JP2006074679A - 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信方式 - Google Patents

Abstract

【課題】UWB用のパルス信号を簡易な回路によって構成し、超広帯域で無線送受信を行うための装置を提供する。
【解決手段】送信データは信号処理部１００によって送信ベースバンドに変換され、マンチェスタ符号変換回路１１０に供給される。
マンチェスタ符号変換回路１１０は、送信データのビットデータ「１」「０」でＬレベルからＨレベル、またはＨレベルからＬレベルに転換されたマンチェスタ符号を作り、その出力パルスでモノパルス発生回路１３０を駆動する。
モノパルス発生回路１３０は直列共振回路１３１，（１３４）を含み、パルスのエッジに応答して正から負、又は負から正に転換する過度応答性のモノパルス信号を発生する。
送信されるモノパルス信号はイネーブルコントロール回路１５０で選択され、ビットデータ「１」「０」に基づいて変調されたモノパルス信号がUWB送信信号としてアンテナA等から送信される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、デジタル無線通信システムの分野において注目されている超広帯域の無線送受信方式に関わり、特に非常に広い周波数帯域を利用して高密度のデジタル情報を送信、又は受信する際に好適な超広帯域無線送信装置、及び超広帯域無線受信装置に関するものである。

近年、多くの移動体無線によって使用できる電波の周波数資源が減少しており、新たな無線通信システムを導入する際に、既存の無線通信システムが使用していない周波数を割り当てることが極めて困難な状況になっている。
そこで、このような技術分野において周波数資源を有効に再利用する無線技術として超広帯域無線伝送方式が注目を集めている。
この超広帯域無線伝送方式（Ultra Wide Band伝送方式であって、通常U W B通信方式と呼ばれている）は、データ信号を極めて微細なパルス幅を有する信号に変換し、そのままベースバンド信号として伝送媒体に供給するが源流であり、例えば、伝送するデータのパルス幅を数nSに設定すると、一連の伝送情報が占める占有帯域幅は数ＧＨzであり、キャリヤ周波数を持つような占有周波数帯域となる。

このようなUWB無線通信では、既存の無線LANで使用される帯域幅に比較して極めて広い帯域の伝送方式となるため、この方式の無線送受信方式はその周波数スペクトルが既存の無線送信機や、無線受信機が使用している周波数領域と重なることになる。
しかし、UBW無線送受信方式の場合は伝送電力が広い周波数帯域に分散しているので、この広く分散している周波数スペクトルの信号レベルは各周波数において極めて小さいレベルであり、特定の周波数帯域で交信されている無線通信に対しては、殆ど影響しないような雑音レベルの信号として扱うこともできる。
したがって、無線通信分野で新たな周波数資源として活用されるべく多くの研究がなされている。
特開2003-204311 日経エレクトロニクス 2003.2.17.(98-121P))

前記したようにUWB通信方式を実現するためには、非常に高い周波数領域の信号波を処理する回路が必要であり、例えば、その電力は小さい消費電流を扱うものであっても、現実の回路としては高密度の集積回路（LSI）で実現することになり、高度な技術と高い困難度が要求される。

例えば、モノパルス方式のUWB無線通信方式では、パルス幅Ｔが１〜数十ｎＳとされた図７（ａ）のようなモノパルス信号が、送信データに基づいてパルス位置変調(PPM)、又はパルス位相変調(QPSK)され、そのまま電波として送出される。
すなわち、このようなモノパルス信号の位相や位置、又は極性等を送信デジタルデータに基づいて変調した図７（ｂ）に示すようなパルス信号が、伝送媒体である大気中に広帯域アンテナを介して直接放射され、離間した地点でこのモノパルス信号を広帯域の受信アンテナ等によって受信し、そのパルス位置や、位相を直接復調してデジタル受信データを復号するようにしている。

このようなモノパルス信号波形は、モノパルス波形となるデータが予め記憶されているＲＯＭテーブルを用意し、このＲＯＭテーブルを超高速のクロックによって読み出すような高密度の集積回路を使用することが考えられている。
また、読み出しタイミングを制御することによって送信データで変調することができるようにした信号処理用の半導体集積回路も必要とされる。
しかし、このような極めて細いパルス信号をデジタルデータとして変調し形成する信号処理は、実際的には極めて高い技術が要求され、そのような回路を実現することは、かなり高い困難性が伴うという問題がある。

