JP2006050301A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】 制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器を提供する。
【解決手段】 電圧変換回路１において、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖから一定レベルＶfに到達するまでは、出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２が電源電位ＶＣＣを維持する。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが一定レベルＶfよりも高くなると、出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２が緩やかに低下する。これに応じて、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤは緩やかに減少する。したがって、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器が実現できる。また、電圧変換回路の構成部品が少なくてすむため、電圧制御発振器の小型化、低価格化が図れる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電圧制御発振器に関し、特に、制御電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器に関する。

可変容量素子を備えた電圧制御発振器は、制御電圧に応じて可変容量素子の容量が変化することを利用して、発振周波数を制御する。一般的に、従来の電圧制御発振器では、多層基板上または多層基板内部にストリップライン共振器を形成し、多層基板上に発振用の能動素子（トランジスタなど）や可変容量素子（バラクタダイオードなど）をそれぞれ個別の素子として搭載して、回路モジュールを構成していた。

しかし、近年、電圧制御発振器の更なる小型化・低価格化に伴って、電圧制御発振器の大部分（たとえば、ストリップライン共振器を除く部分）の集積回路化が進められている。そこで、トランジスタの製造プロセスとバラクタダイオードの製造プロセスとが異なるため、トランジスタの製造プロセスで実現可能なＰＮ接合（トランジスタのベース・エミッタ間のＰＮ接合など）をバラクタダイオードの代わりに利用することになる。

この場合、トランジスタのベース・エミッタ間のＰＮ接合に印加する逆バイアス電圧（逆方向の直流電圧）に応じて、接合容量（空乏層容量）が変化することを利用する。しかし、トランジスタのベース・エミッタ間のＰＮ接合は、逆バイアス時の接合容量を利用することを前提として設計されていない。このため、バラクタダイオードを使用する場合に比べて、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性がよくない。電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性の線形性が悪いと、周波数を高速で切替える高速ロックアップ機能が求められる携帯電話などには採用できない。そこで、電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性の線形性を改善するための方法がいくつか考えられている。

下記の特許文献１には、耐雑音性を保ちつつ、広い範囲にわたって、制御電圧−発振周波数特性をリニアにした電圧制御型発振回路が開示されている。この場合、電圧制御型発振回路本体の制御電圧−発振周波数特性と逆特性となる電圧変換特性を持つ線形補償回路が設けられる。線形補償回路によって、入力される制御電圧を修正し、この電圧変換動作で得られた制御電圧で電圧制御型発振回路本体の発振周波数を制御する。

また、下記の特許文献２には、発振回路の制御入力電圧−バリキャップ容量特性の非線形性を改善する発振回路が開示されている。この場合、印加電圧に対する容量特性が非線形を呈するバリキャップを周波数制御素子として含む発振回路において、制御入力電圧を変換して印加電圧としてバリキャップに供給する電圧変換回路を備える。これにより、制御入力電圧に対する容量特性が実質的に線形にされる。
特開平９−３１２５２１号公報 特開２００１−１２７５５０号公報

しかし、特許文献１の線形補償回路は演算増幅回路を８個用いており、特許文献２の電圧変換回路は演算増幅回路を３個用いている。このように、従来の電圧制御発振器は、多くの構成部品を必要とするため構成が複雑であった。このため、電圧制御発振器をモジュール部品として構成した場合、モジュール部品の小型化、軽量化、低価格化が十分に実現できなかった。また、１枚の半導体基板上に各種回路素子を集積して作るモノリシック集積回路化を図った場合も、集積回路の小面積化が十分に実現できなかった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器を提供することである。

この発明に係わる電圧制御発振器は、制御電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器であって、印加電圧に応じて容量が変化する可変容量素子を用いて発振周波数を制御し、その入力ノードに与えられた電圧の変化に応じて非線形に発振周波数が変化する電圧−周波数特性を有する発振回路と、制御電圧を受ける入力端子と発振回路の入力ノードとの間に設けられ、電圧制御発振器の電圧−周波数特性が実質的に線形になるように、制御電圧に応じた電圧を発振回路の入力ノードに与える電圧補償回路とを備えたものである。ここで、電圧補償回路は、入力端子からの制御電圧を受け、制御電圧の変化に応じてその出力電圧が変化し、かつ制御電圧の変化に応じてその出力電圧の変化率が変化するように電圧変換を行なう第１の電圧変換回路と、第１の電圧変換回路の出力電圧を直流増幅して発振回路の入力ノードに与える第２の電圧変換回路とを含む。

