JP2006091757A - 画像形成装置及び圧電トランス式高圧電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 画像形成装置に用いる圧電トランス式高圧電源装置の、出力の立ち上り、立ち下り特性を向上させ、共振周波数を越えないようにすることのできる回路構成を提供する。
【解決手段】 圧電トランス、圧電トランス駆動周波数の発生手段、出力電圧設定手段、出力検出手段、及び出力検出手段からの信号ならびに出力電圧設定手段からの制御信号により出力電圧を制御する出力制御手段から成り、前記出力電圧設定手段の設定値に従って圧電トランス駆動周波数を制御可能な構成であって、前記出力制御手段の入力段に少なくとも１つ以上の抵抗をさらに設け、その内少なくとも１つ以上に、整流素子を並列に接続する構成とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電子写真プロセスを用いた画像形成装置に関し、特には画像形成装置に用いる圧電トランス式高圧電源装置に関するものである。

従来から知られている電子写真方式の画像形成装置において、感光体に転写部材を当接させて転写を行う直接転写方式を採る場合、転写部材には導電体の軸を持つローラ状の導電性ゴムを用い、感光体のプロセススピードに合わせ回転駆動させている。そして、転写部材に印加する電圧として、直流バイアス電圧を用いている。この時、直流バイアス電圧の極性は、通常のコロナ放電式の転写電圧と同じ極性である。

しかし、こうした転写ローラを用いて良好な転写を行うためには、通常３ｋＶ以上の電圧（所要電流は数μＡ）を転写ローラに印加する必要があった。上述したような画像形成処理に必要とされる高電圧を生成するために、従来は巻線式の電磁トランスを使用していた。しかし、電磁トランスは、銅線，ボビン，磁芯で構成されており、上記のような仕様の画像形成装置に用いる場合は、出力電流値が数μＡという微小な電流のために、各部に於いて漏れ電流を最大限少なくしなければならなかった。そのため、トランスの巻線を絶縁物によりモールドする必要が有り、しかも供給電力に比較して大きなトランスを必要としたため、高圧電源装置の小型化・軽量化の妨げとなっていた。

そこで、これらの欠点を補うために、薄型で軽量の高出力の圧電トランスを用いて高電圧を発生させることが検討されている。すなわち、セラミックを素材とした圧電トランスを用いることにより、電磁トランス以上の効率で高電圧を生成する事が可能となり、しかも、一次側および二次側間の結合に関係なく一次側と二次側の電極間の距離を離す事が可能となるので特別に絶縁の為にモールド加工する必要がないため、高圧発生装置を小型・軽量にできるという優れた特性が得られている。

ここで、圧電トランス式高圧電源の従来例を、図１３を用いて説明する。
ここに示す回路は高圧電源であり、１０１は高圧電源の圧電トランス（圧電セラミックトランス）である。圧電トランス１０１の出力はダイオード１０２、１０３及び高圧コンデンサ１０４によって正電圧に整流平滑され負荷である転写ローラ（不図示）に供給される。出力電圧は抵抗１０５、１０６、１０７によって分圧され、保護用抵抗１０８を介してオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）に入力される。他方オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）には抵抗１１４を介してＤＣコントローラ２０１からアナログ信号である高圧電源の制御信号（Ｖｃｏｎｔ）が入力される。

オペアンプ１０９と抵抗１１４とコンデンサ１１３を図１３のように構成することにより、積分回路として機能しており、抵抗１１４とコンデンサ１１３の部品定数によって決まる積分時定数で鈍った制御信号Ｖｃｏｎｔがオペアンプ１０９に入力される。オペアンプ１０９の出力端子は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０に接続され、その出力端子がインダクタ１１２に接続されたトランジスタ１１１を駆動することで、圧電トランス１０１の一次側に電源を供給する。

また、一般に圧電トランスの特性は、図３に示すような共振周波数ｆ０において出力電圧が最大となるような裾広がりな形状をしており、周波数による出力電圧の制御が可能である。圧電トランスの出力電圧を増加させる場合は、この圧電トランスの駆動周波数を高い方から低い方へ変化させることで可能となる。

特開平１１−２０６１１３号公報

上記従来例では、制御信号（Ｖｃｏｎｔ）に直列に接続し、オペアンプ１０９とコンデンサ１１３とで積分回路を形成する直列抵抗（１１４）を１つしか用いていないため、オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の信号波形は、制御量ΔＶｃｏｎｔが等しい場合は立ち上り、立ち下りともに同じ時定数をもつことになる。また、一般に圧電トランスの特性が図３に示すような共振周波数ｆ０を中心とした裾広がりな形状をしているので、出力電圧の立ち上り、立ち下り時間は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の周波数変化量Δｆで制御することが可能である。