本発明の超広帯域無線送受信方式はかかる問題点を軽減するためになされたもので、送信デジタルデータをマンチェスタ符号に変換すると共に、該マンチェスタ符号に変換されたパルス信号によって直列共振器を駆動し、
該直列共振器に入力された前記パルス信号の立ち上がり、及び立ち下がりエッジによって誘発された過度応答パルス信号を前記マンチェスタ符号のクロック周期に同期したイネーブルパルス信号によって抽出して送信パルス信号を形成し、該送信パルス信号を、離間した位置に配置されている受信手段によって受信することにより、前記送信デジタルデータを復調するようにしたものである。

また、本発明の無線送信装置は、送信デジタルデータをマンチェスタ符号に変換する符号変換回路と、前記マンチェスタ符号変換回路によって符号変換されたパルス信号によって駆動される直列共振器と、前記直列共振器に入力された前記パルス信号の立ち上がり、及び立ち下がりエッジによって誘発された過度応答パルス信号を、前記マンチェスタ符号に同期したクロック信号成分により抽出するイネーブル制御手段と、前記イネーブル制御手段から出力された過度応答パルス信号を送信する送信手段とを備えている。

本発明の無線受信装置は、マンチェスタ符号化された信号で直列共振器を駆動したときに出力される過度応答パルス信号を受信する受信手段と、該受信手段によって受信された過度応答パルス信号を上記マンチェスタ符号のクロック信号の周期の１／２となる遅延差を有する第１及び第２の遅延回路に供給する信号分配回路と、前記第１，及び第２の遅延回路の出力差を合成する信号生成手段と、前記信号生成手段の出力レベルを判定するビットデータ判定手段と、パルス信号検出手段とを備えていることを特徴とする。

本発明は、伝送すべき情報となる送信データを、マンチェスタ符号化した後に例えば、アナログ的な要素で構築される直列共振器に供給して、該直列共振器がパルス信号に対して過度的に応答するときの信号波形をUWB通信方式のモノパルス信号として使用するようにしているので、情報で変調されたUWBパルスの形成が比較的簡単な電子回路によって構築できる。
また、受信時には直列共振器による過度応答パルス信号に対して、所定の遅延処理を行って信号を合成し、その後にビットデータの判定が行われるような回路としているので、検出感度が比較的高くなり、BER（Bit error rate)も少なくすることができる。

本発明の超広帯域無線送受信方式では、送信データをマンチェスタ符号に変換する信号処理を行った後に、この符号変換されたパルス信号によって集中常数回路、又は分布常数回路等で具体化されるような直列共振器（回路）を駆動する。
直列共振器は入力されたパルス信号によってその立ち上がり時点、及び立ち下がり時点で過度的に応答し、過度応答パルス波形信号を生成するから、この過度応答パルス波形信号列をマンチェスタ符号化された信号のクロックに同期して構成されているイネーブルパルスによって抽出すると、送信デジタルデータに対応した信号波形を得ることができ、その信号波形を無線、または広帯域の信号線路に対して送出することができる。

また、この送出された過度応答パルス信号を受信して適当な遅延量を与え、波形整形することによって、ビットデータに基づいて正極でピークとなる信号と、負極でピークレベルとなる信号を形成することができ、受信信号から容易に送信されたビットデータを復調することができる。

図１は本発明の超広帯域無線送受信方式を実現するための送信側ブロック図の１例を示したものである。
この図において１００は信号処理部を示し、この信号処理部１００は伝送情報をデジタル信号に変換した送信データに対して伝送レートの変換や、各種の信号処理を行う。
以下、この実施形態では低速の送信データを高速の送信データとして出力する場合について述べるが、低速測定データ、産業用のロボットの移動通信情報を扱うものでもよい。
送信データを拡散処理するＤＳ通信方式の場合は、信号処理部１００に入力された送信データは演算器１０３に供給され、所定のクロック周波数を発生するシンセサイザ１０１から供給されているクロックによって駆動されている拡散信号生成器（ＰＮ系列符号発生器）１０２の出力によってスペクトラム拡散符号（ＳＳ）に変換される。

１１０はマンチェスタ符号（Manchester Code）変換回路を示し、例えば、信号処理部１００から出力された図２（ａ）の送信ベースバンドデータ（以下、ビットデータもいう）を図２（ｂ）に示すようにマンチェスタ符号化された信号に変換する。
すなわち、送信ベースバンドデータのビットデータが、例えば「０」となっている場合は、論理値が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上がる信号に変換され、ビットデータが「１」となっているときは論理値が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下がる信号に変換される。

マンチェスタ符号化された信号は、デジタルＨ/Ｌバッフア回路１２１．およびインピーダンス変換回路１２２等によって構成されているドライブ信号発生回路１２０に入力され、ここで低インピーダンス化（例えば、５０Ω系）された出力信号に変換され、次のモノパルス発生回路１３０を駆動する。

