考慮済み送信アンテナの尤度を、とり得るシンボル値毎にこのシンボル値を送信する他のアンテナ及び未検出シンボル及び雑音を考慮するノミナル推定値を送信するまだ考慮されていない全ての送信アンテナを組み合わせて決定する尤度決定手段と、前記初期動作モードに対してとり得るシンボル値の値より少ない前記尤度新堀値の選択数または場合によってはとり得るシンボル値の組み合わせを格納する格納手段とを含む、所定フレームにおいて前記送信アンテナで提示される可能性が実質上最も高い、とり得るシンボル値の複数の組み合わせを認識する尤度組み合わせ決定手段と、同定組み合わせ毎に、送信アンテナが前記同定組み合わせに従ってシンボルを送信する他の送信アンテナと共に前記シンボルを送信した確率を決定する確率成分決定手段及び前記確率の合計を決定し、それによって前記送信アンテナで送信された前記シンボルの尤度を決定する確率合計手段とを含み、前記送信アンテナが前記とり得るシンボルの1つを送信した尤度の近似を決定する尤度データ決定手段と、を備える、復号器を提供する。
本発明の第4の態様によれば、本発明の一実施形態は、未検出のシンボルは確率変数として扱われ、ノミナルシンボル推定値はこれらのシンボルの平均値であると規定する。
本発明の第5の態様は、受信シンボルに関連する尤度データを生成する本発明の第4の態様による復号器と、前記復号器への入力を生成するために尤度データをデインターリーブするデインターリーバとを備える、MIMO送信から受け取られる信号を受け取り、処理するように動作するデータ処理装置を提供する。
本発明の第5の態様によれば、装置は、尤度情報を生成するためにチャネル符号を復号化する復号器を含んでもよい。
本発明の第5の態様による装置は、さらに、結果として生じる尤度情報に基づいてオーディオ出力を生成するように動作するオーディオ出力手段、および/または結果として生じる尤度情報に基づいて視覚出力を生成するように動作する視覚出力手段も備えてもよい。
本発明の第6の態様は、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、送信アンテナにおいて、空間および時間および/または周波数に従って変調されるシンボルを送信するように動作する、複数の送信アンテナを有する送信機と、本発明の第4の態様による復号器を備え、情報を復号化するように動作する、複数の受信アンテナを備える受信機とを備えるMIMO通信システムを提供する。
本発明の第7の態様は、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、送信アンテナにおいて、空間および時間および/または周波数に従って変調されるシンボルを送信するように動作する、複数の送信アンテナを有する送信機と、本発明の第5の態様によるデータ処理装置を備え、情報を復号化するように動作する、複数の受信アンテナを備える受信機とを備えるMIMO通信システムを提供する。
本発明は、本発明の方法のいずれかを実行し、かつ/または本発明のいずれかの態様の装置として構成されるように、コンピュータ装置によって実行されるコンピュータプログラムによって構成されるコンピュータ装置によって実施され得ることが理解される。
この場合、コンピュータプログラムは、光または磁気記憶媒体、インターネットによって実施されるダウンロードなどを介して受け取られる信号、スマートカード、フラッシュメモリなどの集積回路記憶手段、ASICなどの特定用途向けハードウェアを使用する構成といった、任意の実際的手段によって導入できる。
次に、本発明の具体的な実施形態を、例としてあげるにすぎないが、添付の図面を参照して説明する。
図1に、送信側装置12および受信側装置14を備えるMIMOデータ通信システム10を示す。送信側装置12は、チャネル符号器18に(情報ビットまたはシンボルを備える)データを提供する、データソース16を備える。チャネル符号器18は、この例では、再帰統計的畳み込み(RSC)符号器などの畳み込み符号器を備える。チャネル符号器18は、符号器から、符号器の入力に提示されるよりも多くのビットが出力されるように動作し、通常、この比率は2分の1または3分の1である。
チャネル符号器は、チャネルインターリーバ20、図示の実施形態では時空符号器22に、符号化ビットを提示する。チャネルインターリーバ20は、これらのビットを、同じアンテナからのデータフレーム中の特定の位置にあるビットの繰り返し送信のせいで誤りが生じないようなやり方で、または、送信された信号の劣化による誤りができるだけ回復できるように隣接するビットが分離されるようなやり方で、シンボルにインターリーブする。
時空符号器22は、1つまたは複数の入力シンボルを、複数の送信アンテナ25を備える送信アンテナアレイ24からの同時送信のための複数のコードシンボルとして符号化する。この図示の例では、3つの送信アンテナが設けられる。一般的に、送信アンテナの数はTで表される。
符号化送信信号は、送信アンテナアレイ24と、対応する受信側装置16の受信アンテナアレイ26の間で定義されるMIMOチャネル28を介して伝搬する。受信アンテナアレイ26は、受信側装置16の時空間(および/または周波数)復号器30に複数の入力を提供する複数Rの受信アンテナ27を備える。この具体的な実施形態では、受信アンテナアレイ26は、3つの受信アンテナ27を備える。
一般的に、Rx≧Txは、単に、1つの操作性条件にすぎない。