ここで、最小電圧を０Ｖ、最大電圧を３ｋＶとしたときに、高圧出力制御において０Ｖから３ｋＶまで立ち上げる場合は珍しく、例えば０Ｖから３００Ｖまで立ち上げる場合、１ｋＶから２ｋＶまで立ち上げる場合など、様々な電圧領域での制御が行われる。従って、様々な制御領域で常に速い立上げ、立下げを行えることが理想的な高圧電源に求められている。しかし、上記従来の高圧電源の構成を用いた場合は、下記に示すような問題が残る。

例えば、周波数変化量Δｆを大きくして出力電圧の立ち上りを速くする為に直列抵抗定数（抵抗値）を小さくすると、積分時定数が小さくなり電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の動作も速くなる。このとき、制御領域が共振周波数ｆ０よりも十分高い周波数領域内であれば、十分速い制御が可能となる。しかし、制御領域が共振周波数ｆ０の近傍である場合は、圧電トランス１０１の駆動周波数が共振周波数ｆ０を越えてｆ０以下になってしまい、出力電圧が制御できなくなる可能性がある。

また逆に、共振周波数ｆ０を越えてｆ０以下にならないように、周波数変化量Δｆを小さくして出力電圧の立ち上りを遅くする為に直列抵抗定数を大きくすると、積分時定数が大きくなり電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の動作も遅くなる。このとき、制御領域が共振周波数ｆ０の近傍であれば、ｆ０を越える心配のない制御が可能となる。しかし、制御領域が共振周波数ｆ０よりも十分高い周波数領域内の場合は、制御時間が長くなり、出力電圧の立ち上りが鈍るために、制御を開始するタイミングを早くする必要があるので、画像形成装置では、プリントプロセスからの変更となり、結果としてスループットが長くなる。従って、直列抵抗の定数の選定が出力電圧の立ち上り、立ち下り動作に大きく影響してしまうので、制御の難しい自由度の低い回路になっていた。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、制御周波数領域によらずに出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能となり、それに加えて共振周波数ｆ０を越えないようにすることのできる設計が可能な、画像形成装置に用いる圧電トランス式高圧電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、像担持体上に静電潜像を形成する潜像形成手段、静電潜像にトナー像を形成する現像手段、トナー像を転写材に転写する転写手段、トナー像を転写された被転写部材にトナーを加熱定着させる定着手段を備える画像形成装置において、圧電トランス、圧電トランス駆動周波数の発生手段、出力電圧設定手段、出力検出手段、及び出力検出手段からの信号ならびに出力電圧設定手段からの制御信号により出力電圧を制御する出力制御手段から成り、前記出力電圧設定手段の設定値に従って圧電トランス駆動周波数を制御可能な圧電トランス式高圧電源装置を具備し、前記出力制御手段の入力段に少なくとも１つ以上の抵抗をさらに設け、その内少なくとも１つ以上に、整流素子を並列に接続したことを特徴とする。
前記圧電トランス式高圧電源装置は、前記潜像形成手段、現像手段、転写手段に対し高圧電圧を印加することができる。

前記整流素子は、そのアノードを前記制御信号の入力側に接続することが好ましい。
または、前記整流素子は、そのカソードを前記制御信号の入力側に接続することが好ましい。
または、前記出力制御手段の前段に少なくとも１つ以上の抵抗を設け、その内少なくとも１つ以上に、前記整流素子をそのアノードを前記制御信号の入力側として並列に接続するとともに、少なくとも１つ以上に、前記整流素子をそのカソードを前記制御信号の入力側として並列に接続することが好ましい。
また、前記整流素子として、整流ダイオードを用いることが好ましい。
また、前記整流素子の代わりとして、定電圧ダイオードを用いることが好ましい。

また、本発明の圧電トランス式高圧電源装置は、圧電トランスを用い高圧電圧を供給する高圧電源装置において、圧電トランス、圧電トランス駆動周波数の発生手段、出力電圧設定手段、出力検出手段、及び出力検出手段からの信号ならびに出力電圧設定手段からの制御信号により出力電圧を制御する出力制御手段から成り、前記出力電圧設定手段の設定値に従って圧電トランス駆動周波数を制御可能な構成であって、前記出力制御手段の入力段に少なくとも１つ以上の抵抗をさらに設け、その内少なくとも１つ以上に、整流素子を並列に接続したことを特徴とする。