好ましくは、発振回路は、その入力ノードに与えられた電圧が高くなるほど発振周波数が低下し、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有する。第１の電圧変換回路は、制御電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が小さくなるように電圧変換を行なう。第２の電圧変換回路は、第１の電圧変換回路からの電圧が高くなるほどその出力電圧が低下し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行なう。

また好ましくは、第１の電圧変換回路は、入力端子と基準電位のラインとの間に接続されたダイオードを含む。第２の電圧変換回路は、電源電位のラインと発振回路の入力ノードとの間に接続された抵抗素子と、そのベースが入力端子に接続され、そのコレクタが発振回路の入力ノードに接続され、そのエミッタが基準電位のラインに接続されたトランジスタとを含む。

また好ましくは、第１の電圧変換回路に含まれるダイオードは、そのベースおよびそのコレクタが入力端子に接続され、そのエミッタが基準電位のラインに接続されたトランジスタで構成される。

また好ましくは、第１および第２の電圧変換回路に含まれるトランジスタの各々は、同じ電気的特性を有する。

好ましくは、発振回路は、その入力ノードに与えられた電圧が高くなるほど発振周波数が高くなり、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有する。第１の電圧変換回路は、制御電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行なう。第２の電圧変換回路は、第１の電圧変換回路からの電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行なう。

また好ましくは、第１の電圧変換回路は、電源電位のラインと入力端子との間に接続されたダイオードを含む。第２の電圧変換回路は、そのベースが入力端子に接続され、そのコレクタが電源電位のラインに接続され、そのエミッタが発振回路の入力ノードに接続されたトランジスタと、発振回路の入力ノードと基準電位のラインとの間に接続された抵抗素子とを含む。

また好ましくは、可変容量素子は、トランジスタの製造工程で形成されたＰＮ接合である。

また好ましくは、電圧補償回路と、発振回路のうちの共振回路を除く部分とは、同一の集積回路で構成される。

この発明に係わる電圧制御発振器では、印加電圧に応じて容量が変化する可変容量素子を用いて発振周波数を制御し、その入力ノードに与えられた電圧の変化に応じて非線形に発振周波数が変化する電圧−周波数特性を有する発振回路と、制御電圧を受ける入力端子と発振回路の入力ノードとの間に設けられ、電圧制御発振器の電圧−周波数特性が実質的に線形になるように、制御電圧に応じた電圧を発振回路の入力ノードに与える電圧補償回路とが設けられる。電圧補償回路は、入力端子からの制御電圧を受け、制御電圧の変化に応じてその出力電圧が変化し、かつ制御電圧の変化に応じてその出力電圧の変化率が変化するように電圧変換を行なう第１の電圧変換回路と、第１の電圧変換回路の出力電圧を直流増幅して発振回路の入力ノードに与える第２の電圧変換回路とを含む。したがって、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器が実現できる。また、電圧変換回路の構成部品が少なくてすむため、電圧制御発振器の小型化、低価格化が図れる。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１において、この電圧制御発振器は、電圧補償回路１、発振回路２、入力端子３および出力端子４を備える。

電圧補償回路１は、抵抗素子１１〜１４、トランジスタ１５，１６およびコンデンサ１７を含む。発振回路２は、コイル２１，２２、可変容量素子２３、コンデンサ２４〜２９、抵抗素子３０〜３２およびトランジスタ３３を含む。

電圧補償回路１において、抵抗素子１１は、入力端子３とノードＮ１との間に接続される。トランジスタ１５は、そのベースが抵抗素子１２を介してノードＮ１に接続され、そのコレクタがノードＮ１に接続され、そのエミッタが接地電位ＧＮＤのラインに接続される。トランジスタ１６は、そのベースが抵抗素子１３を介してノードＮ１に接続され、そのコレクタが出力ノードＮ２に接続され、そのエミッタが接地電位ＧＮＤのラインに接続される。抵抗素子１４は、電源電位ＶＣＣのラインと出力ノードＮ２との間に接続される。コンデンサ１７は、電源電位ＶＣＣのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。

