JP2006074576A - If信号処理回路 - Google Patents
If信号処理回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006074576A JP2006074576A JP2004257072A JP2004257072A JP2006074576A JP 2006074576 A JP2006074576 A JP 2006074576A JP 2004257072 A JP2004257072 A JP 2004257072A JP 2004257072 A JP2004257072 A JP 2004257072A JP 2006074576 A JP2006074576 A JP 2006074576A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- variable gain
- gain amplifier
- processing circuit
- signal processing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
【課題】 歪み性能およびNF性能のそれぞれを良好に保つことが可能なIF信号処理回路を提供する。
【解決手段】 復調回路3からの利得制御信号GCSに応じて、RFフロントエンド回路11が生成するIF信号IFSを増幅する第1可変利得増幅器121、通過帯域を自動調整し、第1可変利得増幅器121の出力信号IF1から特定の周波数帯域を抽出する自動調整フィルタ122、および利得制御信号GCSに応じて、自動調整フィルタ122の出力信号IF2を増幅する第2可変利得増幅器123を備える。
【選択図】 図1
【解決手段】 復調回路3からの利得制御信号GCSに応じて、RFフロントエンド回路11が生成するIF信号IFSを増幅する第1可変利得増幅器121、通過帯域を自動調整し、第1可変利得増幅器121の出力信号IF1から特定の周波数帯域を抽出する自動調整フィルタ122、および利得制御信号GCSに応じて、自動調整フィルタ122の出力信号IF2を増幅する第2可変利得増幅器123を備える。
【選択図】 図1
Description
本発明は、デジタル地上波放送の部分受信に使用される中間周波数(IF)信号処理回路に関する。
音声および映像信号のデジタル伝送方式として直交周波数分割多重(OFDM)方式を採用した地上波デジタルテレビ放送においては、多数の搬送波で構成されるキャリアを13分割したセグメント構造が採用されている。13個のセグメントの内の中央の1セグメントは、携帯電話およびパーソナル・デジタル・アシスタンス(PDA)等の携帯端末向けのサービスを提供するために用いられる。即ち、中央の1セグメント分のデータのみを受信することにより、携帯端末の低消費電力化・小型化が可能となり、携帯端末にテレビ受信機能を搭載可能となる。携帯端末が中央の1セグメント分のデータのみを受信することを「部分受信」という。
また、アナログ放送およびデジタル放送は、異なる周波数帯域を使用するが、受信状況によっては、アナログ放送がデジタル放送に対して40[dBmW]以上信号レベルが大きいことが有り得る。よって、高周波(RF)帯域での隣接アナログチャンネル抑圧には限界があるため、IF帯域において隣接アナログチャンネルを抑圧する必要がある。さらに、携帯端末においては電波状況が変化し易いため、IF帯域においても利得を制御することが必要となる。したがって、部分受信用のチューナに搭載されるIF信号処理回路においては、フィルタおよび増幅器が必要となる。IF信号が供給されるフィルタとフィルタに接続された増幅器からなるIF信号処理回路が提案されている(例えば、非特許文献1参照。)。
しかしながら、フィルタの通過帯域における利得は0[dB]であるため、雑音指数(NF)性能が著しく低下する。フィルタと増幅器の接続を入れ替えることにより、NF性能を良好に保つことができるが、増幅器が隣接アナログチャンネルの信号成分を大幅に増幅してしまうため、歪み性能が著しく低下する。このように、歪み性能およびNF性能のそれぞれを良好に保つことが可能なIF信号処理回路の実現が望まれている。
東 伸一郎 (Shin'ichiro Azuma) 他,モバイル用途のデジタル地上波放送チューナ(A Digital Terrestrial Television (ISDB-T) Tuner for Mobile Applications),国際固体素子回路会議(ISSC)2004 セッション(SESSION)15 ワイヤレスコンシューマ(WIRELESS CONSUMER)IC 15.6,(米国),米国電気電子学会(IEEE),2004年2月17日