本発明によれば、安価で簡単な回路構成により、画像形成装置に用いる圧電トランス式高圧電源装置の高圧出力の立ち上り、立ち下り特性を飛躍的に向上させることが可能となる。

［実施例１］
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
図２は本実施例のカラーレーザプリンタの構成図である。

カラーレーザプリンタ４０１は記録紙３２を収納するデッキ４０２を有し、デッキ４０２内の記録紙３２の有無を検知するデッキ紙有無センサ４０３、デッキ４０１から記録紙３２を繰り出すピックアップローラ４０４、前記ピックアップローラ４０４によって繰り出された記録紙３２を搬送するデッキ給紙ローラ４０５、前記デッキ給紙ローラ４０５と対をなし、記録紙３２の重送を防止するためのリタードローラ４０６が設けられている。そして、デッキ給紙ローラ４０５の下流には記録紙３２を同期搬送するレジストローラ対４０７、前記レジストローラ対への記録紙３２の搬送状態を検知するレジ前センサ４０８が配設されている。

またレジストローラ対４０７の下流には静電吸着搬送転写ベルト（以下ＥＴＢと記す）４０９が配設されており、前記ＥＴＢ上には後述する４色（イエローＹ、マゼンタＭ、シアンＣ、ブラックＢ）分のプロセスカートリッジ４１０Ｙ、４１０Ｍ、４１０Ｃ、４１０Ｂとスキャナユニット４２０Ｙ、４２０Ｍ、４２０Ｃ、４２０Ｂからなる画像形成部によって形成された画像が、転写ローラ４３０Ｙ、４３０Ｍ、４３０Ｃ、４３０Ｂによって順次重ね合わされてゆくことによりカラー画像が形成される。形成されたカラー画像は、記録紙３２上に転写され記録紙３２は下流に搬送される。下流には記録紙３２上に転写されたトナー像を熱定着するために内部に加熱用のヒータ４３２を備えた定着ローラ４３３と加圧ローラ４３４対、定着ローラからの記録紙３２を搬送するための、定着排紙ローラ対４３５、定着部からの搬送状態を検知する定着排紙センサ４３６が配設されている。

また、前記各スキャナユニット４２０には、後述するビデオコントローラ４４０から送出される各画像信号に基づいて変調されたレーザ光を発光するレーザユニット４２１、各レーザユニット４２１からのレーザ光を各感光ドラム３０５上に走査するためのポリゴンミラー４２２とスキャナモータ４２３、結像レンズ群４２４より構成されている。そして、前記各プロセスカートリッジ４１０には公知の電子写真プロセスに必要な感光ドラム３０５、帯電ローラ３０３と現像ローラ３０２、トナー格納容器４１１を備えており、レーザプリンタ４０１本体に対して着脱可能に構成されている。さらに、上記ビデオコントローラ４４０は、パーソナルコンピュータ等の外部装置４４１から送出される画像データを受け取るとこの画像データをビットマップデータに展開し、画像形成用の画像信号を生成する。

また、２０１はレーザプリンタ４０１の制御手段であるＤＣコントローラであり、ＲＡＭ２０７ａ、ＲＯＭ２０７ｂ、タイマ２０７ｃ、デジタル入出力ポート２０７ｄ、Ｄ／Ａポート２０７ｅを備えたＭＰＵ（マイクロコンピュータ）２０７、及び各種入出力制御回路（不図示）等で構成されている。また、２０２は高圧電源（圧電トランス式高圧電源装置）であり、各プロセスカートリッジ４１０に対応した帯電高圧電源（不図示）、現像高圧電源（不図示）と、各転写ローラ４３０に対応した高圧を出力可能な圧電トランスを使用した転写高圧電源とで構成されている。

次に本実施例の圧電トランス式高圧電源の構成を図１に基づいて説明する。
なお、本発明に係わる高圧電源構成は、正電圧、負電圧どちらの出力回路に対しても有効であるため、ここでは代表的に正電圧を必要とする転写高圧電源について説明を行う。 また、転写高圧電源は各転写ローラ４３０Ｙ、４３０Ｍ、４３０Ｃ、４３０Ｂに対応し、４回路設けられているが、回路構成は各回路とも同じであるため、図１では１回路のみ示しその説明を行う。

