JP4282673B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
本発明はスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device.
従来より、CD(コンパクト・ディスク)やMD(ミニ・ディスク)を再生するポータブル機器の電源回路には、1次側の電源電圧供給源である電池の電圧を設定電圧へ変換した電源出力電圧を2次側の負荷へ出力するために、スイッチング電源装置が採用されている。図11に、従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す(例えば、特許文献1参照。)。 Conventionally, a power supply output voltage obtained by converting a battery voltage as a power supply voltage source on the primary side into a set voltage is applied to a power supply circuit of a portable device that reproduces a CD (compact disc) or an MD (mini disc). In order to output to the load on the secondary side, a switching power supply device is employed. FIG. 11 shows a circuit configuration of a conventional switching power supply device (see, for example, Patent Document 1).
図11に示す従来のスイッチング電源装置は昇圧型DC/DCコンバータの構成を採っており、1次側の電源電圧供給源BTである電池からの電源入力電圧(電池電圧)VINを、コイル駆動用トランジスタであるバイポーラトランジスタTrAと電界効果トランジスタ(パワーMOSFET)TrBのスイッチング動作によって設定電圧へ昇圧して、2次側の負荷へ出力する。 The conventional switching power supply device shown in FIG. 11 adopts a step-up DC / DC converter configuration, and a power supply input voltage (battery voltage) VIN from a battery, which is a primary power supply voltage supply source BT, is used for driving a coil. The voltage is boosted to the set voltage by the switching operation of the bipolar transistor TrA and the field effect transistor (power MOSFET) TrB, and is output to the secondary load.
図11において、DC/DCコンバータ用のドライバIC101のFB端子には、抵抗R2、R3の分割比で検出される2次側の電源出力電圧VOUTの検出電圧が入力される。また、VDD端子には、ドライバIC101の電源電圧として電源出力電圧VOUTが入力される。また、OUT端子からはコイル駆動用トランジスタのスイッチング動作を制御するパルス信号が出力される。図12に、OUT端子から出力されるパルス信号を示す。
In FIG. 11, the detection voltage of the secondary power supply output voltage VOUT detected by the division ratio of the resistors R2 and R3 is input to the FB terminal of the
ドライバIC101は、FB端子に入力された検出電圧と内部基準電圧の差分を基に、OUT端子から出力するパルス信号の‘H’レベルの期間(Ton)と‘L’レベルの期間(Toff)を制御して、電源出力電圧VOUTを抵抗R2、R3で分圧した電圧値が内部基準電圧へ向けて収束するように負帰還動作する。また、ドライバIC101は、OUT端子から出力するパルス信号のパルス波高値Vmを、VDD端子電圧と略同電位にして出力する。
Based on the difference between the detection voltage input to the FB terminal and the internal reference voltage, the
PWMパルス制御部102は、ドライバIC101のOUT端子から出力されるパルス信号を抵抗R1により電流変換してバイポーラトランジスタTrAのベース端子へ出力するとともに、電界効果トランジスタTrBのゲート端子へそのパルス信号を直接出力する。バイポーラトランジスタTrAと電界効果トランジスタTrBは、パルス信号が‘H’レベルの期間(Ton)にオンし、‘L’レベルの期間(Toff)にオフする。
The PWM
以下、この従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。
まず、電源電圧供給源BTの起動時には、ショットキー・バリア・ダイオードD1の順方向ダイオード電圧を0.2(V)とすると、ドライバIC101のVDD端子に、
VIN−0.2
の電圧が印加される。但し、VINは電源入力電圧(電池電圧)である。
The operation of this conventional switching power supply device will be described below.
First, when the power supply voltage supply source BT is activated, assuming that the forward diode voltage of the Schottky barrier diode D1 is 0.2 (V), the VDD terminal of the driver IC 101 is
VIN-0.2
Is applied. However, VIN is a power supply input voltage (battery voltage).
したがって、バイポーラトランジスタTrAのベース−エミッタ間電圧をVBE、抵抗R1の抵抗値をR1とすると、起動時にバイポーラトランジスタTrAのベース端子へ入力されるベース電流Ibは、
Ib≒(VIN−0.2−VBE)/R1
となり、バイポーラトランジスタTrAはスイッチング動作を開始する。
Therefore, when the base-emitter voltage of the bipolar transistor TrA is VBE and the resistance value of the resistor R1 is R1, the base current Ib input to the base terminal of the bipolar transistor TrA at the start-up is
Ib≈ (VIN−0.2−VBE) / R1
Thus, the bipolar transistor TrA starts a switching operation.
また、電界効果トランジスタTrBのしきい値電圧をVthとすると、起動時の電源入力電圧(電池電圧)VINが、
VIN−0.2<Vth
の関係にある場合、ドライバIC101のOUT端子から出力されるパルス信号のパルス波高値Vmとしきい値電圧Vthの関係も同様であるので、起動直後は、しきい値電圧Vthが大きい電界効果トランジスタTrBはスイッチング動作を開始できない。
Further, when the threshold voltage of the field effect transistor TrB is Vth, the power supply input voltage (battery voltage) VIN at the time of startup is
VIN−0.2 <Vth
Since the relationship between the pulse peak value Vm of the pulse signal output from the OUT terminal of the
起動後、バイポーラトランジスタTrAのスイッチング動作により電源出力電圧VOUTが昇圧して、
VOUT≧Vth
の関係になると、ドライバIC101のOUT端子から出力されるパルス信号のパルス波高値Vmとしきい値電圧の関係も同様となるので、電界効果トランジスタTrBがスイッチング動作を開始する。
After startup, the power supply output voltage VOUT is boosted by the switching operation of the bipolar transistor TrA,
VOUT ≧ Vth
Since the relationship between the pulse peak value Vm of the pulse signal output from the OUT terminal of the
以上のように、並列接続されたバイポーラトランジスタと電界効果トランジスタをコイル駆動用トランジスタとして備える従来のスイッチング電源装置は、起動時は先ずバイポーラトランジスタのスイッチング動作により2次側の電源出力電圧VOUTを所定電圧(電界効果トランジスタのしきい値電圧)まで昇圧させ、その後は、主に電界効果トランジスタのスイッチング動作により2次側の電源出力電圧VOUTを設定電圧へ昇圧させていた。 As described above, a conventional switching power supply device including a bipolar transistor and a field effect transistor connected in parallel as a coil driving transistor, when starting up, first supplies the power output voltage VOUT on the secondary side to a predetermined voltage by the switching operation of the bipolar transistor. The voltage is boosted to (threshold voltage of the field effect transistor), and thereafter, the power supply output voltage VOUT on the secondary side is boosted to the set voltage mainly by the switching operation of the field effect transistor.
また、図11では、ドライバIC101の内部構成はわからないが、一般的な昇圧型DC/DCコンバータの構成は図4に示すようになり、電源出力電圧VOUTは、電源出力電圧VOUTを抵抗41、42で分圧した電圧値が基準電圧減44の内部基準電圧Vaへ収束するように制御される。
In FIG. 11, the internal configuration of the
しかしながら、従来のスイッチング電源装置の構成では、スタンバイモードと通常動作モードを有する電気機器に使用される場合であっても、スタンバイモード時と通常動作モード時で同一の回路によって電源入力電圧を設定電圧に変換することになる。つまり、同一の電流供給能力で同一の設定電圧を負荷へ供給することになる。そのため、2次側の負荷として、スタンバイモードと通常動作モードを有し、スタンバイモード時には通常動作モード時と比べて消費電流が小さくなるデバイス(例えば、マイクロ・コンピュータなど)が接続された場合であっても、従来のスイッチング電源装置の構成では、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができず、スタンバイモード時における電源電圧供給源(電池)からの消費電流(流出電流)を軽減させることができなかった。 However, in the configuration of the conventional switching power supply device, the power input voltage is set by the same circuit in the standby mode and the normal operation mode even when used in an electric device having the standby mode and the normal operation mode. Will be converted to That is, the same set voltage is supplied to the load with the same current supply capability. Therefore, there is a case where a device (for example, a microcomputer, etc.) having a standby mode and a normal operation mode as a secondary side load and having a current consumption smaller than that in the normal operation mode is connected in the standby mode. However, in the conventional switching power supply configuration, the current consumption of the switching power supply itself cannot be reduced in the standby mode, and the current consumption (outflow current) from the power supply voltage source (battery) in the standby mode is reduced. Could not be reduced.
