JP2006060978A - Semiconductor integrated circuit for power control, and switching power unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数のコンバータを並列接続して負荷電流を分散させるカレントシェア型のスイッチング電源装置における出力電圧検出用誤差アンプの出力平均化技術に関し、例えばヒステリシス・カレントモード制御方式のスイッチング・レギュレータを構成する電源制御用ＩＣ（半導体集積回路）および該電源制御用ＩＣを使用したスイッチング電源装置に利用して有効な技術に関する。 The present invention relates to an output averaging technique for an error amplifier for output voltage detection in a current share type switching power supply device in which a plurality of converters are connected in parallel to distribute load current. For example, a switching regulator of a hysteresis current mode control system is provided. The present invention relates to a technology effective for use in a power supply control IC (semiconductor integrated circuit) and a switching power supply device using the power supply control IC.
直流電源を用いるシステムであって負荷電流の大きなシステムにおいては、複数のコンバータを並列接続して負荷電流を分散させてひとつひとつのレギュレータの負担を軽減し、全体で要求される負荷電流供給能力を実現するカレントシェア型のスイッチング電源装置が使用されている。かかるカレントシェア型のスイッチング電源装置においては、一般に、ひとつひとつのレギュレータが、出力電圧を抵抗分割回路で分圧した電圧（フィードバック電圧）と基準となる電圧とを誤差アンプで比較してその電位差がゼロとなるような駆動パルスを生成してコイルに電流を流すスイッチング・トランジスタをオン・オフさせるフィードバック制御を行なうように構成される。 In a system that uses a DC power supply and has a large load current, multiple converters are connected in parallel to distribute the load current, reducing the burden on each regulator and realizing the load current supply capability required as a whole. A current share type switching power supply is used. In such a current share type switching power supply device, in general, each regulator compares an output voltage divided by a resistance divider circuit (feedback voltage) and a reference voltage with an error amplifier, and the potential difference is zero. Feedback control is performed to turn on / off a switching transistor that generates a drive pulse such that
一方、過渡応答特性に優れているスイッチング・レギュレータとして、ヒステリシス・カレントモード制御方式と呼ばれるものが知られている（特許文献１）。従来提案されているヒステリシス・カレントモード制御方式のスイッチング・レギュレータは、コイルと直列に接続されコイルに流れる電流を検出するためのカレント・センス抵抗と、出力のフィードバック電圧と基準電圧との誤差電圧に比例した電流を出力する誤差アンプとを有し、コイルおよびセンス抵抗の接続ノードと誤差アンプの出力端子との間に接続された抵抗の値と誤差アンプの出力電流との積で表わされる誤差電圧を、ヒステリシスを有するコンパレータで出力電圧と比較し、センス抵抗での電圧降下が「誤差電圧＋ヒステリシス電圧」を上回ったらコイルに電流を流す主スイッチをオンからオフに切り替えると共に主スイッチに同期してコイルへ流す電流を減らすように作用する同期スイッチをオフからオンへ切り替える。また、センス抵抗での電圧降下が誤差電圧を下回ったら主スイッチをオフからオンへ切り替えると共に同期スイッチをオンからオフへ切り替えることによって出力電圧が一定になるように制御するものである。
複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置においては、各レギュレータの誤差アンプの出力端子同士を結合して同一のレベルの誤差電圧を各レギュレータのヒステリシス・コンパレータに供給することで、レギュレータ間の電流の偏りをなくし、一部のレギュレータに負荷電流が集中することによる素子の劣化や電力効率の低下を防止することができる。 In a current share type switching power supply device composed of multiple regulators, the error amplifier output terminals of each regulator are coupled together to supply the same level of error voltage to the hysteresis comparator of each regulator. It is possible to eliminate current bias and prevent deterioration of elements and reduction of power efficiency due to concentration of load current in some regulators.
一方、カレントシェア型のスイッチング電源装置を有するシステムにおいては、一部の回路の動作を停止させるスリープモードを有する場合、スリープモードでは負荷が非常に小さくなるため、一部のレギュレータの動作を停止させることでシステム全体としての電力効率を向上させることができる場合がある。 On the other hand, in a system having a current share type switching power supply device, when having a sleep mode for stopping the operation of some circuits, the load is very small in the sleep mode, so that the operation of some regulators is stopped. In some cases, the power efficiency of the entire system can be improved.
本発明者は、ヒステリシス・カレントモード制御方式の複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置においては、コンパレータがヒステリシスを有し入力ノイズに強いので、各レギュレータの誤差アンプの出力端子同士を結合したまま一部のレギュレータの動作を停止させることができると考えた。 In the current share type switching power supply device comprising a plurality of regulators of the hysteresis current mode control method, the inventor combines the output terminals of the error amplifiers of the regulators because the comparator has hysteresis and is resistant to input noise. We thought that the operation of some regulators could be stopped.
しかしながら、誤差アンプの出力端子に単にスイッチ素子を接続してオン・オフさせたのでは、オン・オフの際に他のレギュレータのコンパレータに入力される電圧がヒステリシスを超えるほど変動し、それによって出力電圧が変動してしまう。そのため、従来のレギュレータＩＣを用いたカレントシェア型のスイッチング電源装置においては、電圧の安定性を優先させる場合には、すべてのレギュレータを同時にオンさせ、同時にオフさせるようにせざるを得ないという不具合があることを見出した。なお、誤差アンプの出力端子に接続されたスイッチ素子のオン・オフによって他のレギュレータのコンパレータに入力される電圧が変動する理由については、後に詳しく説明する。 However, if a switch element is simply connected to the output terminal of the error amplifier to turn it on / off, the voltage input to the comparator of another regulator will fluctuate beyond the hysteresis at the time of on / off, and the output will be The voltage will fluctuate. Therefore, in the current share type switching power supply device using the conventional regulator IC, when voltage stability is prioritized, there is a problem that all regulators must be turned on simultaneously and turned off simultaneously. I found out. The reason why the voltage input to the comparators of other regulators fluctuates due to ON / OFF of the switch element connected to the output terminal of the error amplifier will be described in detail later.