図１の回路は高圧電源であり、１０１はこの高圧電源の圧電トランス（圧電セラミックトランス）である。圧電トランス１０１の出力はダイオード１０２、１０３及び高圧コンデンサ１０４によって正電圧に整流平滑され、負荷である転写ローラ（不図示）に供給される。出力電圧は抵抗１０５、１０６、１０７によって分圧され、保護用抵抗１０８を介してオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）に入力される（出力検出手段）。他方オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）には直列抵抗１１４及び後述する抵抗１１５、ダイオード（整流ダイオード）１１６を介してＤＣコントローラ２０１（出力電圧設定手段）からアナログ信号である高圧電源の制御信号（Ｖｃｏｎｔ）が入力される。

オペアンプ１０９の出力端子は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０（圧電トランス駆動周波数の発生手段）に接続され、この電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の出力端子はトランジスタ１１１のベースに接続される。トランジスタ１１１のコレクタはインダクタ１１２を介して電源（＋２４Ｖ）に接続されていると同時に、圧電トランス１０１の一次側の電極の一方に接続される。この一次側の電極の他方は接地される。また、トランジスタ１１１のエミッタも接地される。

ここで、圧電トランス１０１の駆動周波数に対する出力電圧の特性を図３に示す。

同図に示すように、共振周波数ｆ０において出力電圧が最大となり、周波数による出力電圧の制御が可能であることが判る。なお、規定出力電圧Ｅｄｃ出力時の駆動周波数をｆｘとする。また、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０は入力電圧が上がると出力周波数は上がり、入力電圧が下がると出力周波数は下がるような動作を行うものとする。

この条件において、圧電トランス１０１の出力電圧Ｅｄｃが上がると、抵抗１０５を介してオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の入力電圧Ｖｓｎｓも上がり、オペアンプ１０９の出力端子の電圧は上がる。つまり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の入力電圧が上がるので、圧電トランス１０１の駆動周波数も上がる。従って、圧電トランス１０１は駆動周波数ｆｘより少し高い周波数で駆動され、この駆動周波数が上がることにより圧電トランス１０１の出力電圧が下がるため、その結果、出力電圧を下げる方向に制御が行われることとなる。すなわち、この回路は、負帰還制御回路を構成している。

一方、出力電圧Ｅｄｃが下がると、オペアンプ１０９の入力電圧Ｖｓｎｓも下がり、オペアンプ１０９の出力端子の電圧は下がる。つまり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の入力電圧が下がるので、圧電トランス１０１の駆動周波数も下がり、その結果、圧電トランス１０１は出力電圧を上げる方向に制御が行われることとなる。このように、オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）に入力されるＤＣコントローラ２０１からの制御信号（Ｖｃｏｎｔ）の電圧（制御電圧：以下、この制御電圧もＶｃｏｎｔで表す）で決定される電圧に等しくなるよう、出力電圧が定電圧制御される。

ここで、本実施例の特徴である、ＤＣコントローラ２０１から高圧電源の制御信号（Ｖｃｏｎｔ）が入力されるオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）側の回路構成（オペアンプ１０９を含むこの回路は、出力制御手段をなす）について詳細に説明する。

オペアンプ１０９と抵抗１１４、１１５とコンデンサ１１３を図１のように構成することにより、積分回路として機能しており、抵抗１１４、１１５とコンデンサ１１３の部品定数によって決まる時定数で鈍った制御信号Ｖｃｏｎｔがオペアンプ１０９に入力される。抵抗１１４は例えば１０ｋΩとし、また抵抗１１５は例えば１００ｋΩとして、ダイオード１１６のアノード端子を制御信号入力側として、抵抗１１４に対して抵抗値のより高い抵抗１１５に対して並列に接続する構成とする。

次に、図４および図５を参照し、従来の回路と本実施例の回路の回路動作及び周波数特性を比較しながら説明する。

図４に示す特性は、抵抗１１４を小さい定数（例えば１０ｋΩ）として、抵抗１１５及びダイオード１１６がない図１３に示す従来の回路における特性である。図４（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図４（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の出力の周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図４（ａ）のように、抵抗１１４の定数が小さい場合は、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（４−１）に対して、反転入力端子電圧は急峻に立ち上がる（４−３）。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（４−２）に対しても、反転入力端子電圧は急峻に立ち下がる（４−４）。周波数変化量Δｆは、オペアンプ１０９における制御信号に応じた反転入力端子電圧の変化分と、圧電トランス出力電圧のフィードバックに応じた非反転入力端子の変化分（ここでは説明しないこととする）とによって決定するオペアンプ１０９の出力端子電圧、つまり電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の入力電圧の変化により決まる。