時空復号器30は、符号器22の影響を除去するように動作する。具体的な実施形態の受信機14は、送信機12を想定して構成される。時空復号器30の出力は、各送信アンテナ25ごとに1つずつ、それぞれが、特定の値を有する送信シンボルの確率に関するいわゆる軟データまたは尤度データを搬送する、複数の信号ストリームを備える。このデータは、チャネルインターリーバ20の影響を反転させ、時空復号器30によって提供される尤度データに基づいて畳み込み符号を出力するチャネルデインターリーバ32に提供される。
次いで、チャネルデインターリーバ32による畳み込み符号出力がチャネル復号器34に供給される。この例では、チャネル復号器34は、畳み込み符号を復号化するように動作するビタビ復号器である。
チャネル復号器34は、シンボル(またはビット)尤度データを受け取り、出力として、硬判定が行われているデータなどではなく、類似の尤度データを与えるように動作する、SISO(軟入力軟出力)復号器である。チャネル復号器34の出力は、任意の所望のやり方でデータをさらに処理するために、データシンク36に提供される。
チャネル復号器34は、さらに、これの出力を、送信機12のチャネルインターリーバ20と同等の設計の、ゆえに、元のデータが送信機12でインターリーブされたのと同じやり方で復号化受信データをインターリーブする、別のチャネルインターリーバ38に与える。次いで、このインターリーブ受信データは、時空復号化プロセスで使用するための事前データとして、時空復号器30戻される。
次に、時空復号器30の動作を、図面の図2を参照して説明する。時空復号器30の動作は、前述の参照のスフィア復号器に関連付けられる複雑さの平均レベルを使用し、比較的高次の変調方式を使用して変調される信号の復号化を可能にする。
明確にするために、この方法を、T個の送信アンテナ25およびR個の受信アンテナ27を用いる一般的な場合に関して説明する。この一般例の説明から、3つの送信アンテナ25および3つの受信アンテナ27を用いる図示の具体例の動作が理解される。
背景情報として、次に、MIMO通信が動作する方式を、MIMOチャネル28を介してシンボルが転送される方式と共に説明する。
各時間に、T個のシンボルx={x,x,...,xTx}が、送信アンテナアレイ24の送信アンテナ25から送信される。各送信シンボルは、変調アルファベットA={a,a...a}から選択される値を有する。
対応する時間に、受信アンテナアレイ26の受信アンテナ27において、R個のシンボルが受け取られる。これらを、この処理方法の以下の分析および説明では、y={y,y,...,yRx}で表す。
xとyの間の関係は以下の通りである。
Figure 2006191543
式1において、行列のノミナルな要素h(i,j)は、i=1,2,...T、j=1,2,...Rでの、送信側アンテナiと受信側アンテナjの間のチャネル利得である。ベクトルn,...nRxは、σ分散を有する独立のゼロガウス雑音の表現である。
式1は、または以下のベクトルの形でも表され得る。
Figure 2006191543
式中、Hは、h(i,j)をこれの(i,j)番目のエントリとするチャネル行列である。
ゆえに、最初のステップS1‐2において、時空復号器は、当該送信の主要部分に先行する所定のパイロットシーケンスに基づき、MIMOチャネルについて、チャネル行列Hおよび雑音分散σを求める。パイロットシーケンスで送信されるデータは既に知られているので、Hおよびnが求められ、nから雑音分散σが推定され得る。これらの計算に基づいて、受信シンボルyが送信シンボルxにマップされる。
次いで、ステップS1‐4で、受信データのゼロフォーシング推定値、変調で使用されるシンボルアルファベットの統計的尺度、およびMIMOチャネルの逆分散行列を含む、システムの初期情報が求められる。この実施形態に従ってステップS1‐4が実行されるやり方を、図3にさらに詳細に示す。
図3に示すように、この方法は、始めにS2‐2で、雑音分散σおよびチャネル行列Hの決定に基づいて、逆分散行列Λを以下のように計算する。
Figure 2006191543
次いで、ステップS2‐4で、ゼロフォーシング推定値yが以下のように計算される。
Figure 2006191543
ゼロフォーシング推定値は、チャネル行列の逆行列(あるいは、逆行列が計算され得ず、または利用できない場合には、疑似逆行列)を適用し、チャネルの影響を除去した結果として生じる理論量である。ゼロフォーシング推定値は、雑音成分を強調し、当該システムのシンボルアルファベットを考慮に入れない。
次いで、シンボルの選択の変調アルファベットA={a,a...a}に従って2つの定数が計算される。ステップS2‐6で、変調アルファベットの平均値αが以下のように求められ、
Figure 2006191543
ステップS2‐8で、変調アルファベットの分散γが以下のように求められる。
Figure 2006191543
図3に示す方法の完了後、図2に示す方法が続く。ステップS1‐6で、M個の有意なシンボル組み合わせの集合が得られる。このプロセスは、送信アンテナ25で生じるべきシンボル値x={x,x,...,xTx}の最尤の組み合わせを求める。次いで、ステップS1‐8で、これらを使用して、チャネルインターリーバ32に、次いで、チャネル復号器34に軟情報として出力されるシンボル確率が求められる。
Mは任意の所望のレベルに設定され得るパラメータである。すなわち、低い値のMは、本質的に少数のシンボル組み合わせを検出する結果となり、このような小集合から得られる利益は限定される可能性がある。他方、高い値のMは、チャネル復号器34が後で使用するために多数のシンボル組み合わせとなるが、計算量も増大する。