上記モノパルス発生回路１３０は、第１の直列共振器１３１とターミネータ１３２，及びバッフア回路１３３，第２の直列共振器１３４を備えている。
ここで第１，及び第２の直列共振器１３１，１３４は、通常、コイルとコンデンサ、及び適当な値の抵抗からなる直列共振回路や、分布常数線路からなるアナログ的な共振回路によって構成され、共振回路、又は共振器のＱの値を適当な値に設定して、パルス性の信号が印加されたときの応答特性が、減衰振動波形となるようにしている。

図３はモノパルス発生回路１３０における直列共振器の一実施例を示したもので、１３５は例えば５Ｖの電圧をマンチェスタ符号に基づいて間欠的に供給するスイッチング手段である。
第１の直列共振器は、コンデンサＣ１（２ＰＦ）、コイルＬ１（１２．５ｎＨ）、抵抗Ｒ１（８０Ω）によって形成され、第２の直列共振器はコンデンサＣ２（２ＰＦ）、コイルＬ２（１２．５ｎＨ）、抵抗Ｒ２（８０Ω）によって構成されている。
なお、１３６はターミネータ兼用バッフア回路であり、Ｒ３は電源インピーダンス（５０Ω）を示す。
一般的にコンデンサＣ、コイルＬ、抵抗Ｒ等からなる直列共振器の過度応答特性は、よく知られているように(R²/4L²)<(1/LC)となるときに減衰振動波形となり、その減衰特性は抵抗Rにより設定することができる。

UWB無線通信用に適応される数十ＰＳ〜数十ｎＳのパルス幅を持つ信号に対応させる共振回路としては、上記の集中常数インピーダンスであるコンデンサＣ、及びコイルＬに変えて、所定の長さのマイクロストリップラインを直列共振素子とすることができる。
マイクロストリップラインで直列共振器を構成する実施例としては、例えばプリント基板上に定性インピーダンスが５０Ω、長さが数ｃｍ程度となるように終端（ターミネート）されているマイクロストリップラインを印刷技術等によって形成し、その長さをλ／４とする周波数を直列共振周波数とする。
そして、入力側に前記マンチェスタ符号のエッジに対応して正及び負の電圧が印加されるようなドライブ回路を設け、マイクロストリップラインを付勢すると共に、ラインの端部から図２（ｃ）に示すようなモノパルス信号（過度応答パルス信号）が出力できるようにする。
なお、直列共振器としては、上記の分布常数回路として扱うことができる素子であるマイクロストリップラインの電気的な特性と等価な同軸ケーブルや、導波管を使用することができる。

図２のターミネータ１３２、バッフア１３３は第１の直列共振器１３１をドライブしたときに発生する過度応答パルスを第２の直列共振器１３４に供給してさらに波形整形を行うもので、第１の直列共振器１３１の過度的な応答特性によって形成されるモノパルス信号を、さらにシャープな信号波形に整形するために使用される。
すなわち、適当なＱ値に設定されている第１の直列共振器１３１をマンチェスタ符号化されたパルス信号で駆動することによって、パルスのエッジで減衰振動する信号波形（過度応答性パルス信号）を得る。
このとき、第１の直列共振器１３１でパルス化された過度応答性パルス信号がターミネータ１３２、及びバッフア回路１３３を介してさらに第２の直列共振器１３４をドライブすると、そのときのパルス応答特性によりさらに急峻になり、結果的により細いパルス幅を持った図２（ｃ）に示すような過度応答性パルス信号をモノパルス信号として出力することができる。

１４０は上記したようなモノパルス発生回路１３０によってモノパルス化された信号を送信するための送信手段であり、この送信手段１４０には超広帯域の高周波増幅器が使用される。そして、その出力がアンテナAを介して放射される。１５０はモノパルス化されたUWB無線信号の出力を制御する送信イネーブルコントローラである。
送信イネーブルパルス信号は図２（ｄ）に示されているように、マンチェスタ符号のクロック信号に同期して送信ビットデータの「１」または「０」を示すモノパルス信号を選択的にゲートするものであり、その結果図２(e)に示すようにビットデータ「１」「０」に基づいて位相変調（ＱＰＳＫ）されたUWB変調信号が送信手段１４０から出力される。
すなわち、送信イネーブルパルス信号によって、ビットデーが「０」の時は正のピーク値から負のピーク値に反転するモノパス信号が選択され、ビットデータが「１」の時は負のピーク値から正のピーク値に変転するようなモノパルス信号が選択され送信される。