したがって、急峻な立ち上り、立ち下りに対しては、図４（ｂ）に示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔに対して周波数変化量Δｆが急峻な傾きを持った特性を描く（４−５）。同図にて各軸の交差する部分が目標とする制御電圧或いは駆動周波数である。この場合は、共振周波数ｆ０（図３参照）付近においても周波数変化量Δｆが大きい為に、目標とする駆動周波数を通り越しさらに共振周波数ｆ０を越えてしまう可能性がある。

一方、図５に示す特性は、抵抗１１４を大きい定数（例えば１００ｋΩ）として、抵抗１１５及びダイオード１１６がない図１３に示す従来の回路における特性である。図５（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図５（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図５（ａ）のように、抵抗１１４の定数が大きい場合は、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（５−１）に対して、反転入力端子電圧は緩やかに立ち上がる（５−３）。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（５−２）に対しても、反転入力端子電圧は緩やかに立ち下がる（５−４）。これにより、図５（ｂ）に示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔに対して周波数変化量Δｆが緩やかな傾きを持った特性を描く（５−５）。このため、特に制御量ΔＶｃｏｎｔが大きい場合は、目標とする周波数への制御時間が長くなる。

他方、図６に示す特性は、抵抗１１４を小さい定数（例えば１０ｋΩ）として、抵抗１１５を大きい定数（例えば１００ｋΩ）として、ダイオード１１６を抵抗値のより高い抵抗１１５に対して並列に接続した、図１に示す本実施例の回路における特性である。図６（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図６（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと、周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図６（ａ）のように、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（６−１）に対して、反転入力端子電圧は急峻に立ち上がるものの、目標電圧付近では緩やかな特性を描く（６−３）。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（６−２）に対しては、反転入力端子電圧は緩やかに立ち下がる（６−４）。これにより、立ち上りについては図６（ｂ）に実線で示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔが制御量ｖ６以上の場合は急峻な特性を描き、ｖ６以下は緩やかな特性を描く（６−５）。

この制御量ｖ６について説明すると、抵抗１１５にアノードを制御信号入力側として並列に接続されたダイオード１１６の順方向特性を利用し、抵抗１１５の両端の電圧つまりダイオード１１６の両端の電圧が約０．５Ｖ以上の場合はダイオード１１６に電流が流れるので、積分回路としては抵抗１１５がバイパスされ、抵抗１１４の定数のみが積分回路動作に寄与するようになる。また、周波数制御が行われる過程でオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の電圧が上がるにつれて反転入力端子電圧も上がり、結果としてダイオード１１６の両端の電圧が約０.５Ｖ以下になると、ダイオード１１６に電流が流れなくなる為、積分回路として抵抗１１５が加わり、抵抗１１４と１１５を足したもので積分回路動作するようになる。

また、立ち下りについては破線で示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔに対して周波数変化量Δｆが概ね緩やかな傾きを持った特性を描く（６−６）。すなわち、立ち上り動作については、目標とする制御電圧との差が大きい領域では周波数変化量Δｆは大きく、目標とする制御電圧との差が小さい領域では周波数変化量Δｆが小さくなり、図３に示すような圧電トランスの周波数特性に応じた理想的な制御が可能となる。
本実施例では、積分回路に定数の異なる抵抗を２つ備え、ダイオードの順方向特性を用いることにより、立ち上り動作に対して簡単かつ安価な構成で制御量ΔＶｃｏｎｔに応じた周波数変化量Δｆの理想的な制御を可能とした。
なお、画像形成装置の説明を、タンデム方式のカラー画像形成装置を例に説明したが、高圧バイアスを用いた画像形成装置であれば本発明の適用範囲とする。

［実施例２］
実施例１では圧電トランス式高圧電源における制御の立ち上り特性を向上することのできる実施例を説明した。しかし、高圧出力制御においては、立ち上り特性と共に立ち下り特性も向上させる必要がある場合もある。このことを鑑みて、本実施例２では、上述の実施例１の構成にさらに部品を１つ追加することで立ち上り特性と立ち下り特性の両方を向上させることのできる圧電トランス式高圧電源について図７および図８を参照し説明する。なお、実施例１と同様の構成に関してはその説明を省略する。

図７は本実施例の圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。
本実施例と実施例１との主たる相違点は、抵抗１１４よりも抵抗値の高い抵抗１１５にアノード端子を制御信号入力側として並列に接続したダイオード１１６に加え、さらにカソード端子を制御信号入力側としてダイオード１１７を並列に接続したことである。