発振回路２において、コイル２１は、電圧補償回路１の出力ノードＮ２とノードＮ１１との間に接続される。可変容量素子２３は、ノードＮ１１と電源電位ＶＣＣのラインとの間に接続される。コンデンサ２４，２５は、ノードＮ１１とノードＮ１３との間に直列接続される。コイル２２は、コンデンサ２４，２５間のノードＮ１２と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。抵抗素子３０は、ノードＮ１３と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。コンデンサ２６は、電源電位ＶＣＣのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。抵抗素子３１は、電源電位ＶＣＣのラインとノードＮ１３との間に接続される。コンデンサ２７，２８は、ノードＮ１３と接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。トランジスタ３３は、そのベースがノードＮ１３に接続され、そのコレクタが電源電位ＶＣＣのラインに接続され、そのエミッタが抵抗素子３２を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。コンデンサ２７，２８間のノードＮ１４は、トランジスタ３３のエミッタに接続されるとともに、コンデンサ２９を介して出力端子４に接続される。ここで、可変容量素子２３はトランジスタのベース・エミッタ間のＰＮ接合である。また、コンデンサ２７，２８およびコイル２２は、共振回路を構成する。

次に、この電圧補償回路１の動作について説明する。入力端子３は、外部から直流の制御電圧Ｖ＿ＣＮＴを受ける。この制御電圧Ｖ＿ＣＮＴを０Ｖから上昇させた場合の動作について考える。

トランジスタ１５のベース・エミッタ間のＰＮ接合は、ダイオードとして機能する。トランジスタ１５のしきい値電圧をＶfとすると、トランジスタ１５のベース電位がＶfに到達するまでコレクタ電流が流れない。このため、ノードＮ１の電位は０ＶからＶfまで直線的に上昇する。ノードＮ１の電位がＶfよりも高くなると、入力端子３から抵抗素子１１，１２およびトランジスタ１５を介して接地電位ＧＮＤのラインへ電流が流れる。このため、ノードＮ１の電位は、Ｖfより高くなった後は緩やかに上昇する。したがって、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが高くなるほどノードＮ１の電位が上昇し、かつその上昇率が小さくなる。すなわち、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対するノードＮ１の電位特性は非線形性を有する。

トランジスタ１６は、直流増幅器として機能する。トランジスタ１６のしきい値電圧をＶfとすると、トランジスタ１６のベース電位がＶfに到達するまでコレクタ電流が流れない。このため、ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２は電源電位ＶＣＣを維持する。トランジスタ１６のベース電位がＶfよりも高くなると、電源電位ＶＣＣのラインから抵抗素子１４およびトランジスタ１６を介して接地電位ＧＮＤのラインへ電流が流れる。このため、出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２は緩やかに低下する。したがって、トランジスタ１６のベース電位が高くなるほどノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２が低下し、かつその低下率が大きくなる。すなわち、トランジスタ１６のベース電位に対する出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２の電位特性は非線形性を有する。なお、コンデンサ１７は、電源系のデカップリングコンデンサとして機能する。このコンデンサ１７は外付けのコンデンサとしてもよい。

図２は、図１に示した電圧補償回路１の動作を説明するための図である。図１および図２において、トランジスタ１５，１６のしきい値電圧Ｖfを約０．５Ｖとする。この場合、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖから上昇してＶf（約０．５Ｖ）に到達するまでは、トランジスタ１５，１６にコレクタ電流が流れないため、ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２は電源電位ＶＣＣ（２．８Ｖ）を維持する。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴがＶf（約０．５Ｖ）よりも高くなると、ノードＮ１の電位が緩やかに上昇する。すなわち、トランジスタ１６のベース電位が緩やかに上昇するため、ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２は緩やかに低下する。

ここで、トランジスタ１５，１６は、同じ電気的特性（同じしきい値電圧Ｖf）を有するものとする。これは、トランジスタ１５，１６のしきい値電圧Ｖfが異なると、トランジスタ１５，１６のうち一方が動作しない制御電圧範囲（不感電圧範囲）が発生するためである。トランジスタ１５，１６の電気的特性が同じであれば、不感電圧範囲が非常に狭くなる。