ステップS1‐6で実行されるプロセスを図4にさらに詳細に示す。まず、ステップS3‐2で、第1の送信シンボルxが考慮される。ステップS3‐4で、送信シンボルxのすべての可能な値について、ループが開始される。この送信シンボルは、変調アルファベットA={a,a...a}で定義される値のいずれを取ることもできる。ステップS3‐6で、変調アルファベットAの各値ごとに、シンボルxがこの値である尤度Ψが計算される。この計算は、S3‐8で、変調アルファベットAのすべての値が考慮されるまでループする。
尤度Ψは、他のすべてのアンテナによる送信、およびチャネル雑音の影響をガウス干渉とみなすことによって求められる。一般に、アンテナi、シンボル組み合わせmおよび信号点jについて、当該シンボルが取りうる信号点の所定メンバであるという仮の尤度は以下のように計算される。
Figure 2006191543
式7においては、
Figure 2006191543
である。すなわち、wは、ゼロフォーシング推定値yと、m番目の候補シンボル組み合わせ、j番目の仮の信号点、さらに、変調アルファベットの平均値αに設定されている残りすべての未検出のシンボルとの組み合わせとのとの間の差である。
さらに、Λ−1+Γは、モデル化された干渉の共分散行列である。この共分散行列では、Γは未検出の(まだ検出されていない)シンボルを表す対角行列であり、これの最初のi対角要素はゼロに設定され、残りの対角要素はγ(前述のように、この実施形態で、未検出のシンボルを表すためのガウス干渉の分散)に設定されており、Λ−1は、チャネル雑音に対応する。さらに、P(x=a)は、シンボルiが、現在の仮説と合致して、j番目のコンステレーションポイントであるという事前確率である。
ゆえに、wもΓも、まだ考慮されていない送信アンテナに対するまだ検出されていないシンボルの影響をモデル化するためのガウス干渉推定値の特性を伴う。
さらに、この実施形態の方法は、逆行列を計算するより効率的なやり方も提供する。
Figure 2006191543
第1のアンテナについて、式7は、
Figure 2006191543
すなわち、第1のアンテナは、まだ考慮されていないすべてのアンテナが変調アルファベットの平均値を送信するものと想定されるように考慮されている。
逆行列を生成する任意の適した方法が、この全体的方法の状況におけるとり得る可能な結果を生み出すことが理解される。
このステップの最終結果は、第1のアンテナ上での送信シンボルxの尤度データ集合である。ゆえに、ステップS3‐4からS3‐8は、第1のアンテナでのN個の尤度Ψ(1,1,j)(j=1,2,...N)、すなわち、第1のアンテナが、所与の瞬間において、シンボル信号点のそれぞれのメンバを送信する尤度を生成する。
ステップS3‐10で、これらの尤度のうちM個の最も有意な尤度が選択され、次いで、ステップS3‐12で、後の処理のために、対応する送信シンボル値が格納される。この説明では、第1の送信アンテナ25における送信シンボルxでの最高の尤度を有するこれらM個の選択の送信シンボル値は、{x (1),x (2),...,x (M)}で表される。
次いで、ステップS3‐14で、プロセスが、他のすべてのアンテナについて順に続けられる。これは、アンテナ毎の尤度データの行列となる。即ち、
Figure 2006191543
ステップS3‐16で、プロセスは、行列ΨのMN個のメンバから、最高の尤度を持つM個のシンボル組み合わせを選択することにより、当該アンテナでのM個の有意なシンボル組み合わせの集合求める。これらの新しく選択されるシンボル組み合わせは、{(x (1),...,x (1)),(x (2),...,x (2)),...,(x (M),...,x (M))}の形になり、iは考慮中の現在のアンテナである。
ステップS3‐16で考慮されるシンボル組み合わせは、必然的にすべて、前のアンテナを考慮するときに選択されるシンボル組み合わせを含む。これは、行列Ψを組み立てる際に、前のアンテナを考慮するときに選択されるシンボル組み合わせだけが使用されるからである。第2のアンテナの場合、これは、前述のステップS3‐12で格納される第1のアンテナでのM個の最尤シンボル値{x (1),x (2),...,x (M)}が開始点として使用されることを意味する。これは、当然、第1および第2のアンテナでの最尤シンボル組み合わせは、第1のアンテナがこれらのシンボル値の1つを送信することを伴うものだからである。
ステップS3‐16の目的は、1群のアンテナについてM個のシンボル値組み合わせの集合を求め、これらM個の組み合わせを格納することである。
ステップS3‐18で、プロセスは、すべてのアンテナ25が考慮されるまでステップS3‐14に戻ってループする。次いで、図4に示すプロセスが終了する。したがって、一般的に、最後の送信アンテナ25の考慮後のシンボル組み合わせの集合は、{(x (1),...,xTx (1)),(x (2),...,xTx (2)),...,(x (M),...,xTx (M))}の形になる。3つの送信アンテナ25が設けられている図示の例では、最尤シンボル組み合わせの集合は{(x (1),x (1),x (1)),(x (2),x (2),x (2)),...,(x (M),x (M),x (M))}になる。
次に、ステップS3‐16で実行されるプロセスを、図5に関連して、さらに詳細に説明する。プロセスは、S4‐2で、ステップS3‐16の前の実行で、または前述のステップS3‐4からS3‐12の実行で求められるデータを検索する検索ステップから開始する。それぞれの場合において、検索されるデータは、{(x (1),...,xi−1 (1)),(x (2),...,xi−1 (2)),...,(x (M),...,xi−1 (M))}の形になる。ステップS3‐16の最初の実行の場合、格納されるシンボル集合の集合は、単に、{x (1),x (2),...,x (M)}になる。