図８に示す特性は、抵抗１１４を小さい定数（例えば１０ｋΩ）とし、抵抗１１５を大きい定数（例えば１００ｋΩ）として、ダイオード１１６とダイオード１１７をそれぞれ逆方向にして抵抗値のより高い抵抗１１５に対して並列に接続した、図７に示す本実施例の回路における特性である。図８（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図８（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと、周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図８（ａ）のように、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（８−１）に対して、反転入力端子電圧は急峻に立ち上がるものの、目標電圧付近では緩やかな特性を描く（８−３）。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（８−２）に対しても、反転入力端子電圧は急峻に立ち下がるものの、目標電圧（グラフでは０Ｖ）付近では緩やかな特性を描く（８−４）。これにより、立ち上り、立ち下りの両方について図８（ｂ）に示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔが制御量ｖ８以上の場合は急峻な特性を描き、ｖ８以下は緩やかな特性を描く（８−５）。この制御量ｖ８について、立ち上り時の回路動作については実施例１で説明したので、ここでは省略する。

立ち下り時においては、抵抗１１５にカソードを制御信号入力側として並列に接続されたダイオード１１７の順方向特性を利用し、抵抗１１５の両端の電圧つまりダイオード１１７の両端の電圧が約０.５Ｖ以上の場合はダイオード１１７に電流が流れるので、積分回路としては抵抗１１５が見えなくなり、抵抗１１４の定数のみが積分回路動作に影響するようになる。また、周波数制御が行われる過程でオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の電圧が下がるにつれて反転入力端子電圧も下がり、ダイオード１１７の両端の電圧が約０.５Ｖ以下になると、ダイオード１１７に電流が流れなくなる為、積分回路として抵抗１１５が加わり、抵抗１１４と１１５を足したものが積分回路動作に影響するようになる。なお、立ち下がり動作においては、ダイオード１１６は逆方向特性となるために、回路上は動作していないことになる。

以上のように、立ち上り及び立ち下りの両方の動作において、目標とする制御電圧との差が大きい領域では周波数変化量Δｆは大きく、目標とする制御電圧との差が小さい領域では周波数変化量Δｆは小さくすることができる。
本実施例では、実施例１に加え、さらに逆方向に並列接続したダイオードを備え、２つのダイオードの順方向特性を用いることにより、立ち上り動作と立ち下り動作の両方に対して簡単かつ安価な構成で制御量ΔＶｃｏｎｔに応じた周波数変化量Δｆの理想的な制御を可能とした。

［実施例３］
以下、本発明の第３実施例を図面に基づいて説明する。
図９は、実施例１或いは実施例２で示した圧電トランス式高圧電源を別の回路構成により実現したものである。なお、実施例１及び実施例２と同様の構成に関してはその説明を省略する。
本実施例と実施例１或いは実施例２との主たる相違点は、抵抗１１４よりも抵抗値の高い抵抗１１５にカソード端子を制御信号入力側としてツェナーダイオード１１８を並列に接続したことである。

図１０に示す特性は、抵抗１１４を小さい定数（例えば１０ｋΩ）として、抵抗１１５を大きい定数（例えば１００ｋΩ）として、ツェナーダイオード１１８を抵抗値のより高い抵抗１１５に対して並列に接続した、図９に示す本実施例の回路における特性である。図１０（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図１０（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと、周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図１０（ａ）のように、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（１０−１）に対して、反転入力端子電圧は急峻に立ち上がるものの、目標電圧付近では緩やかな特性を描く（１０−３）。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（１０−２）に対しても、反転入力端子電圧は急峻に立ち下がるものの、目標電圧（グラフでは０Ｖ）付近では緩やかな特性を描く（１０−４）。このとき、立ち上りと立ち下りとでは緩やかな特性になるタイミングが若干異なる。

立ち上りについては、図１０（ｂ）に実線で示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔが制御量ｖ１０ａ以上の場合は急峻な特性を描き、ｖ１０ａ以下は緩やかな特性を描く（１０−５）。また、立ち下りについては、破線で示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔが制御量ｖ１０ｂ以上の場合は急峻な特性を描き、ｖ１０ｂ以下は緩やかな特性を描く（１０−６）。
上述した制御量ｖ１０ａについては、抵抗１１５にカソードを制御信号入力側として並列に接続されたツェナーダイオード１１８のツェナー電圧を利用し、抵抗１１５の両端の電圧つまりツェナーダイオード１１８の両端の電圧がツェナー電圧以上の場合は逆方向に電流が流れるので、積分回路としては抵抗１１５が見えなくなり、抵抗１１４の定数のみが積分回路動作に影響するようになる。