従来は、抵抗素子１２およびトランジスタ１５を設けずに、ノードＮ１と接地電位ＧＮＤのラインとの間に１つの抵抗素子を設けていた。この場合、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対するトランジスタ１６のベース電位の変化が直線的であった。しかし、この実施の形態１では、抵抗素子１２およびトランジスタ１５を設けるため、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対するトランジスタ１６のベース電位の変化が非線形性を有する。

次に、図１に示した発振回路２の動作について説明する。発振回路２は、コルピッツ発振回路である。ここで、まず一般的なコルピッツ発振回路の動作について説明する。

図３は、一般的なコルピッツ発振回路の要部の構成を示す回路図である。図３において、このコルピッツ発振回路は、コイル４１、コンデンサ４２，４３およびトランジスタ４４を備える。

コイル４１は、トランジスタ４４のコレクタとベースとの間に接続される。コンデンサ４２は、トランジスタ４４のベースとエミッタとの間に接続される。コンデンサ４３は、トランジスタ４４のコレクタとエミッタとの間に接続される。

このコルピッツ発振回路は、トランジスタ４４のコレクタ・ベース間に発生する電圧をコンデンサ４３，４２で分圧し、エミッタに帰還させることによって発振動作を行なう。コイル４１のインダクタンスをＬ１１、コンデンサ４２，４３の容量をＣ１１，Ｃ１２とすると、発振周波数ｆは近似的に以下の数式（１）で表わされる。

図１に戻って、トランジスタ３３のコレクタは、コンデンサ２６を介して高周波的に接地される（コレクタ接地）。すなわち、発振回路２の発振周波数において、コンデンサ２６のインピーダンスは十分に小さい。

トランジスタ３３のベースとエミッタとの間に接続されるコンデンサ２７は、図３に示したコルピッツ発振回路のコンデンサ４２に対応し、このコンデンサ２７の容量をＣ１（＝Ｃ１１）とする。

コンデンサ２８はトランジスタ３３のエミッタと接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。ここで、トランジスタ３３はコレクタ接地であるため、コンデンサ２８は実質的にトランジスタ３３のエミッタとコレクタとの間に接続されていることになる。すなわち、コンデンサ２８は図３に示したコルピッツ発振回路のコンデンサ４３に対応し、このコンデンサ２８の容量をＣ２とする。

ただし、トランジスタ３３のエミッタと接地電位ＧＮＤのラインとの間には、コンデンサ２８の他に抵抗素子３２や負荷（図示しない）が接続され、これらも多少の容量成分を有する。そのため、実際にはこれらの容量成分とコンデンサ２８の容量Ｃ２とを合計したものが、図３に示したコルピッツ発振回路のコンデンサ４３の容量Ｃ１２に相当する。

コンデンサ２５とコイル２２は、トランジスタ３３のベースと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。コンデンサ２５は、直流成分を遮断するためのカップリングコンデンサである。トランジスタ３３のベースと接地電位ＧＮＤのラインとの間では、発振回路２の発振周波数において、容量成分よりもインダクタンス成分の方が大きくなるようにする。トランジスタ３３はコレクタ接地であるため、コイル２２は実質的にトランジスタ３３のベースとコレクタとの間に接続されていることになる。すなわち、コイル２２は図３に示したコルピッツ発振回路のコイル４１に対応する。

コイル２２の一方端（ノードＮ１２）は、コンデンサ２４および可変容量素子２３を介してトランジスタ３３のコレクタに接続される。コンデンサ２４は、直流成分を遮断するためのカップリングコンデンサである。なお、コンデンサ２４，２６は、外付けのコンデンサとしてもよい。

トランジスタ３３はコレクタ接地であるため、コンデンサ２４および可変容量素子２３は実質的にコイル２２に並列に接続されていることになる。ここで、トランジスタ３３のベースと接地電位ＧＮＤのラインとの間では、発振回路２の発振周波数において、可変容量素子２３およびコンデンサ２４に依存する容量成分の合計よりもコイル２２に依存するインダクタンス成分の合計の方が大きくなるようにする。ただし、可変容量素子２３の容量変化に伴って、このインダクタンス成分の合計も変化する。このインダクタンス成分の合計が、実際には図３に示したコルピッツ発振回路のコイル４１のインダクタンスＬ１１に相当する。