また、通常動作モード時に電源入力として精度の良い一定電圧を必要とするデバイス(例えば、マイクロ・コンピュータなど)を2次側の負荷とし、時間の経過に伴って電圧が低下する電池を1次側の電源電圧供給源とした場合、昇圧型DC/DCコンバータのみからなる従来のスイッチング電源装置では、次の問題が発生する。すなわち、従来のスイッチング電源装置では、設定電圧に整流用のダイオードD1の順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高いと、負荷へ供給する電源出力電圧が電池電圧からダイオードD1の順方向ダイオード電圧を引いた電圧へと吊り上ってしまう。そして、電池電圧が使用時間とともに下がると、それに伴って電源出力電圧も低下してしまい、通常動作モード時にデバイスへ所定の一定電圧を供給することができなかった。
本発明は、上記問題点に鑑み、昇圧型DC/DCコンバータと昇降圧型DC/DCコンバータを設け、スタンバイモード時には、昇圧型DC/DCコンバータが、通常動作モード時の設定電圧(第1の設定電圧)よりも低い設定電圧(第2の設定電圧)以上の電源出力電圧を負荷へ供給し、一方、通常動作モード時には、昇降圧型DC/DCコンバータが、通常動作モード時の設定電圧(第1の設定電圧)を負荷へ供給する構成とすることにより、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流(流出電流)を軽減させることができるとともに、通常動作モード時には電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 In view of the above problems, the present invention provides a step-up DC / DC converter and a step-up / step-down DC / DC converter. In the standby mode, the step-up DC / DC converter has a set voltage (first setting) in the normal operation mode. A power supply output voltage that is lower than a set voltage (second set voltage) lower than the voltage) is supplied to the load. On the other hand, in the normal operation mode, the step-up / step-down DC / DC converter supplies the set voltage (first The power supply voltage of the switching power supply itself can be reduced in the standby mode, and the current consumption (outflow current) from the power supply source in the standby mode can be reduced. A switch that can supply a constant voltage that is not affected by the voltage of the power supply voltage supply to the load during normal operation mode And to provide a mode power supply unit.
また、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型DC/DCコンバータの回路電源として2次側の電源出力電圧を用いているため、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧は、上記したように電池電圧からダイオードの順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧となり、起動時(電池セット時)に必要な電池電圧の下限値がその順方向ダイオード電圧分ほど高くなるという問題があった。 Further, in the conventional switching power supply device, the secondary side power supply output voltage is used as the circuit power supply of the step-up DC / DC converter. Therefore, when a battery is used as the primary side power supply voltage supply source, As described above, the power supply voltage of the step-up DC / DC converter is a voltage that drops from the battery voltage by the forward diode voltage of the diode, and the lower limit value of the battery voltage required at startup (when the battery is set) is There is a problem that the forward diode voltage becomes higher.
そこで、本発明は、上記問題点に鑑み、昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧として電源電圧供給源からの電源入力電圧を直接用いることにより、起動時の電源入力電圧が低くても動作することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 Therefore, in view of the above problems, the present invention can operate even when the power supply input voltage at the time of start-up is low by directly using the power supply input voltage from the power supply voltage supply as the power supply voltage of the step-up DC / DC converter. An object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of performing
また、図4に示すように一般的な昇圧型DC/DCコンバータは増幅器(エラーアンプ)を備えているため、従来のスイッチング電源装置では、スタンバイモード時にもこのエラーアンプにおける消費電流が発生する。 In addition, as shown in FIG. 4, a general boost DC / DC converter includes an amplifier (error amplifier). Therefore, in a conventional switching power supply device, current consumption occurs in the error amplifier even in the standby mode.
そこで、本発明は、上記問題点に鑑み、スタンバイモード時に動作する昇圧型DC/DCコンバータの構成を、一般的な昇圧型DC/DCコンバータに対して増幅器(エラーアンプ)を含まない構成とすることにより(図1と図5を参照)、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を削減することができ、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流(流出電流)を軽減させることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 Therefore, in view of the above problems, the present invention is configured such that the configuration of the boost DC / DC converter that operates in the standby mode does not include an amplifier (error amplifier) with respect to a general boost DC / DC converter. (See FIGS. 1 and 5), current consumption generated in the error amplifier in the standby mode can be reduced, and current consumption (outflow current) from the power supply voltage supply source in the standby mode can be reduced. An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can be used.
本発明の請求項1記載のスイッチング電源装置は、電源電圧供給源に接続される入力端子と、通常動作モードとスタンバイモードを有する負荷に接続される出力端子と、前記通常動作モード時に、前記電源電圧供給源からの電源入力電圧を第1の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇降圧型DC/DCコンバータと、前記スタンバイモード時に、電源出力電圧が前記第1の設定電圧より低い第2の設定電圧以下であると、前記電源入力電圧を前記第2の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給し、電源出力電圧が前記第2の設定電圧を上回ると、前記第2の設定電圧への変換動作を行うことなく前記電源入力電圧を通過させた電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇圧型DC/DCコンバータと、前記通常動作モード時に前記昇降圧型DC/DCコンバータの出力を前記出力端子へ出力し、前記スタンバイモード時に前記昇圧型DC/DCコンバータの出力を前記出力端子へ出力するモード切換スイッチと、を具備することを特徴とする。
The switching power supply device according to
本発明の請求項2記載のスイッチング電源装置は、請求項1記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型DC/DCコンバータは、その電源電圧として前記電源入力電圧を用いることを特徴とする。 A switching power supply according to a second aspect of the present invention is the switching power supply according to the first aspect, wherein the step-up DC / DC converter uses the power supply input voltage as the power supply voltage.
本発明の請求項3記載のスイッチング電源装置は、請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型DC/DCコンバータは、電源出力電圧を検出して検出電圧を出力する検出回路と、三角波信号を出力する三角波発生回路と、前記検出回路の検出電圧と前記三角波発生回路からの三角波信号を比較して比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に従ってスイッチング動作するスイッチング素子と、一端に前記電源入力電圧が印加され、他端が前記スイッチング素子のスイッチング動作によって駆動されるコイルと、前記コイルの出力を整流するダイオードと、を有し、前記スタンバイモード時に、前記ダイオードによって整流された前記コイルの出力が前記出力端子へ出力されることを特徴とする。
A switching power supply device according to
本発明の請求項4記載のスイッチング電源装置は、請求項3記載のスイッチング電源装置であって、前記昇圧型DC/DCコンバータは、前記通常動作モード時に前記スイッチング素子をオフ状態で停止させる回路をさらに具備することを特徴とする。
The switching power supply device according to claim 4 of the present invention is the switching power supply device according to
本発明によれば、昇圧型DC/DCコンバータと昇降圧型DC/DCコンバータを設け、スタンバイモード時には、昇圧型DC/DCコンバータが、通常動作モード時の設定電圧(第1の設定電圧)よりも低い設定電圧(第2の設定電圧)以上の電源出力電圧を負荷へ供給し、一方、通常動作モード時には、昇降圧型DC/DCコンバータが、通常動作モード時の設定電圧(第1の設定電圧)を負荷へ供給する構成としたので、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を軽減させることができる。したがって、1次側の電源電圧供給源として電池を用いるような電気機器で使用される場合、電池寿命を長くすることができる。さらに、電池がセットされたまま放置されている状態になるとスタンバイモードが設定されるデバイスが2次側の負荷の場合、スタンバイモード時に電池からの消費電流(流出電流)が多いと電池電圧が低下して電池の液漏れが発生するおそれがあるが、本発明によれば、スタンバイモード時の電池からの消費電流を軽減できるので、電池の液漏れを防止し、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合を防止できる。 According to the present invention, the step-up DC / DC converter and the step-up / step-down DC / DC converter are provided, and in the standby mode, the step-up DC / DC converter has a higher voltage than the set voltage (first set voltage) in the normal operation mode. A power supply output voltage higher than a low set voltage (second set voltage) is supplied to the load. On the other hand, in the normal operation mode, the step-up / step-down DC / DC converter has a set voltage (first set voltage) in the normal operation mode. Therefore, the current consumption of the switching power supply device itself can be reduced during the standby mode, and the current consumption from the power supply voltage supply source during the standby mode can be reduced. Therefore, when used in an electrical device that uses a battery as the power supply voltage source on the primary side, the battery life can be extended. In addition, when the battery is set and left unattended, if the device in which the standby mode is set is a secondary load, the battery voltage will drop if there is a large amount of current (outflow current) from the battery in the standby mode However, according to the present invention, the current consumption from the battery in the standby mode can be reduced, so that the battery leakage can be prevented and the electric leakage of the battery due to the battery leakage can be prevented. It is possible to prevent defects in quality.
また、本発明によれば、通常動作モード時には、電源電圧供給源からの電源入力電圧を昇降圧型DC/DCコンバータにより設定電圧(第1の設定電圧)へ変換するので、電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することができる。 According to the present invention, in the normal operation mode, the power supply input voltage from the power supply voltage supply source is converted into the set voltage (first set voltage) by the step-up / step-down DC / DC converter. A constant voltage that is not affected by the current can be supplied to the load.