また、システムを動かしながら同一のボードをシステムに実装してそれまで動作していたボードを引き抜いて検査を行なうメンテナンス作業において、レギュレータを搭載したボードを活線挿抜すると、他のボード上のレギュレータの誤差アンプ出力が急に変動する。その結果、レギュレータの出力電圧が変動してしまい、挿抜の際にシステムが誤動作するおそれがあることを見出した。 Also, during the maintenance work in which the same board is mounted on the system while moving the system and the board that has been operating is pulled out and inspected, if a board with a regulator is hot-plugged, the regulators on other boards Error amplifier output fluctuates suddenly. As a result, it has been found that the output voltage of the regulator fluctuates and the system may malfunction during insertion and removal.
この発明の目的は、誤差アンプとヒステリシス・コンパレータを有する複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置において、一部のレギュレータの動作を停止させても出力電圧が変動することがなく安定な電圧を供給できるようにすることにある。 An object of the present invention is to provide a stable voltage that does not fluctuate in output voltage even when the operation of some regulators is stopped in a current share type switching power supply device composed of a plurality of regulators having an error amplifier and a hysteresis comparator. Is to be able to supply.
この発明の他の目的は、誤差アンプとヒステリシス・コンパレータを有する複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置において、負荷に応じて動作させるレギュレータの数を変えるようにしても出力電圧が変動することがなく、それによって電力効率を向上させることができるようにすることにある。 Another object of the present invention is to provide a current share type switching power supply device comprising a plurality of regulators having an error amplifier and a hysteresis comparator, and the output voltage varies even if the number of regulators to be operated is changed according to the load. It is to be able to improve power efficiency thereby.
この発明のさらに他の目的は、誤差アンプとヒステリシス・コンパレータを有する複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置において、レギュレータを搭載したボードの活線挿抜を行なっても出力電圧が変動することがなく、それによって誤動作を引き起こすことなくシステムのメンテナンスを行なえるようにすることにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
Still another object of the present invention is to provide a current share type switching power supply device comprising a plurality of regulators having an error amplifier and a hysteresis comparator, and the output voltage fluctuates even when hot-swapping of a board on which the regulator is mounted is performed. Therefore, it is possible to perform system maintenance without causing malfunction.
The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、各々誤差アンプとヒステリシス・コンパレータを有する複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置において、各レギュレータＩＣに誤差アンプの出力をチップ外部へ出力するための端子を設け、誤差アンプの出力端子とチップの外部端子との間にスイッチ素子を接続するとともに、該スイッチ素子の制御端子の前段には該スイッチ素子を徐々にオンさせる時定数回路からなるソフトスタート回路を設けるようにしたものである。
Outlines of representative ones of the inventions disclosed in the present application will be described as follows.
That is, in a current share type switching power supply device comprising a plurality of regulators each having an error amplifier and a hysteresis comparator, each regulator IC is provided with a terminal for outputting the output of the error amplifier to the outside of the chip, and the output terminal of the error amplifier Is connected to the external terminal of the chip and a soft start circuit comprising a time constant circuit for gradually turning on the switch element in front of the control terminal of the switch element. .
上記した手段によれば、負荷の変動に応じて一部のレギュレータの動作を停止したり再起動したりするときに、当該レギュレータの誤差アンプの出力電圧の立ち上がりを緩やかにして誤差アンプの出力電圧の変化で他のレギュレータのヒステリシス・コンパレータの入力が変動するのを防止することができ、これによってレギュレータのオン・オフによるスイッチング電源装置の出力電圧の変動を防止できるようになる。 According to the above-described means, when the operation of some regulators is stopped or restarted according to load fluctuations, the rise of the output voltage of the error amplifier of the regulator is made gentle so that the output voltage of the error amplifier It is possible to prevent the hysteresis comparator input of other regulators from fluctuating due to the change in the output voltage, thereby preventing fluctuations in the output voltage of the switching power supply due to the on / off of the regulator.
ここで、望ましくは、複数のレギュレータＩＣの誤差アンプの出力端子同士を接続する配線には安定化用容量素子を接続する。これにより、ヒステリシス・コンパレータの入力を、より安定にさせることができる。 Here, desirably, a stabilization capacitor element is connected to the wiring connecting the output terminals of the error amplifiers of the plurality of regulator ICs. Thereby, the input of the hysteresis comparator can be made more stable.
さらに、望ましくは、誤差アンプの出力端子とチップの外部端子との間に設けられるスイッチ素子として、基体に誤差アンプの出力側の電圧が印加されるように形成されたＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いる。 More preferably, an N-channel MOS transistor formed so that a voltage on the output side of the error amplifier is applied to the substrate is used as a switch element provided between the output terminal of the error amplifier and the external terminal of the chip.
これにより、スイッチ素子がオフされている状態でもＭＯＳトランジスタに寄生する基体ダイオードを通して安定化用容量素子側へ電流が流れて、安定化用容量素子を充電させることができ、電源立ち上がり時に誤差アンプの出力がある程度安定してからスイッチ素子をオンさせるように制御する場合に、スイッチ素子がオンされる際の電圧の変化を小さくすることができる。また、誤差アンプの出力がある程度安定してからスイッチ素子をオンさせることで、出力電圧の変動を抑制することができる。 As a result, even when the switch element is turned off, a current flows to the stabilization capacitor element side through the base diode that is parasitic on the MOS transistor, and the stabilization capacitor element can be charged. When the switch element is controlled to be turned on after the output is stabilized to some extent, a change in voltage when the switch element is turned on can be reduced. Further, by turning on the switch element after the output of the error amplifier is stabilized to some extent, fluctuations in the output voltage can be suppressed.