次いで、ステップS4‐4で、順に、検索済みデータ{(x (1),...,xi−1 (1)),(x (2),...,xi−1 (2)),...,(x (M),...,xi−1 (M))}中の各シンボル組み合わせごとに実行されるステップのループがセットアップされる。ステップS4‐6で、シンボルアルファベットA中の各シンボル値aごとに実行されるステップのネストされたループが確立される。これらのネストされたループ内で、ステップS4−8が行われる。このステップでは、ステップS4−6で考慮のため選択されるシンボル値を搬送する(図5の処理の遂行に関する)問題におけるアンテナxiの確率が、(ステップS4−4において使用可能集合から選択される)シンボル値の組み合わせに従ってシンボルを送信する以前考慮済みの送信アンテナ{x,...,xi−1}及びこの例ではシンボル値の信号点のメンバの平均として設定されるノミナルなシンボル値を送信する(今だ考慮されていない)残りのアンテナを組み合わせて決定される。これは、上記の式7の使用によって達成される。これは、事実上、チャネル相互の干渉を考慮に入れるために、まだ考慮されていない送信アンテナがガウス雑音を送信していると仮定できる仮設によって可能とされる。
ステップS4‐10およびステップS4‐12で、ネストされたループが完了する。ゆえに、ステップS4‐8は、以前に考慮したアンテナを見つけられ、格納される各シンボル値組み合わせ毎に、且つそのような組み合わせ毎にアルファベットのシンボル値毎に行われる。したがって、これらのループが完了すると、式9に示すような形で、(信号点のN個の利用可能なシンボル値と共に、以前考慮済みアンテナにおけるM個のシンボル組み合わせから)結果のMN個のシンボル組み合わせが存在するであろう。ステップS4‐14で、さらに考慮するために、最高の尤度を持つM個のシンボル組み合わせが選択される。これらのシンボル組み合わせは、{(x (1),...,x (1)),(x (2),...,x (2)),...,(x (M),...,x (M))}として表すことができ、次いで、ステップS4‐6で格納される。
次いで、図5に示すプロセスが終了する。このプロセスは、ステップS3‐14からS3‐18の間に存在するループによって、以前考慮済みアンテナに関連してステップS3‐16においてコールされたプロセスの前繰り返しにおいて格納される組み合わせを考慮して、送信アンテナ毎に行われる。ゆえに、図4に示すプロセスの終わりには、Tx個の送信アンテナ25について、M個のシンボル組み合わせ、すなわち{(x (1),...,xTx (1)),(x (2),...,xTx (2)),...,(x (M),...,xTx (M))}が求められ、格納されている。
図8乃至図12は、送信アンテナに存在するアルファベット中のシンボルのメンバの可能な組み合わせの部分集合を決定する前述の方法を用いた具体例を示している。
図示の例では、MIMOシステムは、Tx=3送信アンテナおよび4つの要素、A={a}を持つ変調アルファベットを有する。これら3つのアンテナ(シンボル)のすべての可能なシンボル組み合わせは、図8の格子として表され得る。図示の格子中の各パスは、可能なシンボル組み合わせを表す。ゆえに、この具体例には、この格子を通る合計4=64の利用可能なパス、すなわち、送信アンテナで送信されるシンボルの64の可能な組み合わせがあることが示されている。
すべての可能なパスの網羅的サーチを実行すると、これらの組み合わせのうちの2つがはるかに高い確率、すなわち、最高の結合事後確率を有することが分かり、これらに対応するシンボル組み合わせは図9に示すように(a)および(a)である。
しかしながら、前述のように、M個の最尤シンボル組み合わせを同定するのに必要とされる複雑さは非常に高い。前述のように、プロセスは、以下の順次手順によってシンボル組み合わせを同定する。
まず、アンテナ2および3の未検出のシンボルを、チャネル雑音と共に、ガウス雑音としてモデル化する。本発明のこの実施形態の方法では、これらのシンボルは、期待値として、変調アルファベットの平均値αで置換される。同様に、雑音共分散は、(Λ−1+Γ)になるように変更される。次いで、xについて可能な4つの異なる値に対応する4つの近似尤度が(式7を使用して)計算される。
引き続き、(式7による)最大の尤度値を持つ2つのパス(aおよびa)が選択され、この他のパスが次の繰り返しから除外される。従ってこの例では、M=2である。図10に、第1のアンテナでの推定を示すこの手順を示す。第2および第3のアンテナに対する未検出のシンボルの影響は、これらの尤度を、未検出シンボルをモデル化するのに使用されるガウス干渉の平均値である期待値αで置換することによって切り離せる。
図10で、点線のパスは、これらは次の繰り返しに繰り越されない、統計上重要でないパスに対応する。対照的に、さらに考慮するのに適するものとして選択されるパスは、実線で示されている。次いで、選択の各パスは、1ステップ先の可能性に従って拡張される。これは、この繰り返しで2×4=8つのパスを計算する必要があることを意味する。最初の選択繰り返しについては、式7により最尤であるとみなされる2つのパス((a)および(a))がさらに考慮するために選択される。図11に、第1および第2のアンテナでの近似を求めるこの手順を示す。この場合、第3のアンテナにおけるシンボルの識別情報は、これの期待値αで置換される。
また、前述の計算および選択は、アンテナ3についても実行され得る。アンテナ3の2つの選択のパスは、2×4=8に拡張され、式7によるこれらに対応する尤度が計算される。次いで、最尤の(すなわち、存在する最高の確率である)2つのパスが選択される。