東 伸一郎 (Shin'ichiro Azuma) 他,モバイル用途のデジタル地上波放送チューナ(A Digital Terrestrial Television (ISDB-T) Tuner for Mobile Applications),国際固体素子回路会議(ISSC)2004 セッション(SESSION)15 ワイヤレスコンシューマ(WIRELESS CONSUMER)IC 15.6,(米国),米国電気電子学会(IEEE),2004年2月17日
本発明は、歪み性能およびNF性能のそれぞれを良好に保つことが可能なIF信号処理回路を提供する。
本発明の一態様は、RFフロントエンド回路と復調回路との間に接続されるIF信号処理回路であって、(イ)復調回路からの利得制御信号に応じて、RFフロントエンド回路が生成するIF信号を増幅する第1可変利得増幅器;(ロ)通過帯域を自動調整し、第1可変利得増幅器の出力信号から通過帯域の信号成分を抽出する自動調整フィルタ;(ハ)利得制御信号に応じて、自動調整フィルタの出力信号を増幅する第2可変利得増幅器を備えるIF信号処理回路であることを要旨とする。
本発明によれば、歪み性能およびNF性能のそれぞれを良好に保つことが可能なIF信号処理回路を提供できる。
次に、図面を参照して、本発明の第1および第2の実施の形態を説明する。この第1および第2の実施の形態における図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。
(第1の実施の形態)
本発明の第1の実施の形態に係る無線装置は、図1に示すように、アンテナ2、アンテナ2に接続されたチューナ回路1、およびチューナ回路1に接続された復調回路3を備える。チューナ回路1は、RFフロントエンド回路11およびRFフロントエンド回路11に接続されたIF信号処理回路12aを備える。さらに、IF信号処理回路12aは、第1可変利得増幅器121、第1可変利得増幅器121に接続された自動調整フィルタ122、および自動調整フィルタ122に接続された第2可変利得増幅器123を備える。第1可変利得増幅器121は、復調回路3からの利得制御信号GCSに応じて、RFフロントエンド回路11が生成するIF信号IFSを増幅する。自動調整フィルタ122は、通過帯域を自動調整し、第1可変利得増幅器121の出力信号IF1から通過帯域の信号成分を抽出する。第2可変利得増幅器123は、利得制御信号GCSに応じて、自動調整フィルタ122の出力信号IF2を増幅する。なお、復調回路3は、IF信号処理回路12aの出力信号を復調し、第1可変利得増幅器121および第2可変利得増幅器123のそれぞれの利得を制御する。
本発明の第1の実施の形態に係る無線装置は、図1に示すように、アンテナ2、アンテナ2に接続されたチューナ回路1、およびチューナ回路1に接続された復調回路3を備える。チューナ回路1は、RFフロントエンド回路11およびRFフロントエンド回路11に接続されたIF信号処理回路12aを備える。さらに、IF信号処理回路12aは、第1可変利得増幅器121、第1可変利得増幅器121に接続された自動調整フィルタ122、および自動調整フィルタ122に接続された第2可変利得増幅器123を備える。第1可変利得増幅器121は、復調回路3からの利得制御信号GCSに応じて、RFフロントエンド回路11が生成するIF信号IFSを増幅する。自動調整フィルタ122は、通過帯域を自動調整し、第1可変利得増幅器121の出力信号IF1から通過帯域の信号成分を抽出する。第2可変利得増幅器123は、利得制御信号GCSに応じて、自動調整フィルタ122の出力信号IF2を増幅する。なお、復調回路3は、IF信号処理回路12aの出力信号を復調し、第1可変利得増幅器121および第2可変利得増幅器123のそれぞれの利得を制御する。
また、RFフロントエンド回路11は、アンテナ2に接続されたローノイズアンプ(LNA)111、およびLNA111と第1可変利得増幅器121との間に接続されたミキサ112を備える。LNA111は、アンテナ2が受信した受信信号RFinを増幅する。ミキサ112は、LNA111が増幅した受信信号RFinとローカル発振信号LoとをミキシングしてIF信号IFSを生成する。
さらに、アンテナ2が受信した受信信号RFinの信号レベルは−110[dBmW]〜−20[dBmW]程度であるが、チューナ回路1の出力信号の信号レベルは−10[dBmW]程度に保たれる。よって、チューナ回路1全体の最大利得は例えば100[dB]程度に設計される。しかしながら電源電圧の関係上、RFフロントエンド回路11の最大利得は30[dB]程度である。したがって、IF信号処理回路12aの最大利得を70[dB]程度とする必要がある。