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、誤差アンプとヒステリシス・コンパレータを有する複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置において、一部のレギュレータの動作を停止させても出力電圧が変動することがなく、安定な電圧を供給することができるとともに、負荷に応じて動作させるレギュレータの数を変えるようにしても出力電圧が変動することがなく、それによって電力効率を向上させることができる。また、レギュレータを搭載したボードの活線挿抜を行なっても出力電圧が変動することがなく、それによって誤動作を引き起こすことなくシステムのメンテナンスを行なうことができるようになるという効果がある。
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
That is, according to the present invention, in a current share type switching power supply device composed of a plurality of regulators having an error amplifier and a hysteresis comparator, the output voltage does not fluctuate even if the operation of some regulators is stopped, and is stable. In addition, the output voltage does not fluctuate even if the number of regulators operated according to the load is changed, thereby improving the power efficiency. Further, there is an effect that the output voltage does not fluctuate even when hot-plugging / unplugging the board on which the regulator is mounted so that the system can be maintained without causing a malfunction.
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したスイッチング電源制御用ＩＣとそれを用いたヒステリシス・カレントモード制御方式の降圧型スイッチング・レギュレータの第１の実施例を示す。なお、特に制限されるものでないが、この実施例においては、図１において一点鎖線２０で囲まれた部分の回路は、単結晶シリコンのような１個の半導体基板上に半導体集積回路として構成されている。
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a first embodiment of a switching power supply control IC to which the present invention is applied and a hysteresis current mode control step-down switching regulator using the same. Although not particularly limited, in this embodiment, the portion of the circuit surrounded by the alternate long and
図１において、１０は１２Ｖのような直流電源、２０はスイッチング電源制御用ＩＣ、Ｌ１は電圧変換用コイル、Ｑ１はスイッチング電源制御用ＩＣ２０によりオン、オフ制御されコイルＬ１に電流を流し込むパワーＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチング・トランジスタ、Ｄ１は直流電源１０からの電圧が入力される電源電圧端子と接地点との間に前記スイッチング・トランジスタＱ１と直列に逆方向接続された整流用ダイオード、Ｃ１はレギュレータの出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続された平滑用コンデンサである。制御用ＩＣ２０の電源電圧Ｖccは上記直流電源１０からの電圧でもよいし、他の直流電源や電圧コンバータからの電圧でもよい。直流電源１０も電池あるいはＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータのいずれであっても良い。
In FIG. 1, 10 is a DC power supply such as 12V, 20 is a switching power supply control IC, L1 is a voltage conversion coil, Q1 is a power FET (ON / OFF controlled by the switching power
この実施例のスイッチング・レギュレータにおいては、スイッチング・トランジスタＱ１がオンされるとコイルＬ１に直流電源１０からの電流が流されて平滑用コンデンサＣ１が充電され、スイッチング・トランジスタＱ１がオフされるとダイオードＤ１を介してコイルＬ１に電流が流され、直流電源１０の電圧よりも低い例えば１．８Ｖのような直流電圧Ｖoutが発生される。出力端子ＯＵＴと接地点との間にフィードバック制御のため出力電圧Ｖoutを検出する抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列形態で接続されているとともに、上記コイルＬ１と並列に直列形態の抵抗Ｒｓおよび容量Ｃｓが接続されている。
In the switching regulator of this embodiment, when the switching transistor Q1 is turned on, a current from the
この実施例のスイッチング電源制御用ＩＣ２０は、上記抵抗Ｒ１，Ｒ２によりＶoutを分圧した電圧ＶFBと基準電圧源VREF1からの基準電圧Ｖref1とを入力としそれらの電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ２１と、該誤差アンプ２１の出力ＥＡＯと上記抵抗Ｒｓおよび容量Ｃｓの接続ノードＮｓの電位Ｖｎｓとを比較するヒステリシス・コンパレータ２２とを備え、該ヒステリシス・コンパレータ２２の出力を上記スイッチング・トランジスタＱ１のゲートに印加してオン、オフ制御するように構成されている。
The switching power
スイッチング・トランジスタＱ１がオン、オフ動作されることにより、ヒステリシス・コンパレータ２２から出力されるオン・オフ制御パルスのデューティ比に応じた電流がコイルＬ１より出力される。ここで、ヒステリシス・コンパレータ２２は、非反転入力端子に入力されている電圧が反転入力端子に印加されている基準電圧よりも高い時はしきい値が低く見え、非反転入力端子に入力されている電圧が反転入力端子に印加されている基準電圧よりも低くなるとしきい値が所定の電位だけ高くなるように見えるコンパレータのことである。このような特性を有するコンパレータ回路は公知であるので、具体的な回路の例示と説明は省略する。
When the switching transistor Q1 is turned on / off, a current corresponding to the duty ratio of the on / off control pulse output from the
また、制御用ＩＣ２０には、上記誤差アンプ２１の出力電圧ＥＡＯをチップ外部へ出力するための外部端子Ｐ１と、該外部端子Ｐ１と上記誤差アンプ２１の出力端子との間に接続されたスイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１と、電源電圧端子Ｖccと接地点との間に直列に接続された定電流源ＣＳ０と容量Ｃ０とからなるソフトスタート回路２３とが設けられ、該ソフトスタート回路２３のノードＮ０に上記スイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１のゲート端子が接続されている。
The