この準最適手順は、図12に示すように、2つの可能性のきわめて高いシンボル組み合わせの同定を可能にする。次いで、これらのシンボル組み合わせは、次に、ステップS1‐8に示し、図面の図6に関連してさらに詳細に説明する具体的な実施形態に従って一般的に説明する、さらなる決定ステップの基礎として使用され得る。シンボル確率は、時空復号器によってチャネルデインターリーバに、次いで、チャネル復号器に出力され、MIMOチャネル上で受け取られるシンボルの最尤識別情報を求めるのに必要とされる「軟情報」を構成する。
図6のプロセスは、ステップS1‐6で実行されるプロセスで導出される可能性の高いシンボル組み合わせに基づいて各アンテナごとのシンボル確率を計算する第2の繰り返しの形を取る。プロセスは、一連のループ内で実行される操作ステップS5‐8を備える。まず、ステップS5‐8が、ステップS5‐2で定められる、各アンテナごとに実行される。各アンテナごとに、ステップS5‐8は、ステップS5‐4で定められる、シンボル値アルファベットA中の各シンボル値ごとに実行される。各シンボル値ごとに、ステップS5‐8は、ステップS1‐6で定められ、格納される選択のM個のシンボル組み合わせのそれぞれについて実行される。
操作ステップS5‐8は、考慮中のアンテナについて、この他のアンテナが、考慮中のシンボル組み合わせに合致する値を伝送していることに基づいて、このアンテナが考慮中のシンボルを伝送する尤度を計算することを備える。この計算は、以下の形を取る。
Figure 2006191543
しかしながら、今度は、第1の段階の後に、M個の最尤シンボル組み合わせが完全に識別されているので、i番目のアンテナ以外でのすべてのシンボルは、識別済みの最尤組み合わせの1つと合致するものであると仮定できる。
ゆえに、操作ステップS5‐8は、M個の選択のシンボル組み合わせのそれぞれ、および当該アンテナにおけるN個の可能なシンボル値のそれぞれについて実行される。これを定義するループは、ステップS5‐10およびステップS5‐12で完了する。これは、各アンテナごとにMN個の尤度の計算をもたらす。
Figure 2006191543
このシンボル確率は、当該アンテナについてステップS5‐4からS5‐12で計算されるMN個の尤度で正規化することによって決定される。
Figure 2006191543
ステップS5‐16によって、このシンボル確率を求めるステップS5‐4からS5‐14が各送信アンテナ25ごとに実行される。
図8から12の作業例で見出される組み合わせ集合によって前述の第2のステップの実施形態を実行すると、アンテナ2がaを送信した確率が以下のように計算される。
アンテナ2がaを送信したイベントの実際の確率は、アンテナ1および3がA(最尤シンボル組み合わせの集合)からのシンボルのいずれかを送信した確率の和である。
Figure 2006191543
しかし、前述のように、アンテナ1およびアンテナ3からの最尤シンボル組み合わせは、[x=a,x=a]および[x=a,x=a]である。したがって、以下のように近似が行える。
Figure 2006191543
上記の近似は、識別済みの最尤シンボル組み合わせを使用して合計の項目数を8から2に減らす。
図7に、16QAMを使用するフラットフェージングチャネルでの空間多重化MIMOシステムでの、プロバビリティ・データ・アソシエーション(PDA)および最適アルゴリズム(APP)に対するこの実施形態の方法の性能の比較を示す。左側の図は、T=R=4アンテナの場合であり、右側の図はT=R=6アンテナの場合である。ビット誤り率(BER)は10ブロックのシミュレーションから平均されたものであり、各ブロックのサイズは1152ビットである。
本実施形態が、実質上PDA技法のものより高く、一貫して最適性能に近い性能を示すことが認められる。
多くの状況において、無線通信機器は、送信機と受信機が組み合わさった機構を備えるが、この例では、簡単にするために、機器が一方向通信機器として示されていることが理解される。
図示の例で使用される具体的な変調方式は記述していない。というのは、可能なシンボルの数、および(シンボルが区別されるやり方を決定する)シンボル間の関係は、本発明の性能には無関係だからである。しかしながら、前述の実施形態はBPSKまたはQPSKを用い得るが、本発明は、より高次の変調方式にも適用される際、性能の低下または計算の複雑さが少なくなり得ることが理解される。
本発明を、畳み込みチャネル符号器に関連して説明しているが、本発明が、(インターリーバを含む)いわゆるターボ符号器などのより強力な符号器についても実施され得ることが理解される。
本発明を、それぞれ、送信側機能および受信側機能を提供するハードウェアの観点で説明しているが、本発明を実行し、かつ/または提供する装置の一部、または全部は、おそらく、無線通信を確立するためのハードウェアによって適当に構成される、汎用コンピュータの動作を指図するソフトウェアによっても実施され得ることが理解される。
本発明の実装を提供するためのソフトウェアは、本発明を提供する適当な装置にロードされるソフトウェア製品として提供され得る。このソフトウェア製品はデータキャリアを備えることができ、データキャリアには、ディスクやテープなどの磁気記憶装置、コンパクトディスクやDVD形式といった光ディスクなどの光記憶装置、あるいは、インターネットなどを介して信号が向けられる相手の装置と通信する、例えば、リモートでアクセスされる記憶場所からの信号搬送データが含まれ得る。
