JP2006129666A - 多重インバータによるモータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 小負荷領域に限らず広範囲で効率よくインバータ回路の損失を低減することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 異なる特性の高電位側トランジスタ8a,8bと低電位側トランジスタ9a,9bとからなる第一インバータ3と第二インバータ4によりモータMを駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記第一インバータ3と第二インバータ4との切換を、モータMの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする。
【選択図】 図1
【解決手段】 異なる特性の高電位側トランジスタ8a,8bと低電位側トランジスタ9a,9bとからなる第一インバータ3と第二インバータ4によりモータMを駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記第一インバータ3と第二インバータ4との切換を、モータMの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする。
【選択図】 図1
Description
この発明は、三相ブラシレスモータ等のモータの駆動制御を行う多重インバータによるモータ制御装置に関するものである。
従来から、三相ブラシレスモータ等のモータを駆動制御するモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置は、PWM制御などモータを駆動制御するためのインバータ回路を備え、このインバータ回路のスイッチング素子のON・OFF動作(PWM制御等)により駆動電流を制御するものである。このようなモータ制御装置では、1つのモータに同一の三相電機子巻線を2組設け、これらに三相電機子巻線に対応したそれぞれ同一のインバータ回路を個別に接続し、これらの三相電機子巻線に通電する駆動電流を各インバータ回路で個々に制御するものがある。そして、これら2つのインバータ回路のPWMデューティ、又は、平均出力電流の絶対値が小さいいわゆる小負荷運転時においては、1つのインバータ回路で1組の三相電機子巻線に通電し、インバータ回路でのスイッチング損失を低減するようにしている(例えば、特許文献1参照)。
特開2003−174790号公報
しかしながら、上記モータ制御装置においては、インバータ回路のPWMデューティ又は平均出力電流の絶対値が小さい小負荷領域でのみスイッチング損失を低減するに留まり、小負荷領域以外ではインバータ回路の損失を低減することができないという問題がある。
そこで、この発明は、小負荷領域に限らず広範囲で効率よくインバータ回路の損失を低減することができる多重インバータによるモータ制御装置を提供するものである。
上記の課題を解決するために、請求項1に記載した発明は、異なる特性のスイッチング素子(例えば、実施の形態における高電位側トランジスタ8a,8b、低電位側トランジスタ9a,9b)群からなる複数のインバータ回路(例えば、実施の形態における第一インバータ3、第二インバータ4)により単一のモータ(例えば、実施の形態におけるモータM)を駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記複数のインバータ回路の切換を、モータの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする。
このように構成することで、モータの要求運転状態に基づいて、最適な特性のスイッチング素子群からなるインバータ回路を選択することができる。
このように構成することで、モータの要求運転状態に基づいて、最適な特性のスイッチング素子群からなるインバータ回路を選択することができる。
請求項2に記載した発明は、前記モータの要求運転状態の切替えが、モータトルク、モータ回転数及び予め決められたモータの制御領域に基づいて行われることを特徴とする。
このように構成することで、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域毎に最適なスイッチング素子群を用いて駆動制御することができる。
このように構成することで、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域毎に最適なスイッチング素子群を用いて駆動制御することができる。
請求項3に記載した発明は、前記モータの制御領域がモータの直交領域(例えば、実施の形態における直交領域13)を含むことを特徴とする。
このように構成することで、スイッチング損失が増加する直交領域で、スイッチング損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
このように構成することで、スイッチング損失が増加する直交領域で、スイッチング損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