なお、特に制限されるものでないが、上記スイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１にはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられ、基体（ウェル領域）に上記誤差アンプ２１の出力側の電圧が印加されるように接続がなされている。また、図１に示すような構成を有するレギュレータを複数個並列接続してカレントシェア型のスイッチング電源装置を構成する場合、前記外部端子Ｐ１には安定化用容量Ｃ２が接続される。
Although not particularly limited, an N-channel MOSFET is used for the switch MOS transistor SW1 and is connected so that the voltage on the output side of the
次に、上記ソフトスタート回路２３の動作を説明する。
スイッチング電源制御用ＩＣ２０の電源電圧Ｖｃｃが立ち上がると定電流源ＣＳ０によって容量Ｃ０が充電され、ノードＮ０の電位が徐々に高くなる。そして、ノードＮ０の電位がスイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１のしきい値電圧を越えるとＳＷ１がオンされ、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが端子Ｐ１よりチップ外部へ出力されるようになる。
Next, the operation of the
When the power supply voltage Vcc of the switching power
複数のレギュレータからなるカレントシェア型のスイッチング電源装置においては、この端子Ｐ１に、後に説明するように、同様なスイッチング・レギュレータの制御用ＩＣ２０の端子Ｐ１が接続されるため、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが複数のＩＣ間で平均化されてヒステリシス・コンパレータ２２に供給されるようになる。その結果、一部のレギュレータのコイルに集中的に大きな電流が流れるのが回避されるようになる。
In the current share type switching power supply device composed of a plurality of regulators, the terminal P1 of the
また、本実施例では、各スイッチング電源制御用ＩＣ２０内に誤差アンプ２１の出力ＥＡＯをチップ外部へ出力するスイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１をソフトスタート回路２３によってゆっくりとオンさせる。そのため、例えばスリープモードから通常動作モードに復帰する際にそれまで停止させていた一部のレギュレータを起動させたり、レギュレータを搭載したボードからスイッチング電源制御用ＩＣ２０を活線挿抜あるいはレギュレータが搭載されているボードを活線挿抜したとしても、他の制御用ＩＣあるいは他のボード上のレギュレータのヒステリシス・コンパレータの入力が急に変動することがなく、出力電圧の変動を防止することができる。
In this embodiment, the switch MOS transistor SW1 for outputting the output EAO of the
実施例のレギュレータは、起動直後は平滑用容量Ｃ１の充電電圧が低いため、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯはかなり高い状態になる。仮にソフトスタート回路２３がないとすると、一部のレギュレータのみ動作していた状態で他の一部のレギュレータを起動させた直後や活線挿抜でレギュレータを搭載したボードをシステムに実装した直後の誤差アンプ２１の出力が高い時点でスイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１がオンされてしまうので、誤差アンプ２１の高い出力電圧が外部端子Ｐ１に伝達され、それが他のレギュレータやボードの制御用ＩＣのヒステリシス・コンパレータに入力されて出力電圧が大きく変動してしまうおそれがある。
In the regulator according to the embodiment, since the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is low immediately after starting, the output EAO of the
これに対し、本実施例では、スイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１をソフトスタート回路２３によってゆっくりとオンさせるため、スリープモードから通常動作モードに復帰する際にそれまで停止させていた一部のレギュレータを起動させたり、システムを動かしながらレギュレータを搭載した他のボードをシステムに実装したりしても、出力電圧が大きく変動することがない。そのため、電力効率の向上のための一部のレギュレータのオン・オフ制御や、同一のボードをシステムに実装してそれまで動作していたボード自体を引き抜いて検査を行なうメンテナンス作業を、システムの誤動作を回避しつつ安全に実行することができるようになる。
On the other hand, in this embodiment, since the switch MOS transistor SW1 is slowly turned on by the
しかもこの実施例では、スイッチ素子ＳＷ１として、基体に誤差アンプの出力側の電圧が印加されるように形成されたＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いているため、スイッチ素子ＳＷ１がオフされている状態でもＭＯＳトランジスタに寄生する基体ダイオードを通して安定化用容量Ｃ２側へ電流が流れて、速やかに安定化用容量Ｃ２を充電させることができる。そのため、外部端子Ｐ１同士を接続する配線に安定化用容量Ｃ２が接続してあって、スイッチ素子ＳＷ１をオンさせる前に先に誤差アンプ２１を動作させるシステムでは、スイッチ素子ＳＷ１をオンさせたときに急激に誤差アンプ２１の出力が下がって、出力電圧Ｖoutが大きく変化するのを回避することができる。
In addition, in this embodiment, since the N-channel MOS transistor formed so that the voltage on the output side of the error amplifier is applied to the substrate is used as the switch element SW1, the MOS element even when the switch element SW1 is turned off. A current flows to the stabilization capacitor C2 side through the base diode that is parasitic on the transistor, so that the stabilization capacitor C2 can be charged quickly. Therefore, in a system in which the stabilization capacitor C2 is connected to the wiring connecting the external terminals P1, and the
図２は、本発明を適用したスイッチング電源制御用ＩＣとそれを用いた降圧型のスイッチング・レギュレータの第２の実施例を示す。
この第２の実施例は、第１の実施例のソフトスタート回路２３の定電流源ＣＳ０および抵抗Ｒ０と直列にスイッチ素子ＳＷ２が接続されているとともに、定電流源ＣＳ０と容量Ｃ０との接続ノードＮ０と接地点との間にスイッチ素子ＳＷ３が接続され、スイッチ素子ＳＷ１は電源監視回路２４からの検出信号ＵＶＬとチップ外部からの制御信号ON/OFFの論理輪をとるＡＮＤゲートＧ１の出力によって、またスイッチ素子ＳＷ３はゲートＧ１の出力をインバータで反転した信号によりオン・オフ制御されるように構成されている。上記電源監視回路２４が監視する電圧は当該レギュレータの出力電圧Ｖoutであるが、レギュレータの出力電圧Ｖoutと電源電圧Ｖccの両方であっても良い。
FIG. 2 shows a second embodiment of a switching power supply control IC to which the present invention is applied and a step-down switching regulator using the same.