本発明の具体的な実施形態による、送信機と、時空復号器を有する受信機とを含むMIMO通信システムを示す概略図である。 本発明の具体的な実施形態による、情報を受け取る時空復号器によって実行されるデータ抽出プロセスを示すフローチャートである。 図2に示すプロセスの初期設定プロセスを示すフローチャートである。 図2の復号化プロセスで使用するための有意なシンボル組み合わせの集合を求めるプロセスを示すフローチャートである。 有意なシンボル組み合わせの集合を求めるために図4に示すプロセスによって呼び出されるプロセスを示すフローチャートである。 図2の復号化プロセスで使用するために、図4のプロセスで導出されるシンボル組み合わせからシンボル確率を求めるプロセスを示すフローチャートである。 他の復号化プロセスの例と比較した前述の実施形態の性能の例を表すグラフである。 本発明の前述の実施形態の具体的な作業例について、格子によって、所与の時間フレームにおいて、送信アンテナで送信される可能なシンボル組み合わせを示す図である。 図8に示す格子からの2つの有意なシンボル組み合わせの選択を示す図である。 第1のアンテナの最尤シンボル値の選択に至る、第1のアンテナでの近似プロセスを示す図である。 一緒に考慮される第1および第2のアンテナの最尤のシンボル組み合わせの選択に至る、第1および第2のアンテナにおける値の組み合わせの近似プロセスを示す図である。 図9に示す選択に至る、最尤のシンボル値組み合わせの集合を最終的に求めるプロセスを示す図である。

Claims (23)

  1. 複数の送信アンテナからのMIMOチャネルを介した送信によって受信される信号で搬送された情報を検出する方法であって、前記情報は空間および時間および/または周波数に亘りシンボルとして符号化され、おのおののシンボルは、あるとり得るシンボル集合のメンバであって、
    最初に、とり得るシンボル値毎に、そのシンボル値を送信した第1送信アンテナの尤度を、未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する他の全てのアンテナと組み合わせて決定し、少なくとも1つの最尤シンボル値を選択し、格納するステップと、
    格納済み最尤シンボル値毎に前記第1送信アンテナで送信された前記尤度シンボル値の尤度を、とり得るシンボル値毎に、そのとり得るシンボルを送信した第2送信アンテナと組み合わせて、更に未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する他の送信アンテナと組み合わせて決定し、前記第1アンテナで送信された前記尤度シンボル値と前記第2アンテナで送信された前記とり得るシンボル値の少なくとも1つの組み合わせを選択し、格納する全ての決定するステップと、
    次いで、任意のさらなる送信アンテナに関連して、シンボル値の記憶尤度組み合わせ毎に以前に考慮された送信アンテナに送信された前記尤度組み合わせの尤度を、とり得るシンボル値毎にそのとり得るシンボル値を送信した他の送信アンテナを組み合わせ、且つ未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信し、以前に考慮された送信アンテナに送信された前記尤度組み合わせと前記他のアンテナで送信される前記とり得るシンボル値との少なくとも1つの尤度組み合わせを選択し、格納する全ての他の送信アンテナと組み合わせて決定するステップと、
    を含み、シンボル値の所定の数の組み合わせを同定するステップと、その組み合わせは所定のフレームにおいて送信アンテナに存在する可能性が実質的に最も高く、組み合わせ
    前記同定された組み合わせ毎に、前記送信アンテナが前記シンボルを送信した確率を、前記同定された組み合わせに従ってシンボルを送信する他の送信アンテナと組み合わせて決定し、そして前記確率の和を決定することによって前記とり得るシンボルの1つを送信アンテナが送信した尤度の近似を決定し、これによって前記送信アンテナで送信された前記シンボルの尤度を決定するステップとを有する方法。
  2. 前記ノミナルシンボル推定値は確率変数である、請求項1に記載の方法。
  3. 前記確率変数の平均値がとり得るシンボル集合の平均値である、請求項2に記載の方法。
  4. 前記確率変数の分散が、雑音推定値の分散と前記とり得るシンボル集合の分散の和である、請求項3に記載の方法。
  5. 請求項1乃至4のいずれか1項に記載の尤度データを求めるステップと、前記尤度データをデインターリーブするステップとを備える、MIMO送信から受け取られる信号を処理する方法。
  6. 尤度データを生成するために前記デインターリーブデータを復号化するステップをさらに含む、請求項5に記載の信号を処理する方法。
  7. 前記復号化するステップは、前記デインターリーブデータにチャネル復号化プロセスを適用することを備える、請求項6に記載の信号を処理する方法。
  8. 前記結果尤度情報に基づいてオーディオ出力を生成するステップをさらに備える、請求項6または7に記載の信号を処理する方法。
  9. 前記結果尤度データに基づいて視覚出力を生成するステップを含む、請求項6、7または8のいずれか1項に記載の信号を処理する方法。
  10. 複数の送信アンテナを有する送信機と複数の受信アンテナを備える受信機とを備えるMIMOシステムにおいて情報を伝達する方法であって、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、前記送信アンテナにおいて、空間および時間および/または周波数に従って変調される前記シンボルを送信し、次いで、前記受信機において、請求項1乃至4のいずれか1項に記載の情報を検出する方法に従って前記情報を復号化することを備える方法。