また、本発明によれば、昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧として電源電圧供給源からの電源入力電圧を直接用いるので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時(起動時)の電池電圧が低くても動作することができる。 Further, according to the present invention, since the power supply input voltage from the power supply voltage supply source is directly used as the power supply voltage of the step-up DC / DC converter, when a battery is used as the power supply voltage supply source on the primary side, It can operate even when the battery voltage is low (at startup).
すなわち、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型DC/DCコンバータの回路電源として2次側の電源出力電圧を用いるので(図11参照。)、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧は、電池電圧からダイオードの順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧となるが、本発明によれば、昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、起動時に必要な電池電圧の下限値を従来のスイッチング電源装置よりも低くすることができる。 That is, in the conventional switching power supply device, since the secondary side power supply output voltage is used as the circuit power supply of the step-up DC / DC converter (see FIG. 11), the battery is used as the primary side power supply voltage supply source. The power supply voltage of the step-up DC / DC converter when the battery is set is a voltage that drops from the battery voltage by the forward diode voltage of the diode. According to the present invention, the power supply voltage of the step-up DC / DC converter As the battery voltage is directly used, the lower limit value of the battery voltage required at startup can be made lower than that of the conventional switching power supply device.
また、前述したように従来のスイッチング電源装置では2次側の電源出力電圧を昇圧型DC/DCコンバータの回路電源として用いるので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、より低い電池電圧で起動できるように、整流用のダイオードとして順方向ダイオード電圧の小さいショットキー・バリア・ダイオードを使用していたが、本発明によれば、昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、安価なダイオードを整流用のダイオードに用いることが可能となる。また、整流用のダイオードとしてショットキー・バリア・ダイオードを使用しないので、半導体集積回路を用いて昇圧型DC/DCコンバータを構成する場合、半導体集積回路に整流用のダイオードを内蔵させることが可能となる。 In addition, as described above, in the conventional switching power supply device, the secondary side power supply output voltage is used as the circuit power supply of the step-up DC / DC converter, and therefore lower when the battery is used as the primary side power supply voltage supply source. A Schottky barrier diode having a small forward diode voltage is used as a rectifying diode so that the battery voltage can be started. However, according to the present invention, the battery voltage is used as the power supply voltage of the step-up DC / DC converter. Therefore, an inexpensive diode can be used as the rectifying diode. In addition, since a Schottky barrier diode is not used as a rectifying diode, when a step-up DC / DC converter is configured using a semiconductor integrated circuit, it is possible to incorporate the rectifying diode in the semiconductor integrated circuit. Become.
また、本発明によれば、昇圧型DC/DCコンバータが、一般的な昇圧型DC/DCコンバータに対して増幅器(エラーアンプ)を含まない構成となっている(図1と図5を参照)。したがって、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を軽減することができる。 Further, according to the present invention, the step-up DC / DC converter is configured not to include an amplifier (error amplifier) with respect to a general step-up DC / DC converter (see FIGS. 1 and 5). . Therefore, current consumption generated in the error amplifier in the standby mode can be reduced.
また、本発明によれば、通常動作モード時に昇圧型DC/DCコンバータ内蔵のスイッチング素子のスイッチング動作をオフ状態で停止させることができるので、通常動作モード時において、昇圧型DC/DCコンバータ内蔵のスイッチング素子がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源からの消費電流を軽減できるとともに、昇圧型DC/DCコンバータ内蔵のスイッチング素子のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。 Further, according to the present invention, the switching operation of the switching element built in the step-up DC / DC converter can be stopped in the OFF state during the normal operation mode, so that the step-up DC / DC converter built-in can be stopped during the normal operation mode. It is possible to prevent a malfunction that the switching element is turned on, reduce current consumption from the power supply voltage supply source, and avoid adverse effects on other circuits due to the switching operation of the switching element built in the step-up DC / DC converter.
以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。当該スイッチング電源装置は、1次側電源電圧供給源として電池を用いるような電気機器に使用される。 Hereinafter, a switching power supply according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The switching power supply device is used in an electric device using a battery as a primary power supply voltage supply source.
図1は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図である。
図1において、マイクロ・コンピュータ1は、当該スイッチング電源装置の2次側出力端子(図示せず)に接続されている負荷であり、当該スイッチング電源装置を使用する電気機器に内蔵されている。1次側の電源電圧供給源2は、当該スイッチング電源装置の1次側入力端子(図示せず)に接続されており、本実施の形態では電池である。また、電気機器としては、通常動作モードとスタンバイモードを有し、電池がセットされたまま放置されるような状態になるとスタンバイモードが設定され、マイクロ・コンピュータ1のほとんどの回路を停止させて、残った一部の回路動作させておく仕様のものを想定している。
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a switching power supply apparatus according to the present embodiment.
In FIG. 1, a
ここで、マイクロ・コンピュータ1の当該スイッチング電源装置からの電源入力の仕様について説明する。スタンバイモード時には、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が小さいため電流供給能力は小さくてよく(例えば、50μA)、また通常動作モード時に必要な第1の設定電圧より低い第2の設定電圧以上が印加されていればよいものとする(例えば、2V以上)。一方、通常動作モード時には、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が大きいため電流供給能力は大きい必要があり(例えば、最大100mA)、また電源電圧供給源(電池)2の電圧変動に影響されない一定電圧(第1の設定電圧)を印加する必要があるものとする(例えば、2.5V)。
Here, the specification of the power supply input from the switching power supply device of the
出力平滑コンデンサ3は、当該スイッチング電源装置の2次側出力端子とGND(接地)間に接続され、昇降圧型DC/DCコンバータ4もしくは昇圧型DC/DCコンバータ5からの出力を平滑化しその平均電力を負荷(マイクロ・コンピュータ1)へ供給する。
The
モード切換信号出力回路6は、電気機器(マイクロ・コンピュータ1)がスタンバイモードか通常動作モードかを示すモード切換信号を出力する。ここでは、モード切換信号は、スタンバイモードか通常動作モードかによって電位が切り換わる2値信号であり、スタンバイモード時に‘H’レベルとなり通常動作モード時に‘L’レベルとなる。なお、モード切換信号出力回路は、電気機器に内蔵され、マイクロ・コンピュータ1をスタンバイモードもしくは通常動作モードに設定する回路を流用する。
The mode switching signal output circuit 6 outputs a mode switching signal indicating whether the electric device (microcomputer 1) is in the standby mode or the normal operation mode. Here, the mode switching signal is a binary signal whose potential is switched depending on whether it is in the standby mode or the normal operation mode, and becomes ‘H’ level in the standby mode and ‘L’ level in the normal operation mode. Note that the mode switching signal output circuit is built in an electric device and uses a circuit for setting the
昇降圧型DC/DCコンバータ4は、通常動作モード時に、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを第1の設定電圧に変換した電源出力電圧VOUTをマイクロ・コンピュータ1へ供給する。
The step-up / step-down DC / DC converter 4 supplies the
昇圧型DC/DCコンバータ5は、スタンバイモード時に、マイクロ・コンピュータ1へ供給される電源出力電圧VOUTが第1の設定電圧より低い第2の設定電圧以下であると、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを第2の設定電圧に変換した電源出力電圧VOUTを出力して、昇降圧型DC/DCコンバータ4と比べて小さい電流供給能力でマイクロ・コンピュータ1へ供給する。一方、電源出力電圧VOUTが第2の設定電圧を上回ると、第2の設定電圧への変換動作を行うことなく電源入力電圧VINを通過させて、出力平滑コンデンサ3へ印加する。また、昇圧型DC/DCコンバータ5は、その電源電圧として電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを直接用いている。
When the power supply output voltage VOUT supplied to the
モード切換スイッチ7は、A接点とB接点を有し、モード切換信号出力回路6からのモード切換信号に従って、スタンバイモード時にはA接点に接続して昇圧型DC/DCコンバータ5の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ1へ供給し、通常動作モード時にはB接点に接続して昇降圧型DC/DCコンバータ4の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ1へ供給する。
The
以上の構成により、スタンバイモード時には消費電流の小さい昇圧型DC/DCコンバータによりマイクロ・コンピュータ1(負荷)へ給電するので、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減できる。 With the above configuration, power is supplied to the microcomputer 1 (load) by the step-up DC / DC converter with a small current consumption in the standby mode, so that the current consumption of the switching power supply itself can be reduced in the standby mode.