In the second embodiment, a switch element SW2 is connected in series with the constant current source CS0 and the resistor R0 of the
この実施例では、電源投入直後あるいはオン／オフ制御信号ON/OFFがロウレベルであるレギュレータ非選択時には、ゲートＧ１の出力はロウレベルであり、スイッチ素子ＳＷ２がオフ、ＳＷ３がオンされ、ノードＮ０は接地電位とされる。この状態で、チップ外部からのオン／オフ制御信号ON/OFFがハイレベルに立ち上げられると、誤差アンプ２１およびヒステリシス・コンパレータ２２が動作を開始して出力電圧Ｖoutが次第に高くなる。そして、Ｖoutがあるレベルに達すると電源監視回路２４の検出信号ＵＶＬがハイレベルに変化するため、スイッチＳＷ２がオン、ＳＷ３がオフされ、定電流源ＣＳ０によって容量Ｃ０が充電され、ノードＮ０の電位が徐々に高くなる。
In this embodiment, immediately after the power is turned on or when the on / off control signal ON / OFF is low level, the output of the gate G1 is low level, the switch element SW2 is off, SW3 is on, and the node N0 is grounded. Potential. In this state, when the ON / OFF control signal ON / OFF from the outside of the chip is raised to a high level, the
そして、ノードＮ０の電位がスイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１のしきい値電圧を越えるとＳＷ１がオンされ、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが端子Ｐ１よりチップ外部へ出力されるようになる。このとき、誤差アンプ２１およびヒステリシス・コンパレータ２２の出力はほぼ安定した状態にあるので、他の制御用ＩＣのヒステリシス・コンパレータに大きな影響を与えたり、他の制御用ＩＣの誤差アンプ２１の出力によりヒステリシス・コンパレータ２２が大きな影響を受けるのが回避される。
When the potential of the node N0 exceeds the threshold voltage of the switch MOS transistor SW1, SW1 is turned on, and the output EAO of the
一方、レギュレータが動作している状態で、チップ外部からのオン／オフ制御信号ON/OFFがロウレベルに立ち下げられると、ゲートＧ１の出力信号がロウレベルに変化するため、スイッチＳＷ２がオフ、ＳＷ３がオンされ、容量Ｃ０の電荷がリセットされてノードＮ０の電位が接地電位にされる。これによって、スイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１が直ちにオフされ、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが端子Ｐ１よりチップ外部へ出力されるのを阻止するようになる。
On the other hand, when the on / off control signal ON / OFF from the outside of the chip falls to the low level while the regulator is operating, the output signal of the gate G1 changes to the low level, so that the switch SW2 is turned off and the SW3 is turned on. Turned on, the charge of the capacitor C0 is reset, and the potential of the node N0 is set to the ground potential. As a result, the switch MOS transistor SW1 is immediately turned off, and the output EAO of the
同様に、オン／オフ制御信号ON/OFFがハイレベルであっても負荷の短絡等の異状によって出力電圧Ｖoutが所定のレベルよりも下がると電源監視回路２４の出力信号ＵＶＬがロウレベルに変化するため、スイッチＳＷ２がオフ、ＳＷ３がオンされ、容量Ｃ０の電荷がリセットされてノードＮ０の電位が接地電位にされる。これによって、スイッチＭＯＳトランジスタＳＷ１が直ちにオフされ、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが端子Ｐ１よりチップ外部へ出力されるのを阻止するようになる。
Similarly, even if the ON / OFF control signal ON / OFF is at a high level, the output signal UVL of the power
なお、ＡＮＤゲートＧ１の前段にオン／オフ制御信号ON/OFFによってセットおよびリセットされるＲＳフリップフロップを設け、外部からは制御パルスとしてオン／オフ制御信号を与えるように構成しても良い。また、この第２の実施例では、図１の実施例における整流用ダイオードＤ１の代わりに同期整流用トランジスタＱ２が接続され、スイッチング・トランジスタＱ１と相補的にオン・オフされるように構成されているが、図１の実施例のように整流用ダイオードＤ１を用いるレギュレータを構成するスイッチング電源制御用ＩＣに本実施例を適用することも可能である。 Note that an RS flip-flop that is set and reset by an on / off control signal ON / OFF may be provided in the previous stage of the AND gate G1, and an on / off control signal may be externally supplied as a control pulse. In the second embodiment, a synchronous rectification transistor Q2 is connected instead of the rectification diode D1 in the embodiment of FIG. 1, and is configured to be turned on / off complementarily with the switching transistor Q1. However, this embodiment can also be applied to a switching power supply control IC that constitutes a regulator using the rectifying diode D1 as in the embodiment of FIG.