  11. 複数の送信アンテナからのMIMOチャネルを介した送信から複数の受信アンテナで受信される信号に乗り、空間および時間および/または周波数亘って各々が複数の値の1つを有する複数のシンボルの列として符号化されている情報を復号する復号器であって、 初期動作モードにおいて、とり得るシンボル値毎にそのシンボル値を送信した第1送信アンテナの尤度を、未検出のシンボルおよび雑音を考慮するためのノミナル推定値を送信する全ての他の送信アンテナと組み合わせて決定し、他の繰り返し動作モードにおいて、記憶尤度シンボル値の1つを送信する既考慮済み送信アンテナまたは場合によってはシンボル値の尤度組み合わせの1つを送信する既考慮済み送信アンテナの尤度を、とり得るシンボル値毎にこのシンボル値を送信する他のアンテナ及び未検出シンボル及び雑音を考慮するノミナル推定値を送信するまだ考慮されていない全ての送信アンテナを組み合わせて決定する尤度決定手段と、
    前記初期動作モードに対してとり得るシンボル値の値より少ない前記尤度シンボル値の選択数または場合によってはとり得るシンボル値の組み合わせを格納する格納手段と、
    を含む、所定フレームにおいて前記送信アンテナで提示される可能性が実質上最も高い、とり得るシンボル値の複数の組み合わせを同定する尤度組み合わせ決定手段と、
    同定された組み合わせ毎に、送信アンテナが前記同定された組み合わせに従ってシンボルを送信する他の送信アンテナと共に前記シンボルを送信した確率を決定する確率成分決定手段及び前記確率の合計を決定し、それによって前記送信アンテナで送信された前記シンボルの尤度を決定する確率合計手段とを含み、前記送信アンテナが前記とり得るシンボルの1つを送信した尤度の近似を決定する尤度データ決定手段と、
    を備える、復号器。
  12. 前記ノミナルシンボル推定値は確率変数である、請求項11に記載の復号器。
  13. 前記確率変数の平均値は、とり得るシンボル集合の平均値である、請求項12に記載の復号器。
  14. 前記確率変数の分散が、雑音推定値の分散と前記とり得るシンボル集合の分散の和である、請求項13に記載の復号器。
  15. 受信シンボルに関連する尤度データを生成する、請求項11乃至14のいずれか1項に記載の復号器と、前記尤度データをデインターリーブするデインターリーバとを備える、MIMO送信から受け取られる信号を受け取り、処理するように動作するデータ処理装置。
  16. 尤度情報を生成するためにチャネル符号を復号化する復号器をさらに含む、請求項15に記載のデータ処理装置。
  17. 前記結果尤度情報に基づいてオーディオ出力を生成するオーディオ出力手段をさらに備える、請求項16に記載のデータ処理装置。
  18. 前記結果尤度情報に基づいて視覚出力を生成する視覚出力手段を含む、請求項16に記載のデータ処理装置。
  19. 複数の送信アンテナを有し、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、空間および時間および/または周波数に従って変調される前記シンボルを前記送信アンテナで送信する送信機、及び複数の受信アンテナを有し、前記情報を復号し、請求項11乃至14のいずれか1項に従った復号器で構成される受信機とを備えるMIMO通信システム。
  20. 複数の送信アンテナを有し、情報を、それぞれがとり得るシンボル集合のメンバであるシンボルとして符号化し、空間および時間および/または周波数に従って変調される前記シンボルを前記送信アンテナで送信する送信機、及び複数の受信アンテナを有し、前記情報を復号し、請求項15乃至18のいずれか1項に記載に従ったデータ処理装置で構成される受信機とを備えるMIMO通信システム。
  21. 添付図を参照して詳述されているように信号を符号化する方法。
  22. 添付図を参照して詳述されているような復号装置。
  23. 請求項1乃至10のいずれか1項或いは請求項21の方法を行う汎用コンピュータを構成するコンピュータ実行命令を含むコンピュータプログラム。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013516111A (ja) * 2009-12-23 2013-05-09 アルカテル−ルーセント マルチモード信号点配置による通信

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7809020B2 (en) * 2003-10-31 2010-10-05 Cisco Technology, Inc. Start of packet detection for multiple receiver combining and multiple input multiple output radio receivers
US7480234B1 (en) 2003-10-31 2009-01-20 Cisco Technology, Inc. Initial timing estimation in a wireless network receiver
FR2899051A1 (fr) * 2006-03-27 2007-09-28 France Telecom Procede et dispositif de reception d'un signal de donnees compose de blocs de symboles et programme d'ordinateur correspondant.