発振回路２の発振周波数は、主にコンデンサ２７，２８の容量Ｃ１，Ｃ２、コイル２２のインダクタンスＬ１、および可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤによって決定される。数式（１）を参照して、コルピッツ発振回路では、インダクタンス成分や容量成分が大きくなると発振周波数が低くなる。一方、インダクタンス成分や容量成分が小さくなると発振周波数が高くなる。発振回路２において、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤが大きくなると、インダクタンス成分が大きくなるため発振周波数は低くなり、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤが小さくなると、インダクタンス成分が小さくなるため発振周波数は高くなる。

コイル２１は、高周波成分を遮断する。なお、コイル２１の代わりに抵抗値の高い抵抗素子を用いてもよい。可変容量素子２３には逆バイアス電圧が印加される。可変容量素子２３の容量は印加される逆バイアス電圧に応じて変化し、逆バイアス電圧が大きくなるほど、容量は小さくなる。このため、出力ノードＮ２の電位が高くなるほど、逆バイアス電圧が減少して容量が大きくなる。したがって、入力端子３に与えられる制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが上昇すると、出力ノードＮ２の電位が低下するため、可変容量素子２３に印加される逆バイアス電圧が増大し、容量Ｃ＿ＶＤは減少する。その結果、発振回路２の発振周波数は高くなる。

図４は、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する容量Ｃ＿ＶＤの特性を示す図である。図４において、実線は電圧補償回路１を設けた場合の容量変化を示し、点線は従来例、すなわち電圧補償回路１の代わりに単純な電圧反転回路を設けた場合の容量変化を示す。従来例を示す点線は、以下の数式（２）によって表わされる。

Ｃ＿ＶＤ ＝ ３＋（３／１００）×（Ｖ＿ＣＮＴ−３）4 …（２）
ここで、この数式（２）は実験データに基づいて導出されたものであり、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの使用範囲を０Ｖ〜３Ｖと定義し、寄生容量を３（ｐＦ）としている。このように、従来例においては、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤが制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対して強い非線形性を有していた。

電圧補償回路１を設けた場合、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０ＶからＶf（約０．５Ｖ）に到達するまでは、出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２が電源電位ＶＣＣ（２．８Ｖ）を維持するため（図２参照）、容量Ｃ＿ＶＤは変化しない。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴがＶf（約０．５Ｖ）よりも高くなると、出力ノードＮ２の電位Ｖ＿Ｎ２が緩やかに低下するため（図２参照）、容量Ｃ＿ＶＤは緩やかに減少する。したがって、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの使用範囲（０Ｖ〜３Ｖ）において、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤの制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する線形性が改善される。

図５は、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する電圧制御発振器の制御感度（ＭＨｚ／Ｖ）の特性を示す図である。図５において、実線は電圧補償回路１を設けた場合の制御感度の特性を示し、点線は従来例、すなわち電圧補償回路１の代わりに単純な電圧反転回路を設けた場合の制御感度の特性を示す。

ここで制御感度とは、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴを微小変化させたときの発振周波数の変化量を示す。したがって、この制御感度（ＭＨｚ／Ｖ）は、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの使用範囲（０Ｖ〜３Ｖ）において、一定値を有することが望ましい。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの実際の使用範囲は０．５Ｖ〜１．６Ｖ程度である。従来例においては、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが高くなるほど、制御感度が悪くなっていた。しかし、この実施の形態１では、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの実際の使用範囲（０．５Ｖ〜１．６Ｖ）における制御感度の変化幅は小さくなっている。これは、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの実際の使用範囲（０．５Ｖ〜１．６Ｖ）において、可変容量素子２３の容量Ｃ＿ＶＤの制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する線形性がよい（直線的である）ことに起因している（図４参照）。

発振回路２は、入力電位（電圧補償回路１の出力ノードＮ２の電位）が高くなるほど発振周波数が低下し、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有する。しかし、電圧補償回路１によって、電圧制御発振器の電圧−周波数特性が実質的に線形になるように、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの電圧補償が行なわれる。

以上のように、この実施の形態１では、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器が実現できる。また、電圧補償回路の構成部品が少なくてすむため、電圧制御発振器の小型化、低価格化が図れる。また、トランジスタの製造プロセスで実現可能なＰＮ接合を可変容量素子として利用しているため、電圧制御発振器の大部分（共振回路を除く部分）のモノシリック集積回路化が容易に実現できる。