図４は本発明の受信装置の一例をブロック図としたものである。
この図において超広帯域のアンテナ２００で受信された図２(e)のUWB送信信号からなる電波は、そのまま低雑音増幅器２１０において増幅され、ここで必要に応じて低域の周波数変換を行うことができる。
低雑音増幅器２１０の出力はスプリッタ２２０に入力され、遅延回路２２１，および２２２に分配される。
スプリッタ２２０，及び遅延回路２２１，２２２等は基板上にパターンとして形成されるマイクロストリップラインによる伝送線路で実現することができるので、非常に低コストになる。
第１の遅延回路２２１はその遅延量が「ｔ」となるように設定され、第２の遅延回路２２２は「ｔ＋ｔＰ」となるように設定されている
ここで、遅延量「ｔ」は伝送線路の電気的な特性によって付加されたたもので、その値は零になっていてもよく、また遅延量「ｔｐ」はバイフェース波形とされている前記図２(e)のモノパルス信号のほぼ半周期となるように設定される。
つまり、本実施例の受信装置では差動受信によって復調波形となるように構成される。

遅延差が「ｔｐ」となっている上記二つの遅延回路２２１，２２２の出力は、差動アンプ２２３の入力とされ、ここで一方の信号が反転した状態で加算される。
この点を図５に示す。
図５（ａ）に示すように、ビットデータが[０]を示すモノパルス信号はスプリッタ２２０で分離され、一方が反転されてｔｐだけ遅延した信号になると共に、その合成波形は（ｂ）に示すように負側にピーク値を有するビット波形（０）のような信号波形に変換される。
また、ビットデータが[１]を示すモノパルス信号も同様に遅延回路２２１，２２２によって一方の信号が反転しｔｐだけ遅れて差動アンプ２２３で合成されることにより、図５（ｂ）に示したように正側にピーク値を有するビット波形（１）となる信号波形が出力される。
従って、遅延手段と差動アンプを設けることによってモノパルス受信波形の＋ピーク値と−ピーク値を有効に利用できるので 結果的にＳＮ比が単純に６ｄＢアップさせることができる。

差動アンプ２２３のこのような出力はビット検出回路２３０に供給され、零レベルのスレッショルド電圧発生器２３１，２３２の出力と比較される。
零レベルのスレッショルド電圧発生器２３１、２３２は、実際は、図５（ｂ）に示すように、零レベルにかなり近い正の電圧Ｔｈ（＋０）と、零レベルにかなり近い負の電圧Ｔｈ（−０）を出力し、雑音レベルを検出しないようにすることによってビットデータ「１」「０」を検出することが好ましい。

差動アンプ２２３の出力は＋極パルス判定検出回路２３３、および−極パルス判定検出回路２３４に供給される。
＋極パルス判定検出回路２３３には差動アンプの出力の正電圧ピーク値を求めるピーク検出回路２３５の出力に基づいてスレッショルド電圧Ｔｈ（＋）が調整用可変抵抗器ＶＲ（＋）を介して供給されており、−極パルス判定検出回路２３４には差動アンプ２２３の出力の負電圧ピーク値を求めるピーク検出回路２３６の出力に基づいてスレッショルド電圧Ｔｈ（−）が調整用可変抵抗器ＶＲ（−）を介して供給されている。

上記ピーク検出回路はシャドウイング、マルチパスによるフェージングの影響を低減するために設けられる。
すなわち、UWB無線方式におけるビットレートは数Ｇｂｐｓ〜数１００Ｍｂｐｓと高速であるが、前記マルチパスによるフェージングの周期は従来の無線システムと同様に低速である。
そこで、高速の充電回路を作成しUWBモノパルスの波高値で充電してピークレベルを検出させ、その放電時定数がフェージングの周期に対して回路が適切に動作する時定数となるようにすることによって、UWBパルスの有無を検出するためのスレッショルド電圧Ｔｈ（＋）（−）を設定する。

上記ピーク検出回路２３５，２３６から出力される電圧は、図６に示したようにモノパルス信号の正のピーク値を整流して、そのピーク値をコンデンサ等からなる時定数回路で所定の時間保持する電圧＋Ｖｃと、モノパルス信号の負のピーク値で整流して保持した電圧−Ｖｃであり、この電圧に基づいて前記＋極パルス判定検出回路２３３、及び−極パルス判定検出回路２３４におけるシュレッショルド電圧Ｔｈ（＋）、およびＴｈ（−）が形成される。
その結果、例えば図５（ｂ）の一点鎖線に示すようにこのスレッショルド電圧Ｔｈ（＋）以上、または、スレッショルド電圧Ｔｈ（−）以下の信号を検出した信号で伝送データに基づくパルス信号の有無を判定することができる。