また、IF信号処理回路12aの全体のNFをFt、第1可変利得増幅器121のNFをF1、自動調整フィルタ122のNFをF2、第2可変利得増幅器123のNFをF3、第1可変利得増幅器121の利得をG1、自動調整フィルタ122の利得をG2、第2可変利得増幅器123の利得をG3とすると:
Ft=F1+(F2-1)/G1+(F3-1)/G1・G2+(F4-1)/G1・G2・G3 ・・・・・(1)
が成り立つ。よって、自動調整フィルタ122の前段に第1可変利得増幅器121を接続することにより、IF信号処理回路12aの全体のNFの値を小さく保つことができる。
Ft=F1+(F2-1)/G1+(F3-1)/G1・G2+(F4-1)/G1・G2・G3 ・・・・・(1)
が成り立つ。よって、自動調整フィルタ122の前段に第1可変利得増幅器121を接続することにより、IF信号処理回路12aの全体のNFの値を小さく保つことができる。
さらに、第1可変利得増幅器121の最大利得が第2可変利得増幅器123の最大利得よりも非常に大きい場合、第1可変利得増幅器121がIF信号IFSにおける隣接アナログチャンネルの信号成分を大幅に増幅してしまう。この結果、自動調整フィルタ122の出力信号IF2において所望信号成分と隣接信号成分との混変調信号が発生し、歪み性能が著しく低下する。したがって、第1可変利得増幅器121の最大利得は、第2可変利得増幅器123の最大利得よりも小さく設計される。一例として、IF信号処理回路12a全体の利得の内の2/5程度が第1可変利得増幅器121に割り振られ、残る3/5程度が第2可変利得増幅器123に割り振られる。
自動調整フィルタ122は、図2に示すように、被調整フィルタ1223、調整用フィルタ1221、位相比較器1222、および容量Cを備える。被調整フィルタ1223としては例えばバンドパスフィルタ(BPF)が、調整用フィルタ1221としては、例えばローパスフィルタ(LPF)が使用できる。被調整フィルタ1223および調整用フィルタ1221のそれぞれは、同一の特性を有する抵抗および容量等により構成される。調整用フィルタ1221の入力は、基準クロック入力端子および位相比較器1222の出力に接続される。位相比較器1222の入力は、基準クロック入力端子および調整用フィルタ1221の出力に接続される。容量Cは、位相比較器1222の出力とグラウンドとの間に接続される。
また、調整用フィルタ1221は、基準クロックRCLKの位相を90°ずらして位相比較器1222に供給する。位相比較器1222は、基準クロックRCLKの位相と調整用フィルタ1221の出力信号の位相とを比較して位相差を被調整フィルタ1223に供給する。位相比較器1222の出力信号は、調整用フィルタ1221にもフィードバックされる。この結果、プロセスばらつきに起因する被調整フィルタ1223の通過帯域の誤差が補正され、自動調整が実行される。なお、容量Cは、位相比較器1222の出力信号を平滑化するための積分回路として機能する。
図1に示すアンテナ2が受信する搬送波には、図3に示すように、周波数がf3[Hz]〜f6[Hz]のデジタルチャンネルに加えて、デジタルチャンネルの周波数帯域よりも周波数帯域の低い下側隣接アナログチャンネル、およびデジタルチャンネルの周波数帯域よりも周波数帯域の高い上側隣接アナログチャンネル等が含まれる。図3においては、下側隣接アナログチャンネルおよび上側隣接アナログチャンネルの電界強度P2がデジタルチャンネルの電界強度P1[dBmW]よりも大きい場合を示している。デジタルチャンネルの中央のセグメント、即ちf4[Hz]〜f5[Hz]の帯域に合わせて図1に示すミキサ112が周波数変換を行うと、図4に示すように、IF信号IFS中に隣接アナログチャンネルによるスプリアスが含まれることとなる。よって、図2に示す被調整フィルタ1223の通過帯域は、図4のf12[Hz]〜f13[Hz]の周波数帯域に合わせて設定される。
次に、図1および図5〜図8を用いて、第1の実施の形態に係るIF信号処理回路12aの動作を説明する。
(イ)図1に示すミキサ112により周波数変換されて生成されたIF信号IFSは、第1可変利得増幅器121に供給される。ここで、IF信号IFSに関して図5に示すように、周波数がa[Hz]の所望信号成分以外に、周波数がb[Hz]およびc[Hz]の隣接チャンネル妨害波成分が含まれているとする。図5に示す例において、所望信号成分の信号レベルがK[dBmW]であるとする。