すなわち、従来のスイッチング電源装置は、スタンバイモード時と通常動作モード時で同一の回路によって電源入力電圧を設定電圧に変換していた。つまり、同一の電流供給能力で同一の設定電圧を負荷へ供給していたので、通常動作モード時よりもスタンバイモード時の方が消費電流の小さい負荷へ給電する場合であっても、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができず、そのため、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流(流出電流)を軽減させることができなかった。これに対して、本実施の形態では、上述したようにスタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減させることができるので、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を軽減させることができる。したがって、スイッチング電源装置を含む電気機器の仕様として、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流を小さく設定することが可能となる(例えば、電源電圧供給源が2.4V時に200μA)。 That is, the conventional switching power supply device converts the power supply input voltage into the set voltage by the same circuit in the standby mode and in the normal operation mode. In other words, since the same set voltage is supplied to the load with the same current supply capability, even when power is supplied to a load with lower current consumption in standby mode than in normal operation mode, The current consumption of the switching power supply itself cannot be reduced, and therefore the current consumption (outflow current) from the power supply voltage supply source in the standby mode cannot be reduced. In contrast, in the present embodiment, as described above, the current consumption of the switching power supply device itself can be reduced in the standby mode, so that the current consumption from the power supply voltage supply source in the standby mode can be reduced. it can. Therefore, it is possible to set the consumption current from the power supply voltage supply source in the standby mode to be small as a specification of the electric equipment including the switching power supply device (for example, 200 μA when the power supply voltage supply source is 2.4 V).
このように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、スタンバイモード時に1次側の電源電圧供給源からの消費電流を軽減でき、電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池寿命を長くすることができる。 As described above, according to the switching power supply according to the present embodiment, the current consumption from the power supply voltage source on the primary side can be reduced in the standby mode, and the battery life is reduced when the battery is used as the power supply voltage supply source. Can be long.
さらに、電池がセットされたまま放置されている状態になるとスタンバイモードが設定されるデバイスが負荷の場合、スタンバイモード時に電池からの消費電流(流出電流)が多いと電池電圧が低下して電池の液漏れが発生するおそれがあるが、本実施の形態によれば、スタンバイモード時の電池からの消費電流を軽減できるので、電池の液漏れを防止し、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合を防止できる。 In addition, when the battery is set and left in a stand-by mode, if the device in which the standby mode is set is a load, if there is a large amount of current (outflow current) from the battery in the standby mode, the battery voltage will drop and the battery will Although liquid leakage may occur, according to the present embodiment, the current consumption from the battery in the standby mode can be reduced, so that the battery leakage is prevented and the quality of the electrical equipment due to the battery leakage is reduced. Can prevent malfunctions.
また、当該スイッチング電源装置は、昇圧型DC/DCコンバータ5の電源電圧として電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを直接用いるので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時(起動時)の電池電圧が低くても動作することができる。
Further, since the switching power supply apparatus directly uses the power supply input voltage VIN from the power supply
すなわち、従来のスイッチング電源装置では、昇圧型DC/DCコンバータの回路電源として2次側の電源出力電圧を用いていたので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池セット時における昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧は、電池電圧から整流用のダイオード(ショットキー・バリア・ダイオード)の順方向ダイオード電圧分ほど降下した電圧となるが、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、昇圧型DC/DCコンバータの電源電圧として電池電圧を直接用いるので、起動時に必要な電池電圧の下限値を従来のスイッチング電源装置よりも低くすることができる。 That is, in the conventional switching power supply device, the secondary side power supply output voltage is used as the circuit power supply of the step-up DC / DC converter. Therefore, when a battery is used as the primary side power supply voltage supply source, The power supply voltage of the step-up DC / DC converter in FIG. 2 is a voltage that drops from the battery voltage by the forward diode voltage of the rectifying diode (Schottky barrier diode). The switching power supply according to the present embodiment Since the battery voltage is directly used as the power supply voltage of the step-up DC / DC converter, the lower limit value of the battery voltage required at startup can be made lower than that of the conventional switching power supply device.
また、通常動作モード時には、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを昇降圧型DC/DCコンバータ4により設定電圧(第1の設定電圧)へ変換するので、電源電圧供給源(電池)2の電圧レベルに影響されない一定電圧を負荷へ供給することができる。
Further, in the normal operation mode, the power supply input voltage VIN from the power supply
すなわち、昇圧型DC/DCコンバータのみからなる従来のスイッチング電源装置では、1次側の電源電圧供給源として使用時間とともに電圧が下がる電池を用いた場合、設定電圧に整流用のダイオードの順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高いと通常動作モード時に負荷へ供給する電源出力電圧が電池電圧から整流用のダイオードの順方向ダイオード電圧を引いた電圧へと吊り上り、また使用時間とともに電源出力電圧が低下するが、本実施の形態では、通常動作モード時に昇降圧型DC/DCコンバータを用いるので、設定電圧にダイオードの順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも電池電圧が高くても、また使用時間とともに電池電圧が変動しても、変動の少ない一定電圧(第1の設定電圧)を負荷へ供給することが可能となる。 That is, in a conventional switching power supply device composed only of a step-up DC / DC converter, when a battery whose voltage decreases with time of use is used as a power supply voltage source on the primary side, a forward diode of a rectifying diode is used as a set voltage. If the battery voltage is higher than the added voltage, the power supply output voltage supplied to the load in the normal operation mode will rise to the voltage obtained by subtracting the forward diode voltage of the rectifying diode from the battery voltage, and the power Although the output voltage decreases, in this embodiment, since the step-up / step-down DC / DC converter is used in the normal operation mode, the battery voltage is higher than the voltage obtained by adding the forward diode voltage of the diode to the set voltage. Supply a constant voltage (first set voltage) with little fluctuation to the load even if the battery voltage fluctuates over time. It can become.
続いて、昇圧型DC/DCコンバータ5の内部構成について説明する。
図1において、抵抗8と電流源9はマイクロ・コンピュータ1へ供給される電源出力電圧VOUTを検出して検出電圧を出力する検出回路10を構成する。また、三角波発生回路11は所定の波高値で所定の周波数の三角波信号を出力する。
Next, the internal configuration of the step-up DC /
In FIG. 1, a
比較器12は検出回路10の検出電圧を反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路11からの三角波信号を非反転入力端子へ入力し、両者を比較して比較結果信号を出力する。具体的には、三角波信号が検出電圧を上回る期間は‘H’レベルとなり、三角波信号が検出電圧を下回る期間は‘L’レベルとなるパルス信号を出力する。
The
比較器12の比較結果信号は2入力のAND回路13の一端へ入力される。またAND回路13の他端にはモード切換信号出力回路6からのモード切換信号が入力される。AND回路13の出力はコイル駆動用のスイッチング素子であるMOSトランジスタ(NchMOSFET)14のゲート端子に入力される。このAND回路13の出力がMOSトランジスタ14の駆動信号となる。
The comparison result signal of the
スタンバイモード時にはモード切換信号が‘H’レベルとなるので、MOSトランジスタ14は比較器11からの比較結果信号に従ってスイッチング動作する。つまり、比較結果信号は、MOSトランジスタ14のスイッチング動作を制御する信号であり、本実施の形態では、三角波信号が検出電圧を上回る期間にはスイッチング素子をオンさせ、三角波信号が検出電圧を下回る期間にはオフさせる。
In the standby mode, since the mode switching signal is at the “H” level, the
一方、MOSトランジスタ14のドレイン端子には、他端に電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINが印加されるコイル15が接続されるとともにダイオード16が接続され、ソース端子は接地される。また、ダイオード16は、スタンバイモード時にモード切換スイッチ7を介して出力平滑コンデンサ3に接続される。
On the other hand, to the drain terminal of the
MOSトランジスタ14はそのスイッチング動作により、コイル15のMOSトランジスタ14との接続端を駆動し、ダイオード16はその接続端からの出力電圧を整流する。つまり、MOSトランジスタ14がスイッチング動作すると、オン期間にはコイル15に電源電圧供給源2からのエネルギが蓄えられ、オフ期間にはコイル15に蓄積されたエネルギがダイオード16を介して出力平滑コンデンサ3へ放出される。
The
本実施の形態では、スタンバイモード時にスイッチング電源装置(昇圧型DC/DCコンバータ5)自体の消費電流が小さくなるように、抵抗8の抵抗値と電流源9の電流値と三角波信号の上限値を設定している。詳しくは、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が殆どない場合の検出回路10の検出電圧(電源出力電圧VOUTに対応する。)が三角波信号の上限値(第2の設定電圧に対応する。)とほぼ一致するように設定している。
In the present embodiment, the resistance value of the
続いて、モード切換信号出力回路6からスタンバイモードを示すモード切換信号(‘H’レベルの信号)が出力されている場合の動作について、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が殆ど無い場合と多少ある場合(50μA程度)に分けて説明する。
Subsequently, with respect to the operation when the mode switching signal (“H” level signal) indicating the standby mode is output from the mode switching signal output circuit 6, there is little or no current consumption in the
マイクロ・コンピュータ1における消費電流が殆どない場合、上記したように、検出回路10の検出電圧と三角波発生回路11からの三角波信号の上限値はほぼ一致し、電源出力電圧VOUTは第2の設定電圧となる。そのため、図2に示すように、MOSトランジスタ14がオンする期間(比較器12からの比較結果信号が‘H’レベルとなる期間)は極めて短くなり、負荷(マイクロ・コンピュータ1)へ出力される平均電流(負荷電流)も殆ど無い状態となる。また、電源出力電圧VOUTは、三角波信号の上限値をV11max、抵抗8の抵抗値をR8、電流源9の電流値をI9とすると、
VOUT≒V11max+(R8×I9)
となる。
When there is almost no current consumption in the
VOUT≈V11max + (R8 × I9)
It becomes.