次に、図２の実施例のスイッチング・レギュレータの具体的な動作を、図３のタイミングチャートを用いて説明する。
実施例のスイッチング・レギュレータは、抵抗Ｒｓと容量Ｃｓとの接続ノードＮｓの電位Ｖｎｓがヒステリシス・コンパレータ２２に入力されている誤差アンプ２１の出力ＥＡＯよりも下がるとコンパレータの出力が反転する。すると、ヒステリシス・コンパレータ２２の出力が反転してコイルＬ１に電流を流し込むトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に切り替えられ、これに同期してコイルＬ１に流す電流を減らすように作用するトランジスタＱ２がオン状態からオフ状態に切り替えられる。これにより、トランジスタＱ１を介して電源端子ＶｉｎからコイルＬ１へ電流が流し込まれるようになる。このとき、容量Ｃｓは抵抗Ｒｓを介して充電され、接続ノードＮｓの電位Ｖｎｓが次第に高くなる。
Next, the specific operation of the switching regulator of the embodiment of FIG. 2 will be described using the timing chart of FIG.
In the switching regulator of the embodiment, when the potential Vns of the connection node Ns between the resistor Rs and the capacitor Cs falls below the output EAO of the
また、ヒステリシス・コンパレータ２２は、そのヒステリシス電圧をＶhysとおくと、接続ノードＮｓの電位ＶｎｓがＥＡＯ＋Ｖhysより高くなると出力が反転する。すると、ヒステリシス・コンパレータ２２の出力が反転してトランジスタＱ１がオン状態からオフ状態に、またこれに同期してトランジスタＱ２がオフ状態からオン状態にそれぞれ切り替えられる。これにより、トランジスタＱ２によってコイルＬ１に流れる電流が減らされるようになる。このとき、容量Ｃｓは抵抗Ｒｓを介して放電され、接続ノードＮｓの電位Ｖｎｓは次第に低くなる。
Further, when the hysteresis voltage of the
上記のような動作を繰り返すことにより、コイルＬ１に流れる電流ＩLは、図３（Ａ）のように三角波状に変化する。コイル電流ＩLの増加する期間、減少する期間においてのそれぞれの時間的な変化量は、コイルＬ１のインダクタンスをＬとすると、増加する期間では（Ｖin−Ｖout）／Ｌであり、減少する期間ではＶout／Ｌである。それに対して抵抗Ｒｓの抵抗値をＲ、Ｃｓの電荷を充放電するために流れる電流をＩｃとすると、電流が増加する期間ではＩｃ＝（Ｖin−Ｖout）／Ｒであり、減少する期間ではＩｃ＝Ｖout／Ｒである。よって抵抗ＲｓはＩLの変化量をリニアにノードＮｓに伝えるために用いられる。 By repeating the above operation, the current IL flowing through the coil L1 changes like a triangular wave as shown in FIG. The amount of temporal change in each of the increasing period and decreasing period of the coil current IL is (Vin−Vout) / L in the increasing period and Lout in the increasing period, where L is the inductance of the coil L1. / L. On the other hand, if the resistance value of the resistor Rs is R, and the current flowing to charge / discharge the charge of Cs is Ic, Ic = (Vin−Vout) / R during the current increase period, and Ic during the decrease period. = Vout / R. Therefore, the resistor Rs is used to transmit the amount of change of IL linearly to the node Ns.
これにより、出力電流Ｉoutが一定である定常状態（図３のＴ１，Ｔ３，Ｔ５の期間）では、コイルＬ１にはほぼ安定した電流ＩLが流される。このときレギュレータの出力電圧Ｖoutは、トランジスタＱ１をオン・オフ制御する信号のデューティ比ｔon／（ｔon＋ｔoff）をＮとすると、Ｖout＝Ｎ・Ｖinで表わされる。ここで、ｔonはスイッチのオン期間、ｔoffはオフ期間である。なお、上記トランジスタＱ１およびＱ２を切り替える際には、図３（Ｄ），（Ｅ）のようにそれぞれ所定のデッドタイムΔＴを設けて２つのスイッチが同時にオン状態にされて貫通電流が流れるのを回避するような制御が行なうようにすると良い。 As a result, in a steady state where the output current Iout is constant (periods T1, T3, and T5 in FIG. 3), a substantially stable current IL flows through the coil L1. At this time, the output voltage Vout of the regulator is expressed by Vout = N · Vin, where N is the duty ratio ton / (ton + toff) of the signal for controlling on / off of the transistor Q1. Here, ton is an on period of the switch, and toff is an off period. When the transistors Q1 and Q2 are switched, a predetermined dead time ΔT is provided as shown in FIGS. 3D and 3E, and the two switches are simultaneously turned on so that a through current flows. It is preferable to perform control that avoids this.
出力電流Ｉoutが増加する遷移状態（Ｔ２）においては、出力電圧Ｖoutが急に下がるのに応じてその電位変化が容量Ｃｓを介して接続ノードＮｓに伝わり、その電位Ｖｎｓが図３（Ｂ）のように急激に下がることによって、トランジスタＱ１をオンさせる時間（Ｑ２のオフ時間）を図３（Ｄ）のように延長させる。また、出力電流Ｉoutが減少する遷移状態（Ｔ４）においては、出力電圧Ｖoutが急に上がるのに応じて接続ノードＮｓの電位Ｖｎｓが上がることによって、図３（Ｄ）のようにトランジスタＱ１をオフさせる時間を延長させるように動作する。 In the transition state (T2) in which the output current Iout increases, the potential change is transmitted to the connection node Ns through the capacitor Cs in response to the sudden drop in the output voltage Vout, and the potential Vns in FIG. Thus, the time when the transistor Q1 is turned on (the off time of Q2) is extended as shown in FIG. In the transition state (T4) in which the output current Iout decreases, the potential Vns of the connection node Ns increases as the output voltage Vout suddenly increases, thereby turning off the transistor Q1 as shown in FIG. Operates to extend the time allowed.