［実施の形態１の変更例］
図６は、この発明の実施の形態１の変更例による電圧制御発振器の構成を示す回路図であって、図１と対比される図である。図６の電圧補償回路５１において、図１の電圧補償回路１と異なる点は、抵抗素子１２およびトランジスタ１５が、ダイオード６１で置換されている点である。ダイオード６１は、ノードＮ１と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。なお、図６において、図１と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。

入力端子３に印加される制御電圧Ｖ＿ＣＮＴを０Ｖから上昇させた場合の動作について考える。ダイオード６１のしきい値電圧をＶdthとすると、ノードＮ１の電位がＶdthに到達するまでダイオード６１には電流がほとんど流れない。このため、ノードＮ１の電位は０ＶからＶdthまで直線的に上昇する。ノードＮ１の電位がＶdthよりも高くなると、ダイオード６１に順バイアス電圧（順方向の直流電圧）が印加され、入力端子３から抵抗素子１１およびダイオード６１を介して接地電位ＧＮＤのラインへ電流が流れる。このため、ノードＮ１の電位は、Ｖdthより高くなった後は緩やかに上昇する。したがって、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが高くなるほどノードＮ１の電位が上昇し、かつその上昇率が小さくなる。すなわち、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対するノードＮ１の電位特性は非線形性を有する。

この実施の形態１の変更例では、電圧補償回路５１において、ダイオード６１の電流−電圧特性の非線形性を利用する。この場合も、実施の形態１と同様に、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器が実現できる。また、実施の形態１と比べると周波数制御の精度は若干劣るが、より簡易な構成の電圧制御発振器が実現できるため、さらなる小型化、低価格化が図れる。

［実施の形態２］
図７は、この発明の実施の形態１の変更例による電圧制御発振器の構成を示す回路図であって、図１と対比される図である。図７の電圧制御発振器において、図１の電圧制御発振器と異なる点は、電圧補償回路１および発振回路２が電圧補償回路７１および発振回路７２で置換されている点である。なお、図７において、図１と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。

電圧補償回路７１は、抵抗素子８１〜８４、ダイオード８５、コンデンサ８６およびトランジスタ８７を含む。抵抗素子８１は、入力端子３とノードＮ２１との間に接続される。ダイオード８５および抵抗素子８３は、電源電位ＶＣＣのラインとノードＮ２１との間に並列接続される。コンデンサ８６は、電源電位ＶＣＣのラインと接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。トランジスタ８７は、そのベースが抵抗素子８２を介してノードＮ２１に接続され、そのコレクタが電源電位ＶＣＣのラインに接続され、そのエミッタが出力ノードＮ２２に接続される。抵抗素子８４は、出力ノードＮ２２と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続される。なお、コンデンサ８６は、電源系のデカップリングコンデンサとして機能する。このコンデンサ８６は外付けのコンデンサとしてもよい。

次に、この電圧補償回路７１の動作について説明する。入力端子３に印加される制御電圧Ｖ＿ＣＮＴを０Ｖから上昇させた場合の動作について考える。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖであるとき、ダイオード８５には順バイアス電圧が印加されるため、電源電位ＶＣＣのラインからダイオード８５および抵抗素子８１を介して、入力端子３へ電流が流れる。このため、ノードＮ２１の電位は、一定の初期レベルとなる。抵抗素子８３は、ダイオード８５の電流−電圧特性の調整用に設けられる。なお、この抵抗素子８３は、設けなくてもよい。

入力端子３に印加される制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが、０Ｖから上昇して一定レベルＶcthに到達するまでは、ノードＮ２１の電位は初期レベルからほとんど変化しない。入力端子３に印加される制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが、一定レベルＶcthよりも高くなると、ノードＮ２１の電位は、初期レベルから緩やかに上昇し始める。したがって、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが高くなるほどノードＮ２１の電位が上昇し、かつその上昇率が大きくなる。すなわち、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対するノードＮ２１の電位特性は非線形性を有する。