請求項4に記載した発明は、異なる特性のスイッチング素子群の導通損失とスイッチング損失との特性が前記スイッチング素子群毎にそれぞれ異なることを特徴とする。
このように構成することで、導通損失が大きくなる例えば、弱め界磁領域で、導通損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
このように構成することで、導通損失が大きくなる例えば、弱め界磁領域で、導通損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができる。
請求項5に記載した発明は、前記複数のインバータ回路は、第一インバータと第二インバータとで構成され、モータトルクが第一のトルク(例えば、実施の形態における上限トルクT1、トルク値Tinv)以下であり、且つ、モータ回転数が第一の回転数(例えば、実施の形態における回転数b)以下の直交領域内である場合に第一インバータだけで前記モータを駆動し、モータトルクが第一のトルクより大きい場合には前記第一インバータと第二インバータとの両者で前記モータを駆動することを特徴とする。
このように構成することで、スイッチング損失の大きい領域において第一のインバータでスイッチング損失の小さいスイッチング素子群を選択してスイッチング損失を低減することができると共に、前記モータトルクが前記直交領域内の第一のトルクを超えて、第一のインバータのみでモータに十分なトルクが発生できなくなる時にだけ第一インバータと第二インバータとでモータを駆動することができる。
このように構成することで、スイッチング損失の大きい領域において第一のインバータでスイッチング損失の小さいスイッチング素子群を選択してスイッチング損失を低減することができると共に、前記モータトルクが前記直交領域内の第一のトルクを超えて、第一のインバータのみでモータに十分なトルクが発生できなくなる時にだけ第一インバータと第二インバータとでモータを駆動することができる。
請求項6に記載した発明は、前記複数のインバータ回路は、前記モータトルクが第二のトルク(例えば、実施の形態における、トルク値Tinv、上限トルクT2)以下で、且つ、前記モータが直交領域外の場合には、前記第二のインバータだけで前記モータを駆動することを特徴とする。
このように構成することで、モータ回転数が高く導通損失が大きい直交領域外で駆動する第二のインバータに導通損失の小さいスイッチング素子群を用いて導通損失を低減させることができる。
このように構成することで、モータ回転数が高く導通損失が大きい直交領域外で駆動する第二のインバータに導通損失の小さいスイッチング素子群を用いて導通損失を低減させることができる。
請求項1に記載した発明によれば、モータの要求運転状態に基づいて、最適な特性のスイッチング素子群からなるインバータ回路を選択することができるため、前記インバータによる損失を低減することができる効果がある。
請求項2に記載した発明によれば、請求項1の効果に加え、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域毎に最適なスイッチング素子群を用いて駆動制御することができるため、インバータの損失を低減することができる効果がある。
請求項3に記載した発明によれば、上述の効果に加え、スイッチング損失が増加する直交領域で、スイッチング損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができるため、モータを効率よく駆動することが可能となる効果がある。
請求項4に記載した発明は、上述の効果に加え、導通損失が大きくなる例えば、弱め界磁領域で、導通損失の小さいスイッチング素子群を用いてインバータの損失を低減することができるため、モータの駆動制御をさらに効率よく行うことができる効果がある。
請求項5に記載した発明によれば、上述の効果に加え、スイッチング損失の大きい領域において第一のインバータでスイッチング損失の小さいスイッチング素子群を選択してスイッチング損失を低減することができると共に、前記モータトルクが前記直交領域内の第一のトルクを超えて、第一のインバータのみでモータに十分なトルクが発生できなくなる時にだけ第一インバータと第二インバータとでモータを駆動することができるため、直交領域内で効率よくモータの駆動制御を行うことができる効果がある。
請求項6に記載した発明によれば、上述の効果に加え、モータ回転数が高く導通損失が大きい直交領域外で駆動する第二のインバータに導通損失の小さいスイッチング素子群を用いて導通損失を低減させることができるため、さらに、効率よくモータの駆動制御を行うことができる効果がある。
次に、この発明の第一の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1はモータ制御ユニットのシステム構成を示したものである。同図において、1は三相ブラシレスタイプのモータMをPWM(Pulse Width Modulation)制御によって制御するモータ制御ユニットを示している。このモータ制御ユニット1は、直流電源であるバッテリ2から電力が供給される第一インバータ(インバータ回路)3と第二インバータ(インバータ回路)4とを備え、モータMに設けられた2組の三相電機子巻線5に駆動電流の通電を行うものである。前記第一インバータ3と第二インバータ4とは、前記バッテリ2に対してそれぞれ並列に接続されており、平滑コンデンサ6を共有している。この平滑コンデンサ6によって前記バッテリ2の電圧(以下、バッテリ電圧と呼ぶ)が平滑化され、このバッテリ電圧に重畳するノイズが除去されることとなる。