一方、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が多少ある場合(50μA程度)は出力平滑コンデンサ3の電圧(電源出力電圧VOUT)が低下するので、検出回路10の検出電圧も小さくなる。そのため、図3に示すように、MOSトランジスタ14がオンする期間は長くなり、負荷へ出力される平均電流(負荷電流)も大きくなるので、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が殆ど無い場合と比べて電流供給能力が大きくなる。
On the other hand, when there is some current consumption in the microcomputer 1 (about 50 μA), the voltage of the output smoothing capacitor 3 (power supply output voltage VOUT) decreases, so the detection voltage of the
なお、マイクロ・コンピュータ1における消費電流が殆ど無い状態と消費電流が多少ある状態との間の電源出力電圧VOUTの変動幅、すなわち検出回路10の検出電圧の変動幅は、三角波信号の振幅に依存する。つまり、三角波発生回路11から出力される三角波信号の発振周波数は一定であるので、その振幅を小さくすれば、検出電圧の小さな変動でもMOSトランジスタ14のオン期間を十分長くでき、電流供給能力を大きくできる。したがって、電源出力電圧VOUTの変動幅も小さくなる。そこで、本実施の形態では、マイクロ・コンピュータ1における消費電流の電源出力電圧VOUTへの影響を少なくするため、三角波発生回路11から出力される三角波信号の振幅は小さく設定する。例えば、三角波信号の上限値を1.1V、下限値を0.9Vとすると検出電圧の変動幅は最大0.2V程度となり、出力電圧VOUTの変動幅も小さくできる。
The fluctuation range of the power supply output voltage VOUT between the state where there is almost no current consumption and the state where there is a little current consumption in the
また、スタンバイモード時の第2の設定電圧をV2、ダイオード16がオンする時の電圧(順方向ダイオード電圧)をVFとすると、電源電圧供給源2の電圧VINが
VIN>V2+VF
で示す関係にある場合、電源出力電圧VOUTは、
VOUT≒VIN−VF
の関係を保ち、第2の設定電圧V2より大きくなり、MOSトランジスタ14のスイッチング動作は停止した状態となるが、スタンバイモード時におけるマイクロ・コンピュータ1の電源入力の仕様は前述のように第2の設定電圧V2以上が印加されていれば良いため問題ない。
Further, when the second set voltage in the standby mode is V2 and the voltage when the
When the relationship shown in FIG.
VOUT ≒ VIN-VF
And the switching operation of the
次に、本実施の形態における昇圧型DC/DCコンバータ5と一般的な昇圧型DC/DCコンバータの違いについて説明する。図4に一般的な昇圧型DC/DCコンバータの構成を示す。
Next, the difference between the step-up DC /
図4において、抵抗41、42は、この一般的な昇圧型DC/DCコンバータの電源出力電圧VOUTを分圧した検出電圧を出力する検出回路43を構成する。また、基準電圧源44は内部基準電圧を出力する。
In FIG. 4,
増幅器(エラーアンプ)45の非反転入力端子には基準電圧源44の内部基準電圧が入力され、反転入力端子には検出回路43の検出電圧が入力される。また、この増幅器45は、その出力が抵抗46とコンデンサ47を介して反転入力端子へ帰還される負帰還型の差動増幅器となっている。この構成により、増幅器45は内部基準電圧と検出電圧の差分を所定の増幅率で増幅した誤差電圧信号を出力する。
The internal reference voltage of the
比較器48は増幅器45からの誤差増幅信号を非反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路49からの三角波信号を反転入力端子へ入力し、両者を比較して比較結果信号を出力する。具体的には、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を上回る期間は‘H’レベルとなり、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を下回る期間は‘L’レベルとなるパルス信号を出力する。この比較結果信号は、コイル駆動用のスイッチング素子であるMOSトランジスタ(NchMOSFET)50のゲート端子に入力される。MOSトランジスタ50は、比較器48からの比較結果信号に従ってスイッチング動作する。
The
つまり、比較結果信号は、MOSトランジスタ50のスイッチング動作を駆動制御する信号であり、ここでは、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を上回る期間にはスイッチング素子をオンさせ、誤差増幅信号の電圧が三角波信号を下回る期間にはオフさせる。
That is, the comparison result signal is a signal for driving and controlling the switching operation of the
一方、MOSトランジスタ50のドレイン端子には、他端に電源電圧供給源(電池)51からの電源入力電圧VINが印加されるコイル52が接続されるとともにダイオード53が接続され、ソース端子は接地される。また、ダイオード53は出力平滑コンデンサ54に接続される。
On the other hand, to the drain terminal of the
MOSトランジスタ50はそのスイッチング動作により、コイル52のMOSトランジスタ50との接続端を駆動し、ダイオード53はその接続端からの出力を整流する。つまり、MOSトランジスタ50がスイッチング動作すると、オン期間にはコイル52に電源電圧供給源51からのエネルギが蓄えられ、オフ期間にはコイル52に蓄積されたエネルギがダイオード53を介して出力平滑コンデンサ54へ放出される。
The
このように、一般的な昇圧型DC/DCコンバータは、2次側からフィードバックされた電源出力電圧VOUTを検出回路43にて検出し、検出回路43の検出電圧と基準電圧源44の内部基準電圧との差分を増幅した誤差増幅信号を三角波発生回路49からの三角波信号と比較して、図5に示すように、比較結果信号を出力する。すなわち、電源出力電圧VOUTが低下し誤差増幅信号が上昇する程、比較結果信号の‘H’レベルの期間、つまりMOSトランジスタ50のオン期間が長くなるようにすることで、電源出力電圧VOUTを設定電圧へ収束させる。
As described above, the general boost type DC / DC converter detects the power supply output voltage VOUT fed back from the secondary side by the
具体的には、基準電圧源44の電圧をVa、抵抗41、42の抵抗値をR41、R42とすると、この一般的な昇圧型DC/DCコンバータの電源出力電圧VOUTは、下式で定まる値へと収束していく。
Specifically, when the voltage of the
VOUT≒Va×{(R41+R42)/R42}
すなわち、電源出力電圧VOUTが低くなる程、誤差増幅信号のレベルは大きくなり、比較結果信号の‘H’レベルの期間が長くなって、MOSトランジスタ50がオンしている期間が長くなり、電源出力電圧VOUTは上昇しようとする。また、同様に、電源出力電圧VOUTが高くなる程、誤差増幅信号のレベルは小さくなり、比較結果信号の‘H’レベルの期間が短くなって、MOSトランジスタ50がオンしている期間が短くなり、電源出力電圧VOUTは低下しようとする。以上のような動作により、電源出力電圧VOUTは上記の式で定まる値に収束する。
VOUT≈Va × {(R41 + R42) / R42}
That is, the lower the power supply output voltage VOUT, the higher the level of the error amplification signal, the longer the period of the comparison result signal 'H' level, the longer the period in which the
以上、図4に示す一般的な昇圧型DC/DCコンバータについて説明したが、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の昇圧型DC/DCコンバータ5の構成は、図1に示すように、一般的な昇圧型DC/DCコンバータに対して増幅器(エラーアンプ)を含まない構成となっている。したがって、スタンバイモード時にエラーアンプにおいて発生する消費電流を軽減することができるので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いた場合、電池寿命を伸ばすことができ、さらに、電池の液漏れによる電気機器の品質面での不具合も改善できる。
The general boost type DC / DC converter shown in FIG. 4 has been described above. The configuration of the boost type DC /
また、前述したように従来のスイッチング電源装置では電源出力電圧VOUTを昇圧型DC/DCコンバータの回路電源として用いていたので、1次側の電源電圧供給源として電池を用いる場合、より低い電池電圧で起動できるように、整流用のダイオードとして順方向ダイオード電圧の小さいショットキー・バリア・ダイオード(順方向ダイオード電圧;0.2V程度)を使用していたが、本実施の形態では電池電圧を直接用いるので、安価なシリコン・ダイオード(順方向ダイオード電圧;0.6〜0.7V程度)を用いることが可能となる。また、整流用のダイオードとしてショットキー・バリア・ダイオードを使用しないので、半導体集積回路を用いて昇圧型DC/DCコンバータを構成する場合、半導体集積回路に整流用のダイオードを内蔵させることが可能となる。 Further, as described above, in the conventional switching power supply apparatus, the power supply output voltage VOUT is used as the circuit power supply of the step-up DC / DC converter. Therefore, when a battery is used as the power supply voltage supply source on the primary side, the battery voltage is lower. Is used as a rectifying diode, a Schottky barrier diode having a low forward diode voltage (forward diode voltage; about 0.2 V) is used. Therefore, an inexpensive silicon diode (forward diode voltage; about 0.6 to 0.7 V) can be used. In addition, since a Schottky barrier diode is not used as a rectifying diode, when a step-up DC / DC converter is configured using a semiconductor integrated circuit, it is possible to incorporate the rectifying diode in the semiconductor integrated circuit. Become.