KR101382894B1 (ko) * 2007-03-12 2014-04-08 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서의 제어정보 전송방법
US8027404B1 (en) * 2008-02-05 2011-09-27 Xilinx, Inc. Limiting candidates for symbol detection in a MIMO communication system
US8401115B2 (en) * 2008-03-11 2013-03-19 Xilinx, Inc. Detector using limited symbol candidate generation for MIMO communication systems
US8040981B2 (en) * 2008-07-10 2011-10-18 Xilinx, Inc. Symbol detection in a MIMO communication system
US8059761B2 (en) * 2008-07-10 2011-11-15 Xilinx, Inc. Detecting in-phase and quadrature-phase amplitudes of MIMO communications
WO2010027136A1 (en) * 2008-09-03 2010-03-11 Lg Electronics Inc. Realy station and method of operating the same
US8279965B2 (en) * 2009-06-30 2012-10-02 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Multiple antenna spatial multiplexing optimal detection
US8204160B2 (en) * 2009-09-28 2012-06-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for generating soft bit values
US8964908B2 (en) 2012-02-15 2015-02-24 Intel Mobile Communications GmbH Receiver circuit and method for detecting data
US8989322B2 (en) * 2012-02-15 2015-03-24 Intel Mobile Communications GmbH Data detection and receiver circuit
US8908743B2 (en) * 2012-09-26 2014-12-09 Intel Mobile Communications GmbH Receiver with multi layer interference cancellation

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003152603A (ja) * 2001-02-20 2003-05-23 Ntt Docomo Inc ターボ受信方法及びその受信機
WO2003049397A2 (en) * 2001-12-03 2003-06-12 Qualcomm Incorporated Iterative detection and decoding for a mimo-ofdm system
JP2004180322A (ja) * 2002-11-28 2004-06-24 Toshiba Corp 信号推定方法および装置
WO2004066575A1 (fr) * 2002-12-20 2004-08-05 France Telecom Recepteur a estimation iterative de canal utilisant une boucle de retour (turbo-estimation)
JP2004343702A (ja) * 2003-02-28 2004-12-02 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv Mimo電気通信システム及びこのシステムにおける送信シンボルの復号方法並びに送信シンボルの復号装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5721754A (en) * 1996-05-21 1998-02-24 Motorola, Inc. Signal quality detector and methods thereof
DE19831320A1 (de) * 1998-07-13 2000-01-27 Ericsson Telefon Ab L M Digitales adaptives Filter und akustischer Echokompensator
GB0307471D0 (en) * 2003-04-01 2003-05-07 Qinetiq Ltd Signal Processing apparatus and method
KR100918717B1 (ko) * 2003-04-21 2009-09-24 삼성전자주식회사 다입다출력 직교주파수분할다중화 이동통신 시스템에서의신호 시퀀스 추정 방법 및 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003152603A (ja) * 2001-02-20 2003-05-23 Ntt Docomo Inc ターボ受信方法及びその受信機
WO2003049397A2 (en) * 2001-12-03 2003-06-12 Qualcomm Incorporated Iterative detection and decoding for a mimo-ofdm system
JP2004180322A (ja) * 2002-11-28 2004-06-24 Toshiba Corp 信号推定方法および装置
WO2004066575A1 (fr) * 2002-12-20 2004-08-05 France Telecom Recepteur a estimation iterative de canal utilisant une boucle de retour (turbo-estimation)
JP2004343702A (ja) * 2003-02-28 2004-12-02 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv Mimo電気通信システム及びこのシステムにおける送信シンボルの復号方法並びに送信シンボルの復号装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013516111A (ja) * 2009-12-23 2013-05-09 アルカテル−ルーセント マルチモード信号点配置による通信

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