図1はモータ制御ユニットのシステム構成を示したものである。同図において、1は三相ブラシレスタイプのモータMをPWM(Pulse Width Modulation)制御によって制御するモータ制御ユニットを示している。このモータ制御ユニット1は、直流電源であるバッテリ2から電力が供給される第一インバータ(インバータ回路)3と第二インバータ(インバータ回路)4とを備え、モータMに設けられた2組の三相電機子巻線5に駆動電流の通電を行うものである。前記第一インバータ3と第二インバータ4とは、前記バッテリ2に対してそれぞれ並列に接続されており、平滑コンデンサ6を共有している。この平滑コンデンサ6によって前記バッテリ2の電圧(以下、バッテリ電圧と呼ぶ)が平滑化され、このバッテリ電圧に重畳するノイズが除去されることとなる。
前記第一インバータ3と第二インバータ4とは、それぞれ前記モータMの三相電機子巻線5の各相に対応したアーム7a、アーム7bで構成されている。このアーム7a,7bは、前記バッテリ2のプラス端子に接続された高電位側トランジスタ(スイッチング素子)8a,8bと、バッテリ2のマイナス端子に接続された低電位側トランジスタ(スイッチング素子)9a,9bと、これら高電位側トランジスタ8a,8b、低電位側トランジスタ9a,9bにそれぞれ接続されたダイオード10とで構成されている。そして、前記高電位側トランジスタ8aと低電位側トランジスタ9a、高電位側トランジスタ8bと低電位側トランジスタ9bとはバッテリ2に対して直列に接続されている。ここで、前記ダイオード10は高電位側トランジスタ8a,8bと低電位側トランジスタ9a,9bとのコレクタ−エミッタ間にエミッタからコレクタに向け順方向となるように接続されている。尚、スイッチング素子は前記高電位側トランジスタ8a,8b、低電位側トランジスタ9a,9bに限られるものではなく、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やFET(Field Effect Transistor)等を用いても良い。
前記第一インバータ3の各アーム7aには、高電位側トランジスタ8aと低電位側トランジスタ9bとの間から分岐して前述したモータMのU,V,W相の三相電機子巻線5U,5V,5Wが接続されている。同様に、第二インバータ4の各アーム7bには、高電位側トランジスタ8bと低電位側トランジスタ9bとの間から分岐してモータMのR,S,T相の電機子巻線5R,5S,5Tが接続されている。
そして、前記第一インバータ3と第二インバータ4とには、ゲート制御回路11が接続されている。このゲート制御回路11は、前記高電位側トランジスタ8a,8bと低電位側トランジスタ9a,9bとに向けてゲート信号を出力しこれらのPWMデューティを制御するものである。前記ゲート制御回路11には駆動指令回路(ECU)12が接続され、この駆動指令回路12からの制御信号に基づいて前記第一インバータ3と第二インバータ4とを制御している。この駆動指令回路12は、モータトルクセンサS1、モータ回転数センサS2又は他のセンサ類からの検出信号に基づいて図3に示す効率マップを検索して各第一インバータ3と第二インバータ4とのPWMデューティを求めている。尚、前記駆動指令回路12とゲート制御回路11とを一体的に構成しても良い。
図2は縦軸を損失、横軸を各種スイッチング素子とした場合の各種スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失との関係を示したグラフである。同図に示すように、スイッチング素子のスイッチング損失を右肩上がりの曲線とすると、このスイッチング損失と左右対称となるように導通損失は左肩上がりの曲線となる。つまり、前記第一インバータを構成する高電位側トランジスタ8aと低電位側トランジスタ9a(図2中、左側の破線で示す)とでは、スイッチング損失は小さいが導通損失が大きくなり、第二インバータ4の高電位側トランジスタ8aと低電位側トランジスタ9b(図2中、右側のは線で示す)では、導通損失は小さいがスイッチング損失が大きくなる。尚、図示都合上、図2では高電位側トランジスタ8a,8bと低電位側トランジスタ9a,9bとをスイッチング素子としている(以下、図4も同様)。
図3は、縦軸をトルク、横軸を回転数とした場合の第一、第二インバータ3,4によるモータの制御領域を示したマップである。同図に示すように、前記制御領域は直交領域13と弱め界磁領域14とで構成されている。ここで、前記直交領域13は、モータMの回転速度(ω)が増加して、前記モータMの端子電圧が上昇していく過程での制御領域である。尚、前記回転数a,bはモータMの特性によって決定するものである。
一方、前記弱め界磁領域14は、モータMの端子電圧が回転による逆起電力が上昇して電圧制限に達した後、電流位相を制御する制御領域である。この直交領域13では、バッテリ電圧よりもモータMの誘起電圧が低い状態であるため、PWMデューティが低くなるようにスイッチングが頻繁に行われる。そして、弱め界磁領域14では、PWMデューティが高くなるようにスイッチングの頻度を低減しつつ弱め界磁制御を行っているため、通電電流が大きくスイッチング頻度が低くなる。