トランジスタ８７は、直流増幅器として機能する。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖであるとき、トランジスタ８７のベース電位が一定レベルになるため、ベース電流が流れる。このため、出力ノードＮ２２の電位は、電源電位ＶＣＣよりも低い一定レベルＶinitとなる。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが、０Ｖから上昇して一定レベルＶcthに到達するまでは、ノードＮ２１の電位は初期レベルからほとんど変化しないため、出力ノードＮ２２の電位は一定レベルＶinitからほとんど変化しない。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが、一定レベルＶcthよりも高くなると、ノードＮ２１の電位が緩やかに上昇し始めて、トランジスタ８７のベース電流が増加し、出力ノードＮ２２の電位は上昇する。したがって、トランジスタ８７のベース電位が高くなるほど出力ノードＮ２２の電位Ｖ＿Ｎ２２が上昇し、かつその上昇率が大きくなる。すなわち、トランジスタ８７のベース電位に対する出力ノードＮ２２の電位Ｖ＿Ｎ２２の電位特性は非線形性を有する。

図８は、図７に示した電圧補償回路７１の動作を説明するための図である。図７および図８を参照して、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖであるとき、ノードＮ２１の電位が一定の初期レベルとなり、出力ノードＮ２２の電位は一定レベルＶinit（１．２５Ｖ）となる。

制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖから上昇して一定レベルＶcht（約１．５Ｖ）に到達するまでは、ノードＮ２１の電位が初期レベルからほとんど変化しないため、出力ノードＮ２２の電位Ｖ＿Ｎ２２は一定レベルＶinit（１．２５Ｖ）からほとんど変化しない。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが一定レベルＶcht（約１．５Ｖ）よりも高くなると、ノードＮ２１の電位が緩やかに上昇し始めて、トランジスタ８７のベース電流が増加し、出力ノードＮ２２の電位は上昇する。すなわち、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する出力ノードＮ２２の電位特性は非線形性を有する。

図７に戻って、発振回路７２は、図１の発振回路２と対比して、可変容量素子２３が可変容量素子９１で置換されている点が異なる。可変容量素子９１は、接地電位ＧＮＤのラインとノードＮ１１との間に接続される。この可変容量素子９１は、トランジスタのベース・エミッタ間のＰＮ接合である。

可変容量素子９１には逆バイアス電圧が印加される。可変容量素子の容量は印加される逆バイアス電圧に応じて変化し、逆バイアス電圧が大きくなるほど、可変容量素子の容量は小さくなる。したがって、入力端子３に与えられる制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが上昇すると、出力ノードＮ２２の電位が上昇するため、可変容量素子９１に印加される逆バイアス電圧が増大し、容量Ｃ＿ＶＤは減少する。その結果、発振回路７２の発振周波数は高くなる。

電圧補償回路７１を設けた場合、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが０Ｖから上昇して一定レベルＶcht（約１．５Ｖ）に到達するまでは、出力ノードＮ２２の電位Ｖ＿Ｎ２２が一定レベルＶinit（１．２５Ｖ）からほとんど変化しないため（図８参照）、容量Ｃ＿ＶＤはほとんど変化しない。制御電圧Ｖ＿ＣＮＴが一定レベルＶcht（約１．５Ｖ）よりも高くなると、出力ノードＮ２２の電位Ｖ＿Ｎ２２は緩やかに上昇するため（図８参照）、容量Ｃ＿ＶＤは緩やかに減少する。したがって、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの使用範囲（０Ｖ〜３Ｖ）のうち、約１．５Ｖ〜３Ｖの範囲において、可変容量素子９１の容量Ｃ＿ＶＤの制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する線形性が改善される。

発振回路７２は、入力電位（電圧補償回路７１の出力ノードＮ２２の電位）が高くなるほど発振周波数が高くなり、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有する。しかし、電圧補償回路１によって、電圧制御発振器の電圧−周波数特性が実質的に線形になるように、制御電圧Ｖ＿ＣＮＴの電圧補償が行なわれる。

以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、制御電圧に対する発振周波数特性の線形性のよい、簡易な構成の電圧制御発振器が実現できる。また、電圧補償回路の構成部品が少なくてすむため、電圧制御発振器の小型化、低価格化が図れる。また、トランジスタの製造プロセスで実現可能なＰＮ接合を可変容量素子として利用しているため、電圧制御発振器の大部分（共振回路を除く部分）のモノシリック集積回路化が容易に実現できる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による電圧制御発振器の構成を示す回路図である。 図１に示した電圧補償回路の動作を説明するための図である。 一般的なコルピッツ発振回路の要部の構成を示す回路図である。 制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する容量Ｃ＿ＶＤの特性を示す図である。 制御電圧Ｖ＿ＣＮＴに対する電圧制御発振器の制御感度（ＭＨｚ／Ｖ）の特性を示す図である。 この発明の実施の形態１の変更例による電圧制御発振器の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１の変更例による電圧制御発振器の構成を示す回路図である。 図７に示した電圧補償回路の動作を説明するための図である。