また、上述した制御量ｖ１０ｂについては、抵抗１１５に並列に接続されたツェナーダイオード１１８の順方向特性を利用し、ツェナーダイオード１１８の両端の電圧が約０.５Ｖ以上の場合は順方向の電流が流れるので、積分回路としては抵抗１１５が見えなくなり、抵抗１１４の定数のみが積分回路動作に影響するようになる。また、周波数制御が行われる過程でオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の電圧が下がるにつれて反転入力端子電圧も下がり、ツェナーダイオード１１８の両端の電圧が約０.５Ｖ以下になると、ツェナーダイオード１１８に電流が流れなくなる為、積分回路として抵抗１１５が加わり、抵抗１１４と１１５を足したものが積分回路動作に影響するようになる。

以上のように、ツェナーダイオードを１つ用いることにより、立ち上りと立ち下りの両方の動作において、目標とする制御電圧との差が大きい領域では周波数変化量Δｆを大きく、目標とする制御電圧との差が小さい領域では周波数変化量Δｆを小さくすることができる。したがって、目的とする立ち上り特性に合うツェナー電圧のツェナーダイオードを用いることにより、自由に設計することができる。

なお、本実施例ではツェナーダイオードのカソードを制御信号入力側として抵抗に並列に接続したが、アノードを制御信号入力側にしても同様に設計可能である。
以上からわかるように、本実施例では、前述の実施例２よりも簡単な構成により、動作と立ち下り動作の両方に対して簡単かつ安価な構成で制御量ΔＶｃｏｎｔに応じた周波数変化量Δｆの理想的な制御を可能とした。

［実施例４］
以下、本発明の第４実施例を図面に基づいて説明する。
図１１は、実施例１で示した圧電トランス式高圧電源をさらに発展させたものである。なお、これまで説明してきた実施例と同様の構成に関してはその説明を省略する。

本実施例と実施例１との主たる相違点は、抵抗１１９を抵抗１１４、１１５対して直列に接続し、さらに抵抗１１９に対してアノード端子を制御信号入力側としてダイオード１１７を並列に接続したことである。また、抵抗１１４、１１５、１１９の各抵抗値Ｒ１１４、Ｒ１１５、Ｒ１１９の関係は、Ｒ１１９＞Ｒ１１５＞Ｒ１１４としたことである。

図１２に示す特性は、抵抗１１４を小さい定数（例えば１０ｋΩ）として、抵抗１１５を次に大きい定数（例えば１００ｋΩ）として、抵抗１１９を最も大きい定数（例えば２００ｋΩ）とした図１１の回路における特性である。図１２（ａ）は制御信号Ｖｃｏｎｔとオペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）の入力電圧について、それぞれ時間軸で表したグラフである。また図１２（ｂ）は、そのときの制御電圧Ｖｃｏｎｔの変化量、つまり制御量ΔＶｃｏｎｔと、周波数変化量Δｆの関係を表したグラフである。

図１２（ａ）のように、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち上り（１２−１）に対して、反転入力端子電圧は急峻に立ち上がるものの、目標電圧付近では緩やかな特性を描く（１２−３）。このとき、（１２−３）で表される特性曲線は、３段階の傾き変化をもつ。また、制御信号Ｖｃｏｎｔの立ち下り（１２−２）に対しては、反転入力端子電圧は緩やかに立ち下がる（１２−４）。これにより、立ち上りについては図６（ｂ）に実線で示すように、制御量ΔＶｃｏｎｔが制御量ｖ１２ａ以上の場合、制御量ｖ１２ｂ以上ｖ１２ａ以下の場合、制御量ｖ１２ｂ以下の場合で異なる特性を描く（１２−５）。

この制御量ｖ１２ａ及びｖ１２ｂについて説明すると、抵抗１１５と抵抗１１９にそれぞれアノードを制御信号入力側として並列に接続されたダイオード１１６とダイオード１１７の順方向特性を利用し、抵抗１１５、１１９の両端の電圧つまりダイオード１１６、１１７の両端の電圧が約０.５Ｖ以上の場合はダイオードに電流が流れるので、積分回路としては抵抗１１５、１１９がバイパスされ、抵抗１１４の定数のみが積分回路動作に寄与するようになる。