(ロ)第1可変利得増幅器121は、図6に示すように、復調回路3からの利得制御信号GCSに応じてIF信号IFSを増幅する。この結果、所望信号成分の信号レベルがK[dBmW]からL[dBmW]に増幅される。但し、隣接チャンネル妨害波成分も所望信号成分と同様に第1可変利得増幅器121により増幅される。
(ハ)自動調整フィルタ122は、図7に示すように、増幅後のIF信号IF1から所望信号成分の周波数帯域を抽出する。よって、隣接チャンネル妨害波成分の信号レベルが減少する。しかしながら、自動調整フィルタ122の出力信号IF2に、自動調整フィルタ122に供給される基準クロックRCLKの漏洩信号成分が混入する。
(ニ)第2可変利得増幅器123は、図8に示すように、復調回路3からの利得制御信号GCSに応じて自動調整フィルタ122の出力信号IF2をさらに増幅する。第2可変利得増幅器123が自動調整フィルタ122の出力信号IF2を増幅すると、所望信号成分の信号レベルがL[dBmW]からM[dBmW]にさらに増幅される。この結果、所望信号成分の信号レベルが、隣接チャンネル妨害波成分および基準クロックRCLKの漏洩信号成分よりも十分に大きくなっている。
このように、第1の実施の形態に係るIF信号処理回路12aによれば、ミキサ112の後段に第1可変利得増幅器121を接続することによりNF性能を良好に保つことができる。さらに、第2可変利得増幅器123を用いて、自動調整フィルタ122の後段、即ち帯域制限されたIF信号の利得を制御するため、所望信号レベルが著しく低下することはなく、所望信号と隣接信号とで混変調信号が発生することを防止できる。また、第1可変利得増幅器121の最大利得を第2可変利得増幅器123の最大利得よりも小さく設計することにより、歪み性能の安定化を図ることができる。
(第2の実施の形態)
本発明の第2の実施の形態に係るIF信号処理回路12bは、図9に示すように、自動調整フィルタ122と第2可変利得増幅器123との間に接続されたスプリアス除去フィルタ124aをさらに備える点が図1と異なる。スプリアス除去フィルタ124aとしては、例えばBPFまたはLPF等が使用できる。スプリアス除去フィルタ124aは、自動調整フィルタ122の出力信号IF2におけるスプリアスを除去して第2可変利得増幅器123に伝達する。その他の構成については、図1に示す無線装置の構成と同様である。
本発明の第2の実施の形態に係るIF信号処理回路12bは、図9に示すように、自動調整フィルタ122と第2可変利得増幅器123との間に接続されたスプリアス除去フィルタ124aをさらに備える点が図1と異なる。スプリアス除去フィルタ124aとしては、例えばBPFまたはLPF等が使用できる。スプリアス除去フィルタ124aは、自動調整フィルタ122の出力信号IF2におけるスプリアスを除去して第2可変利得増幅器123に伝達する。その他の構成については、図1に示す無線装置の構成と同様である。
図2に示す位相比較器1222が生成する調整信号には、基準クロックRCLKの漏洩信号が混入するため、被調整フィルタ1223の出力信号IF2において基準クロックRCLKに起因する漏洩信号成分が含まれることとなる。したがって、図9に示すように、自動調整フィルタ122と第2可変利得増幅器123との間にスプリアス除去フィルタ124aを接続することにより、IF信号処理回路12bの不要輻射特性を向上させることが可能となる。
次に、図7および図9〜図11を用いて、第2の実施の形態に係るIF信号処理回路12bの動作を説明する。但し、第1の実施の形態に係るIF信号処理回路12aと同様の動作については、重複する説明を省略する。
(イ)図9に示す自動調整フィルタ122は、図7に示すように、増幅後のIF信号IF1から所望信号成分の周波数帯域を抽出する。よって、隣接チャンネル妨害波成分の信号レベルが減少する。しかしながら、自動調整フィルタ122の出力信号IF2に、自動調整フィルタ122に供給される基準クロックRCLKの漏洩信号成分が混入する。
(ロ)スプリアス除去フィルタ124aは、図10に示すように、自動調整フィルタ122の出力信号IF2におけるスプリアス、即ち隣接チャンネル妨害波成分および漏洩信号成分を除去する。しかしながら、所望信号成分の信号レベルはL[dBmW]に保たれる。
(ハ)第2可変利得増幅器123は、図11に示すように、利得制御信号GCSに応じてスプリアス除去フィルタ124aの出力信号IF4を増幅する。この結果、図11に示す第2可変利得増幅器123の出力信号IF5においては、図8と比して隣接チャンネル妨害波成分および漏洩信号成分の信号レベルが大幅に低減されている。
このように、第2の実施の形態によれば、歪み性能およびNF性能に加えて、不要輻射性能を良好に保つことが可能なIF信号処理回路12bを提供できる。
(第2の実施の形態の変形例)