符号の説明

１，５１，７１ 電圧補償回路、２，７２ 発振回路、３ 入力端子、４ 出力端子、１１〜１４，３０〜３２，８１〜８４ 抵抗素子、１５，１６，３３，４４，８７ トランジスタ、１７，２４〜２９，４２，４３，８６ コンデンサ、２１，２２，４１ コイル、２３，９１ 可変容量素子、６１，８５ ダイオード。

Claims (9)

1. 制御電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器であって、
   印加電圧に応じて容量が変化する可変容量素子を用いて発振周波数を制御し、その入力ノードに与えられた電圧の変化に応じて非線形に発振周波数が変化する電圧−周波数特性を有する発振回路、および
   前記制御電圧を受ける入力端子と前記発振回路の入力ノードとの間に設けられ、前記電圧制御発振器の電圧−周波数特性が実質的に線形になるように、前記制御電圧に応じた電圧を前記発振回路の入力ノードに与える電圧補償回路を備え、
   前記電圧補償回路は、
   前記入力端子からの前記制御電圧を受け、前記制御電圧の変化に応じてその出力電圧が変化し、かつ前記制御電圧の変化に応じてその出力電圧の変化率が変化するように電圧変換を行なう第１の電圧変換回路、および
   前記第１の電圧変換回路の出力電圧を直流増幅して前記発振回路の入力ノードに与える第２の電圧変換回路を含む電圧制御発振器。
2. 前記発振回路は、その入力ノードに与えられた電圧が高くなるほど発振周波数が低下し、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有し、
   前記第１の電圧変換回路は、前記制御電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が小さくなるように電圧変換を行ない、
   前記第２の電圧変換回路は、前記第１の電圧変換回路からの電圧が高くなるほどその出力電圧が低下し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧制御発振器。
3. 前記第１の電圧変換回路は、前記入力端子と基準電位のラインとの間に接続されたダイオードを含み、
   前記第２の電圧変換回路は、
   電源電位のラインと前記発振回路の入力ノードとの間に接続された抵抗素子、および
   そのベースが前記入力端子に接続され、そのコレクタが前記発振回路の入力ノードに接続され、そのエミッタが基準電位のラインに接続されたトランジスタを含む、請求項２に記載の電圧制御発振器。
4. 前記第１の電圧変換回路に含まれる前記ダイオードは、そのベースおよびそのコレクタが前記入力端子に接続され、そのエミッタが基準電位のラインに接続されたトランジスタで構成される、請求項３に記載の電圧制御発振器。
5. 前記第１および第２の電圧変換回路に含まれるトランジスタの各々は、同じ電気的特性を有する、請求項４に記載の電圧制御発振器。
6. 前記発振回路は、その入力ノードに与えられた電圧が高くなるほど発振周波数が高くなり、かつ発振周波数の変化率が小さくなる電圧−周波数特性を有し、
   前記第１の電圧変換回路は、前記制御電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行ない、
   前記第２の電圧変換回路は、前記第１の電圧変換回路からの電圧が高くなるほどその出力電圧が上昇し、かつその出力電圧の変化率が大きくなるように電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧制御発振器。
7. 前記第１の電圧変換回路は、電源電位のラインと前記入力端子との間に接続されたダイオードを含み、
   前記第２の電圧変換回路は、
   そのベースが前記入力端子に接続され、そのコレクタが電源電位のラインに接続され、そのエミッタが前記発振回路の入力ノードに接続されたトランジスタ、および
   前記発振回路の入力ノードと基準電位のラインとの間に接続された抵抗素子を含む、請求項６に記載の電圧制御発振器。
8. 前記可変容量素子は、トランジスタの製造工程で形成されたＰＮ接合である、請求項１から請求項７までのいずれかに記載の電圧制御発振器。
9. 前記電圧補償回路と、前記発振回路のうちの共振回路を除く部分とは、同一の集積回路で構成される、請求項１から請求項８までのいずれかに記載の電圧制御発振器。

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