また、AND回路13によれば、通常動作モード時にコイル駆動用のMOSトランジスタ14のスイッチング動作をオフ状態で停止させることができる。つまり、通常動作モード時にはモード切換信号が‘L’レベルとなるので、MOSトランジスタ14のゲート端子には常に‘L’レベルの信号が入力され、オフ状態でスイッチング動作が停止する。したがって、通常動作モード時において、MOSトランジスタ14がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源2からの消費電流を軽減できるとともに、MOSトランジスタ14のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。
Further, according to the AND
なお、本実施の形態では、スタンバイモード時において、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINが第2の設定電圧にダイオード16の順方向ダイオード電圧を加えた電圧を上回る場合には、昇圧型DC/DCコンバータ5内蔵のダイオード16を介した電源入力電圧VINを出力平滑コンデンサ3へ印加するようにしたので、この場合のマイクロ・コンピュータ1への電源出力電圧VOUTは電源入力電圧VINからダイオード16の順方向ダイオード電圧分ほど電圧降下した電圧へと吊り上げられる。そのため、マイクロ・コンピュータ1のスタンバイモード時における仕様に注意する必要がある。
In the present embodiment, in the standby mode, when the power supply input voltage VIN from the power supply
続いて、昇降圧型DC/DCコンバータ4の内部構成について図6を用いて説明する。但し、図6には、昇降圧型DC/DCコンバータ4の内部構成を主として通常動作モード時に活用する構成のみについて記載しており、電源電圧供給源2と出力平滑コンデンサ3とモード切換信号出力回路6とモード切換スイッチ7と三角波発生回路11は図1を用いて説明した部材と同一である。
Next, the internal configuration of the step-up / step-down DC / DC converter 4 will be described with reference to FIG. However, FIG. 6 shows only the configuration in which the internal configuration of the step-up / step-down DC / DC converter 4 is mainly used in the normal operation mode. The power supply
図6において、モード切換スイッチ7は、前述したように、昇降圧型DC/DCコンバータ4が動作する通常動作モード時にはB接点に接続して昇降圧型DC/DCコンバータ4の電源出力電圧をマイクロ・コンピュータ1へ供給する。
In FIG. 6, the
パルス制御部61は、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを第1の設定電圧へ変換するコイル駆動用のスイッチング素子であるMOSトランジスタ77〜80のスイッチング動作を制御する。出力平滑コンデンサ3は、そのスイッチング動作で得られたコイル81の誘起電圧を平滑化して直流電圧に変換する。なお、パルス制御部61は2次側の電源出力電圧VOUTを電源電圧としており、昇降圧型DC/DCコンバータのその他の回路については電源電圧供給源2の電圧を直接電源電圧としている。
The
パルス制御部61内部の抵抗62、63は、負荷(マイクロ・コンピュータ1)へ供給される電源出力電圧VOUTを分圧した検出電圧を出力する検出回路64を構成する。また、基準電圧源65は内部基準電圧を出力する。
The
増幅器(エラーアンプ)66の非反転入力端子には基準電圧源65の内部基準電圧が入力され、反転入力端子には検出回路64の検出電圧が入力される。また、この増幅器66は、その出力が抵抗67とコンデンサ68を介して反転入力端子へ帰還される負帰還型の差動増幅器となっている。この構成により、増幅器66は内部基準電圧と検出電圧の差分を所定の増幅率で増幅した誤差電圧信号を出力する。
The internal reference voltage of the
第1の比較器69は降圧用であり、増幅器66からの誤差増幅信号を反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路70からの三角波信号を非反転入力端子へ入力し、両者を比較して降圧用の比較結果信号を出力する。具体的には、三角波信号が誤差増幅信号の電圧を上回る期間は‘H’レベルとなり、三角波信号が誤差増幅信号の電圧を下回る期間は‘L’レベルとなるパルス信号を出力する。この降圧用の比較結果信号が、降圧用のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号となる。
The
一方、第2の比較器71は昇圧用であり、増幅器66からの誤差増幅信号を非反転入力端子へ入力するとともに三角波発生回路70からの三角波信号を反転回路72によって反転した信号(反転三角波信号)を反転入力端子へ入力し、両者を比較して昇圧用の比較結果信号を出力する。具体的には、誤差増幅信号の電圧が反転三角波信号を上回る期間は‘H’レベルとなり、誤差増幅信号の電圧が反転三角波信号を下回る期間は‘L’レベルとなるパルス信号を出力する。この昇圧用の比較結果信号が、昇圧用のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号となる。
On the other hand, the
また、出力端子電圧検出回路73は、昇降圧型DC/DCコンバータの2次側の電源出力電圧VOUTを検出しその電圧に応じて回路動作を切り換える回路動作切換信号を出力する。すなわち、電源出力電圧VOUTがある所定電圧以下では(例えば、1.8V以下で通常は0.1V程度のヒステリシスをつける)、起動用の回路動作へ切り換える信号を出力する。一方、所定電圧を超えると、パルス制御部61によって電源入力電圧VINを第1の設定電圧へ変換する通常の回路動作へ切り換える信号を出力する。
The output terminal
起動用切換回路74は、出力端子電圧検出回路73から通常の回路動作へ切り換える信号を受けると、比較器69、71からの昇圧用および降圧用の比較結果信号を出力する。一方、起動用の回路動作へ切り換える信号を受けると、降圧用の比較器69の出力に代えて、GNDレベルの信号(‘L’レベルの信号)を出力し、昇圧用の比較器71の出力に代えて、昇圧型DC/DCコンバータ5内部の三角波発生回路11からのパルス信号(起動用のパルス信号)を出力する。三角波発生回路11は、例えば三角波信号の立ち下がり期間に‘H’レベルとなるパルス信号(例えば、デューティ25%)を出力する機能を有する。
When the switching
出力トランジスタ駆動用のDC/DCコンバータ75は、電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを昇圧した電圧をレベルシフト回路76に電源供給して、スイッチング素子である第1ないし第4のMOSトランジスタ(NchMOSFET)77〜80が充分低いオン抵抗で駆動できるようにする。
The DC /
レベルシフト回路76は、起動用切換回路74からの信号の‘H’レベルをDC/DCコンバータ75から出力された電圧レベルへ変換するとともに、降圧用の比較結果信号もしくはGNDレベルの信号を第1のMOSトランジスタ77のゲート端子へ出力し、その反転信号を第2のMOSトランジスタ78のゲート端子へ出力し、昇圧用の比較結果信号もしくは起動用のパルス信号を第3のMOSトランジスタ79のゲート端子へ出力し、その反転信号を第4のMOSトランジスタ80のゲート端子へ出力する。
The
第1と第2のMOSトランジスタ77、78は降圧用のスイッチング素子であり、第1のMOSトランジスタ77のソース端子は接地され、第2のMOSトランジスタ78のドレイン端子には電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINが印加され、第1のMOSトランジスタ77のドレイン端子と第2のMOSトランジスタ78のソース端子が接続され、その接続点にコイル81の一端が接続される。
The first and
一方、第3と第4のMOSトランジスタ79、80は昇圧用のスイッチング素子であり、第3のMOSトランジスタ79のソース端子は接地され、第4のMOSトランジスタ80のドレイン端子はモード切換スイッチ7を介して出力平滑コンデンサ3と接続され、第3のMOSトランジスタ79のドレイン端子と第4のMOSトランジスタ80のソース端子が接続され、その接続点にコイル81の他端が接続される。
On the other hand, the third and
このように、この昇降圧型DC/DCコンバータは、同期整流型のDC/DCコンバータの構成となっており、降圧モード時には、MOSトランジスタ77、78により電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを第1の設定電圧へ変換し、昇圧モード時には、MOSトランジスタ79、80により電源電圧供給源2からの電源入力電圧VINを第1の設定電圧へ変換する。一方、起動時のパルス制御部61の電源電圧は電源電圧供給源2の電圧となるが、1次側の電源電圧供給源として電池を用いる場合、起動時(電池セット時)において、電池電圧が、パルス制御部61が充分スイッチング制御可能となる電圧より低い場合には、昇降圧型DC/DCコンバータは、三角波発生回路11からの起動用パルス信号により昇圧用のMOSトランジスタ79、80を強制的にスイッチング動作させ、電源出力電圧VOUTをパルス制御部61が充分スイッチング制御可能な電圧まで昇圧させる。
As described above, the step-up / step-down DC / DC converter has a configuration of a synchronous rectification type DC / DC converter. In the step-down mode, the power source input voltage VIN from the power source
また、DC/DCコンバータ75とレベルシフト回路76にはモード切換信号出力回路6からのモード切換信号が入力されており、スタンバイモード時にモード切換信号出力回路6から‘H’レベルの信号が入力されると、レベルシフト回路76の電源電圧となる電圧を供給するDC/DCコンバータ75は動作を停止し、同時にレベルシフト回路76はMOSトランジスタ77〜80のゲート端子へ‘L’レベルの信号を出力してMOSトランジスタ77〜80をオフ状態で停止させる。したがって、スタンバイモード時において、MOSトランジスタ77〜80がオンする誤動作を防止でき、電源電圧供給源2からの消費電流を軽減できるとともに、このMOSトランジスタ77〜80のスイッチング動作による他の回路への悪影響を回避することができる。
Further, the mode switching signal from the mode switching signal output circuit 6 is input to the DC /
続いて、この昇降圧型DC/DCコンバータの動作について説明する。
起動時には、レベルシフト回路76は、第1のMOSトランジスタ77と第3のMOSトランジスタ79へ‘L’レベルの信号(スイッチング素子をオフ状態で停止させる信号)を出力し、第2のMOSトランジスタ78と第4のMOSトランジスタ80へその反転信号である‘H’レベルの信号(スイッチング素子をオン状態で停止させる信号)を出力する。
Next, the operation of this step-up / step-down DC / DC converter will be described.