ところで、第一、第二インバータ3,4の個々の電流容量の最大値に対応したトルク値(第一のトルク、第二のトルク)Tinvよりも低トルク領域には、前記直交領域13と弱め界磁領域14に渡って第一インバータ駆動領域(図3中、(1)の領域)と第二インバータ駆動領域(図3中、(2)の領域)とが各々設定されている。前記直交領域13ではスイッチング損失の小さい第一インバータ3、弱め界磁領域14では導通損失の小さい第二インバータ4を用いて前記モータMを駆動するように設定されている。そして、前記第一、第二インバータ駆動領域よりもトルク値が大きい領域では第一インバータ3又は第二インバータ4の何れか一方のインバータだけでは要求トルクを得ることができないため、直交領域13、弱め界磁領域14の各々の領域に第一インバータ3と第二インバータ4との両者で前記モータMを駆動する全インバータ駆動領域(図3中、(1)+(2))を設定している。
したがって、上述した第一の実施の形態によれば、モータMの要求運転状態に基づいて、第一インバータ3と第二インバータ4とによるモータの制御領域内で損失が低いインバータを用いることができるため、前記インバータによる損失を低減することができる。
また、スイッチング損失の大きくなる直交領域13で、スイッチング損失の小さい第一インバータ3を用いて損失を低減することができるため、モータMを効率よく駆動制御することが可能となる。さらに、導通損失が大きくなる弱め界磁領域14で、導通損失の小さい第二インバータ4を用いて損失を低減することができるため、モータMの駆動制御をさらに効率よく行うことができる。
そして、前記モータMのトルクが前記直交領域13内のトルク値Tinvを超え第一インバータ3のみでモータMを駆動することができなくなる時にだけ第一インバータ3と第二インバータ4との両者でモータMを駆動することができるため、損失を最低限に抑制しつつ最適なモータMの駆動制御を行うことができる。
次に、第二の実施の形態を前述した第一の実施の形態の図1を援用して図4、図5に基づいて説明する。この第二の実施の形態は、前述した第一の実施の形態の第一インバータ3の特性を変化させたものであるため、同一部分に同一符号を付して説明する。
図4は、前述した図2と同様に、縦軸を損失、横軸を各種スイッチング素子とした場合のスイッチング素子の導通損失とスイッチング損失との関係を示したグラフである。同図に示すように、スイッチング素子のスイッチング損失を右肩上がりの曲線とすると、導通損失はこのスイッチング損失と左右対象となるように左肩上がりの曲線になる。
図4は、前述した図2と同様に、縦軸を損失、横軸を各種スイッチング素子とした場合のスイッチング素子の導通損失とスイッチング損失との関係を示したグラフである。同図に示すように、スイッチング素子のスイッチング損失を右肩上がりの曲線とすると、導通損失はこのスイッチング損失と左右対象となるように左肩上がりの曲線になる。
そして、第一インバータ3は前記各スイッチング損失の曲線と導通損失の曲線とが交わる中点位置Pの特性を有した高電位側トランジスタ8a、低電位側トランジスタ9aによって構成されている。一方、第二インバータ4を構成する高電位側トランジスタ8b、低電位側トランジスタ9bは、前述した第一の実施の形態と同様に、導通損失が大きくスイッチング損失が小さいものである。前記第一インバータ3は高電位側トランジスタ8a、低電位側トランジスタ9aのスイッチング損失と導通損失とが中点位置Pに設定されているため、スイッチング損失と導通損失の和である全損失が第二インバータと比較して小さいものとなっている。
図5は、縦軸をトルク、横軸を回転数とした場合の各第一、第二インバータ3,4によるモータの制御領域を示したマップである。同図に示すように、前記制御領域は、直交領域13と弱め界磁領域14とで構成されており、前述した第一の実施の形態と同様な構成となっている。前記直交領域13ではモータMのトルクがモータMに通電する電流値によって決定されるため、この電流値が増加することで前記トルクも増加することとなる。
また、前記直交領域13と弱め界磁領域14では、第一インバータ3を駆動する第一インバータ駆動領域(図5中、(1)の領域)と第二インバータ4を駆動する第二インバータ駆動領域(図5中、(2)の領域)とが各々設定されている。ここで、前記弱め界磁領域14は、このトルクの上限値である上限トルク(第二のトルク)T2が前記第二インバータ14の電流容量に基づいて設定されており、前記モータMは前述した第一の実施の形態と同様に、導通損失の小さい第二インバータ14を用いて駆動するように設定されている。
一方、前記直交領域13の第一インバータ駆動領域では、前記第二インバータ駆動領域よりも上限トルク(第一のトルク)T1が高く設定されている。これは、前記第一インバータ3が前述した全損失の小さい高電位側トランジスタ8aと低電位側トランジスタ9aとを用いているためであり、これにより、前記第一インバータ3の電流容量の最大値が増加して、この分、第一インバータ駆動領域(図5中、(1)の領域で示す)の上限トルクを増加させることができる。ここで、前記直交領域13、弱め界磁領域14の前記第一、第二インバータ駆動領域の各上限トルクT1,T2よりもトルクが大きい領域では第一インバータ3と第二インバータ4とを用いてモータMを駆動する領域(図5中、(1)+(2))が設定されている。