本発明の第2の実施の形態の変形例に係るIF信号処理回路12cとして図12に示すように、第2可変利得増幅器123の出力にスプリアス除去フィルタ124bを接続しても良い。スプリアス除去フィルタ124bは、図8に示す第2可変利得増幅器123の出力信号IF3におけるスプリアスを除去する。したがって、図12に示すIF信号処理回路12cによれば、図9に示すIF信号処理回路12bと同様に、歪み性能、NF性能、および不要輻射性能を良好に保つことができる。
本発明の第2の実施の形態の変形例に係るIF信号処理回路12cとして図12に示すように、第2可変利得増幅器123の出力にスプリアス除去フィルタ124bを接続しても良い。スプリアス除去フィルタ124bは、図8に示す第2可変利得増幅器123の出力信号IF3におけるスプリアスを除去する。したがって、図12に示すIF信号処理回路12cによれば、図9に示すIF信号処理回路12bと同様に、歪み性能、NF性能、および不要輻射性能を良好に保つことができる。
(その他の実施の形態)
上記のように、本発明は第1および第2の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例、および運用技術が明らかとなろう。
上記のように、本発明は第1および第2の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例、および運用技術が明らかとなろう。
第1および第2の実施の形態に係るIF信号処理回路12a〜12cは、同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化し、半導体集積回路として構成可能である。さらに、図1に示すRFフロントエンド回路11を同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化しても良い。
上述した第1および第2の実施の形態においては、IF信号処理回路12a〜12cが、デジタルチャンネル中の中央の1セグメントを受信する部分受信に使用される場合を例に説明した。しかしながら、IF信号処理回路12a〜12cは、デジタルチャンネル中の中央の3セグメントを受信する部分受信に適用可能である。
このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施の形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
3…復調回路
11…RFフロントエンド回路
12a〜12c…IF信号処理回路
121…第1可変利得増幅器
122…自動調整フィルタ
123…第2可変利得増幅器
124a、124b…スプリアス除去フィルタ
11…RFフロントエンド回路
12a〜12c…IF信号処理回路
121…第1可変利得増幅器
122…自動調整フィルタ
123…第2可変利得増幅器
124a、124b…スプリアス除去フィルタ
Claims (5)
- RFフロントエンド回路と復調回路との間に接続されるIF信号処理回路であって、
前記復調回路からの利得制御信号に応じて、前記RFフロントエンド回路が生成するIF信号を増幅する第1可変利得増幅器と、
通過帯域を自動調整し、前記第1可変利得増幅器の出力信号から前記通過帯域の信号成分を抽出する自動調整フィルタと、
前記利得制御信号に応じて、前記自動調整フィルタの出力信号を増幅する第2可変利得増幅器
とを備えることを特徴とするIF信号処理回路。 - 前記自動調整フィルタの出力信号におけるスプリアスを除去して前記第2可変利得増幅器に伝達するスプリアス除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項1に記載のIF信号処理回路。
- 前記第2可変利得増幅器の出力信号におけるスプリアスを除去するスプリアス除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項1に記載のIF信号処理回路。
- 前記第1可変利得増幅器の最大利得が、前記第2可変利得増幅器の最大利得よりも小さいことを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のIF信号処理回路。