制御信号Ｖｃｏｎｔの電圧が上昇して周波数制御が行われる過程において、オペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の電圧が上がるにつれて反転入力端子電圧も上がり、抵抗１１５に並列に接続されたダイオード１１６の両端の電圧が約０．５Ｖ以下になると、ダイオード１１６に電流が流れなくなる為、積分回路として抵抗１１５が加わり、抵抗１１４と抵抗１１５を足したもので積分回路動作するようになる。これが制御量ｖ１２ａにおける回路動作である。続いて、抵抗１１５より抵抗値の大きい抵抗１１９に並列に接続されたダイオード１１７の両端の電圧が約０．５Ｖ以下になると、ダイオード１１７に電流が流れなくなる為、積分回路として抵抗１１９も加わり、抵抗１１４と抵抗１１５、さらに抵抗１１９を足したもので積分回路動作するようになる。これが制御量ｖ１２ｂにおける回路動作である。

以上のように、制御信号の立ち上り動作において目標とする制御電圧との差が小さくなるにつれて周波数変化量Δｆの変化量を段階的に変化させることが可能となるので、実施例１で示した回路構成よりもさらに精度の高い周波数制御を実現できる。ここでは３段階の制御が可能な回路構成を示した。抵抗及びそれに並列に接続したダイオードを制御信号に対して直列に組み合わせることによって、簡単に段数を増やしてより精度の高い制御を実現できる。

本発明の実施例１に係る、圧電トランス式高圧電源の回路図である。 同実施例に係る、カラーレーザプリンタの構成図である。 圧電トランスの駆動周波数に対する出力電圧の特性を表す図である。 従来の圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 従来の圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 本発明の実施例１に係る、圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 本発明の実施例２に係る、圧電トランス式高圧電源の回路図である。 同実施例に係る、圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 本発明の実施例３に係る、圧電トランス式高圧電源の回路図である。 同実施例に係る、圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 本発明の実施例４に係る、圧電トランス式高圧電源の回路図である。 同実施例に係る、圧電トランス式高圧電源の回路特性を表す図である。 従来の圧電トランス高圧電源の圧電トランス式高圧電源の回路図である。

符号の説明

１０１…圧電トランス
１０２，１０３，１１６…ダイオード
１０４…高圧コンデンサ
１０５，１０６，１０７，１１４，１１５…抵抗
１０８…保護用抵抗
１０９…オペアンプ
１１０…電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１１１…トランジスタ
１１２…インダクタ
１１３…コンデンサ
２０１…ＤＣコントローラ
２０２…高圧電源（圧電トランス式高圧電源装置）
４０１…カラーレーザプリンタ（画像形成装置）

Claims (8)

1. 像担持体上に静電潜像を形成する潜像形成手段、静電潜像にトナー像を形成する現像手段、トナー像を転写材に転写する転写手段、トナー像を転写された被転写部材にトナーを加熱定着させる定着手段を備える画像形成装置において、
   圧電トランス、圧電トランス駆動周波数の発生手段、出力電圧設定手段、出力検出手段、及び出力検出手段からの信号ならびに出力電圧設定手段からの制御信号により出力電圧を制御する出力制御手段から成り、前記出力電圧設定手段の設定値に従って圧電トランス駆動周波数を制御可能な圧電トランス式高圧電源装置を具備し、
   前記出力制御手段の入力段に少なくとも１つ以上の抵抗をさらに設け、その内少なくとも１つ以上に、整流素子を並列に接続した
   ことを特徴とする画像形成装置。
2. 前記圧電トランス式高圧電源装置は、前記潜像形成手段、現像手段、転写手段に対し高圧電圧を印加することを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。
3. 前記整流素子は、そのアノードを前記制御信号の入力側に接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の画像形成装置。
4. 前記整流素子は、そのカソードを前記制御信号の入力側に接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の画像形成装置。
5. 前記出力制御手段の前段に少なくとも１つ以上の抵抗を設け、その内少なくとも１つ以上に、前記整流素子をそのアノードを前記制御信号の入力側として並列に接続するとともに、少なくとも１つ以上に、前記整流素子をそのカソードを前記制御信号の入力側として並列に接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の画像形成装置。
6. 前記整流素子として、整流ダイオードを用いたことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の画像形成装置。
7. 前記整流素子の代わりとして、定電圧ダイオードを用いたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の画像形成装置。
8. 圧電トランスを用い高圧電圧を供給する高圧電源装置において、
   圧電トランス、圧電トランス駆動周波数の発生手段、出力電圧設定手段、出力検出手段、及び出力検出手段からの信号ならびに出力電圧設定手段からの制御信号により出力電圧を制御する出力制御手段から成り、前記出力電圧設定手段の設定値に従って圧電トランス駆動周波数を制御可能な構成であって、
   前記出力制御手段の入力段に少なくとも１つ以上の抵抗をさらに設け、その内少なくとも１つ以上に、整流素子を並列に接続した
   ことを特徴とする圧電トランス式高圧電源装置。
   

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