したがって、上述の第二の実施の形態によれば、第一の実施の形態の第一インバータ駆動領域よりも、上限トルクT2と上限トルクT1との間に形成される領域分だけ、第一インバータ3のみで駆動する領域を広げることができるため、第一、第二インバータ3,4両者で駆動する場合よりもスイッチング損失を半分以下にすることができ、とりわけ、第一インバータ駆動領域において上限トルクT2と上限トルクT1とで形成される領域を頻繁に使用する場合などには大幅にスイッチング損失を低減でき有利となる。
尚、この発明は上述した各実施の形態に限られるものではなく、第一インバータと第二インバータとで用いるスイッチング素子の特性は、モータの特性に対応させて適宜選択しても良い。
また、上記実施の形態ではインバータと三相電機子巻線とを2組設けてある場合について説明したが、3組以上であってもよい。この場合、前記モータの制御領域を細分化して要求運転状態毎にインバータを切替えることにより、インバータの損失低減量をさらに最適化することができる。さらに、本願発明のモータ制御装置は様々な分野に用いられるモータに適用可能であるが、とりわけ、モータ回転数の変動する頻度が高い、例えば、ハイブリッド車や電気自動車等の車両においては、使用回転域が広がることで商品性を向上できると共に、モータの運転効率が向上することで航続距離を伸ばすことができる点で有利となる。
また、上記実施の形態ではインバータと三相電機子巻線とを2組設けてある場合について説明したが、3組以上であってもよい。この場合、前記モータの制御領域を細分化して要求運転状態毎にインバータを切替えることにより、インバータの損失低減量をさらに最適化することができる。さらに、本願発明のモータ制御装置は様々な分野に用いられるモータに適用可能であるが、とりわけ、モータ回転数の変動する頻度が高い、例えば、ハイブリッド車や電気自動車等の車両においては、使用回転域が広がることで商品性を向上できると共に、モータの運転効率が向上することで航続距離を伸ばすことができる点で有利となる。
3 第一インバータ(インバータ回路)
4 第二インバータ(インバータ回路)
8a,8b 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
9a,9b 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
13 直交領域
M モータ
T1 上限トルク(第一のトルク)
T2 上限トルク(第二のトルク)
Tinv トルク値(第一のトルク、第二のトルク)
b 回転数
4 第二インバータ(インバータ回路)
8a,8b 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
9a,9b 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
13 直交領域
M モータ
T1 上限トルク(第一のトルク)
T2 上限トルク(第二のトルク)
Tinv トルク値(第一のトルク、第二のトルク)
b 回転数
Claims (6)
- 異なる特性のスイッチング素子群からなる複数のインバータ回路により単一のモータを駆動又は回生する多重インバータによるモータ制御装置であって、前記複数のインバータ回路の切換を、モータの要求運転状態に基づいて制御することを特徴とする多重インバータによるモータ制御装置。
- 前記モータの要求運転状態の切替えは、モータトルクとモータ回転数とによって予め決められたモータの制御領域に基づいて行われることを特徴とする請求項1に記載の多重インバータのモータ制御装置。
- 前記モータの制御領域はモータの直交領域を含むことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の多重インバータのモータ制御装置。
- 前記異なる特性のスイッチング素子群は、スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失がスイッチング素子群毎にそれぞれ異なることを特徴とする請求項1〜請求項3に記載の多重インバータのモータ制御装置。
- 前記複数のインバータ回路は、第一インバータと第二インバータとで構成され、モータトルクが第一のトルク以下であり、且つ、モータ回転数が第一の回転数以下の直交領域内である場合に第一インバータだけで前記モータを駆動し、モータトルクが第一のトルクより大きい場合には前記第一インバータと第二インバータとの両者で前記モータを駆動することを特徴とする請求項1〜請求項3に記載の多重インバータのモータ制御装置。
- 前記複数のインバータ回路は、前記モータトルクが第二のトルク以下で、且つ、前記モータが直交領域外の場合には、前記第二インバータだけで前記モータを駆動することを特徴とする請求項5に記載の多重インバータのモータ制御装置。
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080108 |