- 前記第1可変利得増幅器と前記自動調整フィルタと前記第2可変利得増幅器とが、同一の半導体チップ上にモノリシックに集積化されることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のIF信号処理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004257072A JP2006074576A (ja) | 2004-09-03 | 2004-09-03 | If信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004257072A JP2006074576A (ja) | 2004-09-03 | 2004-09-03 | If信号処理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006074576A true JP2006074576A (ja) | 2006-03-16 |
Family
ID=36154676
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004257072A Withdrawn JP2006074576A (ja) | 2004-09-03 | 2004-09-03 | If信号処理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006074576A (ja) |
-
2004
- 2004-09-03 JP JP2004257072A patent/JP2006074576A/ja not_active Withdrawn
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8457574B2 (en) | Front-end integrated circuit for television receivers | |
US8224276B2 (en) | Method and arrangement for signal processing in a receiver that can be tuned to different carriers | |
US8315584B2 (en) | Semiconductor integrated circuit and broadcast receiver | |
JP4350689B2 (ja) | チューナ回路およびデジタル放送受信機 | |
JP5453195B2 (ja) | 高周波受信装置及び無線受信機 | |
US20090061805A1 (en) | Rf receiver and method for removing interference signal | |
JP2008053836A (ja) | 受信回路及び受信機 | |
US7830456B1 (en) | System and method for frequency multiplexing in double-conversion receivers | |
US7035610B2 (en) | AGC circuit of receiver using several local oscillation frequencies | |
JP2005192018A (ja) | 受信機 | |
JP4300231B2 (ja) | 無線端末 | |
JP2006074576A (ja) | If信号処理回路 | |
EP1786112A2 (en) | Apparatus and method for receiving information | |
US7190939B2 (en) | Time division IQ channel direct conversion receiver and method therefor | |
JP2008103970A (ja) | ミキサ及び受信装置 | |
JP2001136447A (ja) | デジタルテレビジョン受信用チューナ | |
US20220263530A1 (en) | Tuner ic | |
US11811435B2 (en) | Semiconductor chip and receiving apparatus | |
JP4818229B2 (ja) | チューナ回路及び受信装置 | |
JP2002359569A (ja) | 放送受信装置 | |
JP5169677B2 (ja) | 受信装置 | |
JP2010004286A (ja) | 高周波受信装置、放送受信機、および高周波受信装置の利得制御方法 | |
KR20110064255A (ko) | Rf 신호처리 회로 | |
JP3620379B2 (ja) | 高周波信号受信装置 | |
JP2002335174A (ja) | デジタル放送用受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20071106 |