なお、図３には示されていないが、コイルの電流ＩLが減少しているときに出力電流Ｉoutが増加する遷移状態（Ｔ２）に入るとトランジスタＱ１をオフさせる時間（Ｑ２のオン時間）を短縮させ、コイルの電流ＩLが増加しているときに出力電流Ｉoutが減少する遷移状態（Ｔ４）に入るとトランジスタＱ２をオンさせる時間を延長させるように動作する。また、図３では誤差アンプ２１の出力ＥＡＯが一定の状態を示しているが、誤差アンプ２１の出力ＥＡＯは負荷の変動に応じて変化し、それに応じてヒステリシスの波形ＥＡＯ＋Ｖhysも変化する。
Although not shown in FIG. 3, when the transition current (T2) in which the output current Iout increases when the coil current IL decreases, the time for turning off the transistor Q1 (on time of Q2) is set. When the coil current IL increases, when the transition state (T4) in which the output current Iout decreases when the coil current IL increases is entered, the time for turning on the transistor Q2 is extended. 3 shows a state in which the output EAO of the
図４には、図１または図２の実施例のスイッチング・レギュレータを複数個並列に接続して構成されたカレントシェア型の電源装置を示す。
図４の電源装置は、１つのスイッチング・レギュレータの電流供給能力よりも大きい電流を必要とする負荷に適したシステムである。図４において、符号２００Ａ，２００Ｂ……２００Ｎが付されているのは、図１または図２に示されているような構成を有するスイッチング電源制御用ＩＣ２０とスイッチング・トランジスタＱ１およびＱ２または整流用ダイオードＤ１がセラミック基板のような１つの絶縁基板上に実装された電源モジュールである。
FIG. 4 shows a current share type power supply device configured by connecting a plurality of switching regulators of the embodiment of FIG. 1 or FIG. 2 in parallel.
The power supply apparatus of FIG. 4 is a system suitable for a load that requires a current larger than the current supply capability of one switching regulator. In FIG. 4,
これらの複数のモジュール内の各スイッチング電源制御用ＩＣ２０が１つのコントローラ１００によって制御される。そして、各電源モジュールによって電流が流されるコイルＬ１，Ｌ２，……ＬＮにはこれと直列に電流センス抵抗Ｒs1，Ｒs2，……ＲsNが接続されており、これらのセンス抵抗とコイルとの接続ノードの電圧ＶCS1，ＶCS2,……ＶCSNが対応するモジュールのスイッチング電源制御用ＩＣ２０とコントローラ１００にフィードバックされるとともに、出力端子と接地点との間には電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続され、該抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電圧がＶFBとしてすべてのモジュール内のスイッチング電源制御用ＩＣ２０とコントローラ１００にフィードバックされている。
Each switching power
コントローラ１００は、フィードバックされた電圧ＶCS1，ＶCS2,……ＶCSNとＶFBに基づいて該電圧が目標電圧となるとともに、電流センス抵抗Ｒs1，Ｒs2，……ＲsNの端子電圧ＶCS1，ＶCS2,……ＶCSNに基づいて、各コイルＬ１，Ｌ２，……ＬＮに流れる電流が均等になるように各電源モジュール２００Ａ〜２００Ｎのうち動作させるものを決定してオン・オフ制御信号ON/OFF1, ON/OFF2,……ON/OFFNを生成して制御を行なう。これによって、一部のコイルに過大な電流が流れて破損したり特性が劣化したりするのを回避することができるとともに、電力効率を向上させることができる。
Based on the fed back voltages VCS1, VCS2,..., VCSN and VFB, the
各コイルＬ１，Ｌ２，……ＬＮと直列に電流センス抵抗Ｒs1，Ｒs2，……ＲsNを設ける代わりに、図１と同様に、各コイルＬ１，Ｌ２，……ＬＮと並列に直列の抵抗Ｒｓおよび容量Ｃｓを設け、それらの接続ノードＮｓの電位を対応するモジュールのスイッチング電源制御用ＩＣ２０とコントローラ１００にフィードバックさせるように構成しても良い。電流センスのため直列の抵抗Ｒｓと容量Ｃｓを用いると、コイルと直列の抵抗を用いるタイプに比べて電力損失が少ないとともに応答特性がよくなるという利点がある。
Instead of providing the current sense resistors Rs1, Rs2,... RsN in series with the coils L1, L2,... LN, the resistors Rs in series with the coils L1, L2,. A capacitor Cs may be provided, and the potential of the connection node Ns may be fed back to the switching power
図５および図６は、本発明を適用したスイッチング電源制御用ＩＣを用いたスイッチング・レギュレータの他の構成例を示す。このうち、図５は昇圧型のスイッチング・レギュレータの他の構成例を、また図６は負電圧発生用のスイッチング・レギュレータの構成例を示す。同図において、図１や図２と同一の回路や素子には同一の符号を付して重複した説明は省略する。 5 and 6 show another configuration example of the switching regulator using the switching power supply control IC to which the present invention is applied. Of these, FIG. 5 shows another configuration example of the step-up type switching regulator, and FIG. 6 shows a configuration example of a switching regulator for generating a negative voltage. In this figure, the same circuits and elements as those in FIG. 1 and FIG.