At the time of startup, the
セットされた電池の電圧が低く、起動時の電源出力電圧VOUTが所定電圧以下である場合、出力端子電圧検出回路73は起動用の回路動作へ切り換える信号を出力する。起動用切換回路74はその信号を受けて、GNDレベルの信号(‘L’レベルの信号)と、三角発生回路11からの起動用のパルス信号を出力する。
When the voltage of the set battery is low and the power supply output voltage VOUT at startup is equal to or lower than a predetermined voltage, the output terminal
図7に、起動時の電源出力電圧VOUTが出力端子電圧検出回路73で設定した所定電圧以下の場合の動作波形図を示す。起動用切換回路74からは、図7に示すように、起動用のパルス信号が出力されるとともに、降圧用の比較結果信号に代えて起動用の‘L’レベルの信号(スイッチング素子をオフ状態で停止させる信号)が出力される。
FIG. 7 shows an operation waveform diagram when the power supply output voltage VOUT at the time of startup is equal to or lower than a predetermined voltage set by the output terminal
レベルシフト回路76は、DC/DCコンバータ75からの出力を受けてレベルシフト(電圧変換)した起動用パルス信号を第3のMOSトランジスタ79へ出力し、その反転パルス信号を第4のMOSトランジスタ80へ出力するとともに、降圧用の比較結果信号に代えて入力された‘L’レベルの信号を第1のMOSトランジスタ77へ出力し、その信号を反転した‘H’レベルの信号(スイッチング素子をオン状態で停止させる信号)を第2のMOSトランジスタ78へ出力する。その結果、起動用パルス信号のスイッチング制御により、昇降圧型DC/DCコンバータの電源出力電圧VOUTは昇圧されていく。
The
なお、一般的には、第1と第2のMOSトランジスタ77、78が同時にオンする期間がないように、また第3と第4のMOSトランジスタ79、80が同時にオンする期間がないように、パルス極性が切り換わる際に両方のゲート電圧が‘L’レベルとなるデットタイムと呼ばれる貫通防止のための期間(例えば100kHz信号時には50ns程度)を設けている。
In general, the first and
2次側の電源出力電圧VOUTが出力端子電圧検出回路73で設定された所定電圧(例えば、1.8V)まで上昇すると、以下で説明する動作により、電源出力電圧VOUTは第1の設定電圧へ収束する。なお、この時、電源出力電圧VOUTを電源電圧とするパルス制御部61は、電源出力電圧VOUTが出力端子電圧検出回路73で設定された所定電圧(例えば、1.8V)まで上昇しているので充分スイッチング制御可能になっている。
When the secondary-side power supply output voltage VOUT rises to a predetermined voltage (for example, 1.8 V) set by the output terminal
2次側の電源出力電圧VOUTが出力端子電圧検出回路73で設定された所定電圧まで上昇すると、出力端子電圧検出回路73は通常の回路動作へ切り換える信号を出力する。起動用切換回路74はその信号を受けて、降圧用の比較器69からの比較結果信号と、昇圧用の比較器71からの比較結果信号を出力する。
When the secondary power supply output voltage VOUT rises to a predetermined voltage set by the output terminal
昇降圧DC/DCコンバータは、第1の設定電圧と電源出力電圧VOUTとの電圧関係より、昇圧DC/DCコンバータとして動作するか、降圧DC/DCコンバータとして動作するかが決まる。 The step-up / step-down DC / DC converter determines whether to operate as a step-up DC / DC converter or a step-down DC / DC converter based on the voltage relationship between the first set voltage and the power supply output voltage VOUT.
図8は、2次側の電源出力電圧VOUTが第1の設定電圧よりも高い場合の降圧モードにおける動作波形図を示す。図8に示すように、2次側の電源出力電圧VOUTの電圧が高い程、増幅器66の出力(誤差増幅信号)は低下し、誤差増幅信号と三角波発生回路70からの三角波信号を比較した降圧用の比較結果信号の‘H’レベル期間は長くなる。この降圧用の比較結果信号はレベルシフトされて第1のMOSトランジスタ77へ出力され、その反転信号が第2のMOSトランジスタ78へ出力される。一方、誤差増幅信号と反転回路72からの反転三角波信号を比較した昇圧用の比較結果信号は‘L’レベル固定となるので、‘L’レベル固定の信号が第3のMOSトランジスタ79へ出力され、その反転信号(‘H’レベル固定の信号)が第4のMOSトランジスタ80へ出力される。よって、この場合、昇降圧型DC/DCコンバータは降圧型DC/DCコンバータとして動作する。
FIG. 8 shows an operation waveform diagram in the step-down mode when the secondary side power supply output voltage VOUT is higher than the first set voltage. As shown in FIG. 8, the higher the secondary power supply output voltage VOUT, the lower the output of the amplifier 66 (error amplified signal), and the step-down voltage comparing the error amplified signal with the triangular wave signal from the triangular
その結果、抵抗62、63の抵抗値をR62、R63、基準電圧源65の内部基準電圧をVaとすると、電源出力電圧VOUTは、下式で決まる値(第1の設定電圧)へと収束する。
As a result, when the resistance values of the
VOUT≒Va×{(R62+R63)/R63}
図9は、2次側の電源出力電圧VOUTが第1の設定電圧よりも低い場合の昇圧モードにおける動作波形図を示す。図9に示すように、2次側の電源出力電圧VOUTの電圧が低い程、増幅器66の出力(誤差増幅信号)は上昇し、誤差増幅信号と反転回路72からの反転三角波信号を比較した昇圧用の比較結果信号の‘H’レベル期間は長くなる。この昇圧用の比較結果信号はレベルシフトされて第3のMOSトランジスタ79へ出力され、その反転信号が第4のMOSトランジスタ80へ出力される。一方、誤差増幅信号と三角波発生回路70からの三角波信号を比較した降圧用の比較結果信号は‘L’レベル固定となるので、‘L’レベル固定の信号が第1のMOSトランジスタ77へ出力され、その反転信号(‘H’レベル固定の信号)が第2のMOSトランジスタ78へ出力される。よって、この場合、昇降圧型DC/DCコンバータは昇圧型DC/DCコンバータとして動作する。
VOUT≈Va × {(R62 + R63) / R63}
FIG. 9 shows an operation waveform diagram in the boost mode when the power supply output voltage VOUT on the secondary side is lower than the first set voltage. As shown in FIG. 9, the lower the power supply output voltage VOUT on the secondary side, the higher the output of the amplifier 66 (error amplified signal), and the boosted voltage comparing the error amplified signal with the inverted triangular wave signal from the inverting
その結果、抵抗62、63の抵抗値をR62、R63、基準電圧源65の内部基準電圧をVaとすると、電源出力電圧VOUTは、下式で決まる電圧(第1の設定電圧)へと収束する。
As a result, when the resistance values of the
VOUT≒Va×{(R62+R63)/R63}
このように、降圧モード時も昇圧モード時も電源出力電圧VOUTは同一の値へ収束するので、電源電圧供給源の電圧に影響されない一定電圧を負荷へ供給することできる。なお、昇圧モードと降圧モードについて説明したが、構成として、モードが切り換わる際にスムーズに切り換わるように、両モードが同時に動作する期間を設けていてもよい。
VOUT≈Va × {(R62 + R63) / R63}
Thus, since the power supply output voltage VOUT converges to the same value in both the step-down mode and the step-up mode, a constant voltage that is not influenced by the voltage of the power supply voltage supply source can be supplied to the load. Note that although the boost mode and the step-down mode have been described, as a configuration, a period in which both modes operate simultaneously may be provided so that the modes are switched smoothly when the modes are switched.