＋極パルス判定検出回路２３３の出力と、−極パルス判定検出回路２３４の出力は論理和OR回路２４０に入力され、その出力を論理積回路ANDによって構成されているビットデータ検出回路２５０に入力する。
このデータ判別処理により、まず受信されたモノパルス信号の有無を＋極パルス検出回路２３３，−極パルス検出回路２３４で判定して、データがあると判定されたときに論理積回路ANDに入力されているビットデータ検出回路２３０のの出力「１」「０」が真のデータとして検出されるようになる。

本発明の超広帯域無線送受信方式は、UWB無線送受信方式に見られるように、数十ｐＳ〜数十ｎＳのパルス幅となるような細いモノパルス信号を半導体集積回路によって作る必要がなく、例えば、プリント基板上に印刷配線等によって形成されたマイクロストリップラインをマンチェスタ符号化されたパルス信号によってドライブし、そのときに出力される過度応答パルス信号をUWB無線方式の伝送信号として、直接送出するようにしているので、極めて簡単に超広帯域な無線システムを構築することができる。

また、本発明のUWB無線方式に適応されたモノパルス信号は、送信データをマンチェスタ化した後に、その立ち上がりと立ち下がりの順序においてビットデータが定まる変調方式が採用されているので、受信復調回路で所定の遅延差を利用して信号合成を行うことにより、伝送された信号波形の検出感度が向上し、ビットエラーレート（BER）を小さくすることができるという利点を有する。

本発明の実施例を示す超広帯域無線装置装置のブロック図である。 本発明の超広帯域無線送受信方式に採用されている送信データの信号タイミング波形図である。 直列共振器の具体例を示す回路図である。 本発明の実施例を示す超広帯域無線受信装置のブロック図である。 受信信号波形を復調するための説明波形図である。 受信信号を検出するためのスレッショルド電圧の説明波形図である。 UWB通信方式に適応されているモノパルス信号の説明図である。

符号の説明

１００ 信号処理部、 １１０ マンチェスタ符号変換回路、
１２０ドライブ信号発生回路、 １３０ モノパルス発生回路、
１５０ 送信イネーブル制御回路

Claims (6)

1. 送信デジタルデータをマンチェスタ符号に変換すると共に、該マンチェスタ符号に変換されたパルス信号によって直列共振器を駆動し、
   該直列共振器に入力された前記パルス信号の立ち上がり、及び立ち下がりエッジによって誘発された過度応答パルス信号を前記マンチェスタ符号のクロック信号に同期したイネーブルパルス信号によって抽出することにより、送信パルスを形成し、該送信パルスを離間した位置に配置されている受信手段によって受信することにより、前記送信デジタルデータを復調することを特徴とする超広帯域無線送受信方式。
2. 上記受信手段は受信した過度応答パルス信号を所定の遅延量を有する２個の遅延手段に対して分配供給し、該２個の遅延手段の出力信号を合成した波形から送信デジタルデータを復調することを特徴とする請求項１に記載の超広帯域無線送受信方式。
3. 送信デジタルデータをマンチェスタ符号に変換する符号変換回路と、
   前記符号変換回路によって符号変換されたパルス信号によって駆動される直列共振器と、
   前記直列共振器に入力された前記パルス信号の立ち上がり、及び立ち下がりエッジによって誘発された過度応答パルス信号を、前記マンチェスタ符号に同期したクロック信号周期で抽出するイネーブル制御手段と、
   前記イネーブル制御手段で選択された前記過度応答パルス信号を送信する送信手段とを備えていることを特徴とする超広帯域無線送信装置。
4. 上記直列共振器はバッフア手段によって分離されている第１の直列共振器，及び第２の直列共振器によって形成されていることを特徴とする請求項３に記載の超広帯域無線送信装置。
5. マンチェスタ符号化された信号で直列共振器を駆動したときに出力される過度応答パルス信号を受信する受信手段と、該受信手段によって受信された過度応答パルス信号を上記マンチェスタ符号のクロック信号の周期の１／２となる遅延差を有する第１及び第２の遅延回路に供給する信号分配回路と、
   前記第１，及び第２の遅延回路の出力差を合成する信号生成手段と
   前記信号生成手段の出力レベルを判定するビットデータ判定手段と、パルス信号検出手段とを備えていることを特徴とする超広帯域無線受信装置。
6. 上記パルス信号検出手段は、受信された過度応答パルス信号の正、及び負のピーク電圧に基づいて形成されたスレッショルドレベルで、受信されたモノパルス信号の有無を検出する比較回路を備えていることを特徴とする請求項５に記載の超広帯域無線受信装置。

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