図５のレギュレータは、図１のレギュレータにおけるスイッチング・トランジスタＱ１の位置にコイルＬ１を接続し、ダイオードＤ１の位置にスイッチング・トランジスタＱ１を、またコイルＬ１の位置にダイオードＤ１を順方向接続した構成とされており、スイッチング・トランジスタＱ１をオンさせて電流を流してコイルＬ１にエネルギーを蓄積した後、Ｑ１をオフさせるとコイルの蓄積エネルギーがダイオードＤ１を介して出力端子側へ電流を流して平滑容量Ｃ１を充電させる。これを繰り返すことで、入力電圧Ｖinよりも高い電圧Ｖoutを発生させることができる。 The regulator of FIG. 5 has a configuration in which the coil L1 is connected to the position of the switching transistor Q1, the switching transistor Q1 is connected to the position of the diode D1, and the diode D1 is connected to the position of the coil L1 in the forward direction in the regulator of FIG. When the switching transistor Q1 is turned on and a current is passed to store energy in the coil L1, when the Q1 is turned off, the stored energy in the coil flows to the output terminal side via the diode D1 and the smoothing capacitor. Charge C1. By repeating this, a voltage Vout higher than the input voltage Vin can be generated.
図６のレギュレータは、図１のレギュレータにおけるダイオードＤ１の位置にコイルＬ１を接続し、コイルＬ１の位置にダイオードＤ１を逆方向接続した構成とされており、スイッチング・トランジスタＱ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流した後、Ｑ１をオフさせるとコイルＬ１に流れ続けようとする電流が出力端子側からダイオードＤ１を介して流されることで平滑容量Ｃ１から電荷を引き抜き、負の出力電圧Ｖoutを発生させることができる。 The regulator of FIG. 6 has a configuration in which the coil L1 is connected to the position of the diode D1 in the regulator of FIG. 1 and the diode D1 is reversely connected to the position of the coil L1, and the switching transistor Q1 is turned on to turn on the coil L1. When Q1 is turned off after passing a current through the current, a current that continues to flow through the coil L1 is passed through the diode D1 from the output terminal side, thereby extracting charge from the smoothing capacitor C1 and generating a negative output voltage Vout Can be made.
図５および図６において、抵抗ＲLとして示されているのは、実施例のスイッチング・レギュレータからの電圧の供給を受けて動作するＣＰＵのような負荷としての半導体集積回路である。なお、図５および図６には示されていないが、いずれのレギュレータにおいても、図１または図２の実施例の外部端子Ｐ１とスイッチ素子Ｓ１とソフトスタート回路２３が設けられており、それによって同様な効果を得ることができる。
In FIG. 5 and FIG. 6, what is shown as a resistor RL is a semiconductor integrated circuit as a load such as a CPU that operates by receiving a voltage supplied from the switching regulator of the embodiment. Although not shown in FIGS. 5 and 6, each regulator is provided with the external terminal P1, the switch element S1, and the
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、スイッチング・トランジスタＱ１と整流用ダイオードＤ１と検出用抵抗Ｒｓ，Ｒ１，Ｒ２が外付けの素子としてスイッチング電源制御用ＩＣ２０に接続されるように構成されているが、スイッチング・トランジスタＱ１や整流用ダイオードＤ１、検出用抵抗Ｒｓ，Ｒ１，Ｒ２等もオンチップの素子としてＩＣ２０と同一の半導体基板上に形成するようにしても良い。
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor. For example, in the above embodiment, the switching transistor Q1, the rectifying diode D1, and the detection resistors Rs, R1, and R2 are connected to the switching power
また、前記実施例では、ソフトスタート回路２３を定電流源ＣＳ０と容量素子Ｃ０とからなる時定数回路で構成しているが、抵抗と容量素子とからなる時定数回路で構成しても良い。さらに、前記実施例では、コイルに電流を流すトランジスタＱ１としてＦＥＴからなるスイッチング・トランジスタを使用しているが、バイポーラ・トランジスタであっても良い。さらに、図１，図２，図５および図６の実施例では、コイルに流れる電流を検出する電流検出用の素子Ｒｓ，Ｃｓをコイルと並列に設けているが、図４のようにコイルと直列に接続された抵抗とするようにしても良い。
In the above embodiment, the
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるヒステリシスを有するコンパレータを使用したヒステリシス・カレントモード制御方式のスイッチング・レギュレータに適用した場合を説明したが、本発明は誤差アンプとヒステリシスを有するコンパレータを使用したＰＷＭ（パルス幅変調）方式あるいはＰＦＭ（パルス周波数変調）方式のスイッチング・レギュレータにも利用することができる。 In the above description, the case where the invention made mainly by the present inventor is applied to a switching regulator of a hysteresis current mode control system using a comparator having hysteresis, which is a field of use behind the invention, has been described. Can also be used for a PWM (pulse width modulation) type or PFM (pulse frequency modulation) type switching regulator using an error amplifier and a comparator having hysteresis.
１０ 直流電源
２０ スイッチング電源制御用ＩＣ
２１ 誤差アンプ
２２ ヒステリシス・コンパレータ
２３ ソフトスタート回路
10
21
Claims (5)
前記誤差アンプの出力電圧を外部へ出力するための外部端子と、該外部端子と前記誤差アンプの出力端子との間に設けられたスイッチ素子と、該スイッチ素子の制御端子に接続され起動時に前記スイッチ素子を徐々にオン状態にさせるソフトスタート回路とを備えてなることを特徴とする電源制御用半導体集積回路。 An error amplifier that compares a voltage corresponding to the output voltage with a reference voltage and outputs a voltage corresponding to the potential difference, and a voltage corresponding to the current flowing through the output of the error amplifier and the voltage conversion inductor having hysteresis. And a hysteresis comparator that generates a drive signal for a switching transistor that controls the current flowing through the inductor, and a power supply control semiconductor integrated circuit,
An external terminal for outputting the output voltage of the error amplifier to the outside, a switch element provided between the external terminal and the output terminal of the error amplifier, and connected to the control terminal of the switch element, A power supply control semiconductor integrated circuit comprising: a soft start circuit for gradually turning on a switch element.
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