以上のように、通常動作モード時においては、1次側の電源電圧供給源が電池の場合のように、使用時間とともに電源入力電圧VINが変動しても(例えば3.3Vから1.5Vの範囲)、昇圧型DC/DCコンバータの動作により、電源出力電圧VOUTとして一定電圧(例えば、2.5V)を発生することができる。 As described above, in the normal operation mode, even if the power supply input voltage VIN varies with the usage time as in the case where the primary power supply voltage supply source is a battery (for example, from 3.3 V to 1.5 V). Range), a constant voltage (for example, 2.5 V) can be generated as the power supply output voltage VOUT by the operation of the step-up DC / DC converter.
また、電源出力電圧VOUTを電源電圧とするパルス制御部61がスイッチング制御を開始するまでは、電源電圧供給源を直接電源電圧として用いる回路にて電源出力電圧VOUTを昇圧し、パルス制御部61が充分スイッチング制御できる電圧にまで電源出力電圧VOUTが昇圧した後は、パルス制御部61により電源出力電圧VOUTを昇圧するので、電源電圧供給源の電圧が低くても、パルス制御部がスイッチング制御可能となる電圧まで電源出力電圧VOUTを簡単に昇圧でき、長い電池寿命を実現できる。また、当該スイッチング電源装置が、起動時に通常動作モードが設定され且つ重い負荷状態となる電気機器に使用された場合であっても、問題なく起動できる。さらに、昇圧型DC/DCコンバータ内部の三角波発生回路からの起動用パルス信号の‘H’レベル期間を長く設定すると(第3のMOSトランジスタのオン期間を長くし第4のMOSトランジスタのオフ期間を長く設定すると)、より起動しやすくなる。
Further, until the
なお、通常動作モード時には、電源電圧供給源からの消費電流を軽減するために、昇圧型DC/DCコンバータの内部回路のうち昇降圧DC/DCコンバータで共用する回路以外は動作を停止させるのが望ましい。 In the normal operation mode, in order to reduce the current consumption from the power supply voltage supply source, the operation other than the circuit shared by the step-up / step-down DC / DC converter is stopped among the internal circuits of the step-up DC / DC converter. desirable.
また、図10に、他の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す。図1に示すスイッチング電源装置ではモード切換スイッチ7とダイオード16の接続点を抵抗8に接続してフィードバックをかけたが、図10に示すように、モード切換スイッチ7と出力平滑コンデンサ3の接続点を抵抗8に接続してフィードバックをかけるようにしてもよい。
FIG. 10 shows a schematic configuration of a switching power supply apparatus according to another embodiment. In the switching power supply device shown in FIG. 1, the connection point between the
なお、本実施の形態では、モード切換スイッチ7の出力側に出力平滑コンデンサを設けたが、モード切換スイッチ7の入力側に設けてもよい。また昇圧型DC/DCコンバータ5と昇降圧型DC/DCコンバータ4内にそれぞれ設けてもよい。さらにこの場合、昇降圧型DC/DCコンバータ4内に昇圧用と降圧用の出力平滑コンデンサをそれぞれ設けてもよい。
In this embodiment, the output smoothing capacitor is provided on the output side of the
本発明にかかるスイッチング電源装置は、スタンバイモード時にスイッチング電源装置自体の消費電流を軽減でき、スタンバイモード時における電源電圧供給源からの消費電流(流出電流)を軽減させることができるとともに、通常動作モード時には電源電圧供給源の電圧レベルに影響されない一定電圧を負荷へ供給することができ、1次側の電源電圧供給源として電圧変動が大きい電池などを使用し、スタンバイモード時には消費電流が小さく電源出力電圧として所定の電圧以上が印加されていればよく、通常動作モード時には電源出力電圧として精度の高い一定電圧が印加されていることが必要な電気機器に有用である。 The switching power supply according to the present invention can reduce the current consumption of the switching power supply itself in the standby mode, can reduce the current consumption (outflow current) from the power supply voltage supply source in the standby mode, and the normal operation mode. Sometimes a constant voltage that is unaffected by the voltage level of the power supply voltage supply can be supplied to the load, and a battery with a large voltage fluctuation is used as the power supply voltage supply source on the primary side. It is sufficient that a predetermined voltage or more is applied as a voltage, and it is useful for an electric device that needs to apply a constant voltage with high accuracy as a power supply output voltage in the normal operation mode.
1 マイクロ・コンピュータ(負荷)
2、51 電源電圧供給源
3、54 出力平滑コンデンサ
4 昇降圧型DC/DCコンバータ
5 昇圧型DC/DCコンバータ
6 モード切換信号出力回路
7 モード切換スイッチ
8 抵抗
9 電流源
10、43、64 検出回路
11、49、70 三角波発生回路
12、48 比較器
13 AND回路
14、50 MOSトランジスタ
15、52、91 コイル
16、53 ダイオード
41、42、62、63 抵抗
44、65 基準電圧源
45、66 増幅器
46、67 抵抗
47、68 コンデンサ
61 パルス制御部
69 比較器
71 比較器
72 反転回路
73 出力端子電圧検出回路
74 起動用切換回路
75 DC/DCコンバータ
76 レベルシフト回路
77、78、79、80 MOSトランジスタ
101 ドライバIC
102 PWMパルス制御部
1 Microcomputer (load)
2, 51 Supply
102 PWM pulse controller
Claims (4)
通常動作モードとスタンバイモードを有する負荷に接続される出力端子と、
前記通常動作モード時に、前記電源電圧供給源からの電源入力電圧を第1の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇降圧型DC/DCコンバータと、
前記スタンバイモード時に、電源出力電圧が前記第1の設定電圧より低い第2の設定電圧以下であると、前記電源入力電圧を前記第2の設定電圧に変換した電源出力電圧を前記負荷へ供給し、電源出力電圧が前記第2の設定電圧を上回ると、前記第2の設定電圧への変換動作を行うことなく前記電源入力電圧を通過させた電源出力電圧を前記負荷へ供給する昇圧型DC/DCコンバータと、
前記通常動作モード時に前記昇降圧型DC/DCコンバータの出力を前記出力端子へ出力し、前記スタンバイモード時に前記昇圧型DC/DCコンバータの出力を前記出力端子へ出力するモード切換スイッチと、
を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。 An input terminal connected to a power supply voltage source;
An output terminal connected to a load having a normal operation mode and a standby mode;
A step-up / step-down DC / DC converter for supplying, to the load, a power supply output voltage obtained by converting a power supply input voltage from the power supply voltage supply source into a first set voltage in the normal operation mode;
In the standby mode, when the power output voltage is equal to or lower than the second set voltage lower than the first set voltage, the power output voltage converted from the power input voltage to the second set voltage is supplied to the load. When the power supply output voltage exceeds the second set voltage, the step-up DC / DC that supplies the power supply output voltage that has passed the power supply input voltage to the load without performing the conversion operation to the second set voltage. A DC converter;
A mode switch for outputting the output of the step-up / step-down DC / DC converter to the output terminal during the normal operation mode and outputting the output of the step-up DC / DC converter to the output terminal during the standby mode;
A switching power supply device comprising:
電源出力電圧を検出して検出電圧を出力する検出回路と、
三角波信号を出力する三角波発生回路と、
前記検出回路の検出電圧と前記三角波発生回路からの三角波信号を比較して比較結果信号を出力する比較器と、
前記比較器からの比較結果信号に従ってスイッチング動作するスイッチング素子と、
一端に前記電源入力電圧が印加され、他端が前記スイッチング素子のスイッチング動作によって駆動されるコイルと、
前記コイルの出力を整流するダイオードと、
を有し、前記スタンバイモード時に、前記ダイオードによって整流された前記コイルの出力が前記出力端子へ出力されることを特徴とする請求項1もしくは2のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 The step-up DC / DC converter is
A detection circuit that detects a power supply output voltage and outputs a detection voltage;
A triangular wave generating circuit for outputting a triangular wave signal;
A comparator that compares the detection voltage of the detection circuit with the triangular wave signal from the triangular wave generation circuit and outputs a comparison result signal;
A switching element that performs a switching operation according to a comparison result signal from the comparator;
A coil in which the power supply input voltage is applied to one end and the other end is driven by a switching operation of the switching element;
A diode for rectifying the output of the coil;
3. The switching power supply device according to claim 1, wherein an output of the coil rectified by the diode is output to the output terminal in the standby mode.
4. The switching power supply device according to claim 3, wherein the step-up DC / DC converter further includes a circuit that stops the switching element in an OFF state during the normal operation mode.
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