JP2005530473A

JP2005530473A - 超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法

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Publication number: JP2005530473A
Application number: JP2004514927A
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Inventors: クリストーフリポール
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Publication date: 2005-10-06
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Abstract

本発明は、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して電圧源に接続された変圧器を有する回路から構成され、圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する昇圧コンバータを含んでなる、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の操作方法に関し、変圧器と共振インダクタンスとアクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧（Ｖ_ｃ）は、所定の減結合周波数（ｆ_ｒ）の方形の信号であり、負荷の中を流れる電流（Ｉ_ｃ）は、開閉器の操作モードが低不連続または、超連続または、低連続型であるような共振周波数（ｆ_０）の周期的な信号であり、これらのモードは、変圧器の変圧比と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる共振インダクタンスから得られ、この操作方法は、自動車の熱エンジンにおける燃料噴射へ応用される。

Description

本発明は、超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法に関し、より正確には自動車の内燃エンジンの電子噴射計算機によって操作される圧電層を有する燃料噴射器の電子操作方法に関する。

より正確には、本発明が解決することを目的とする問題は、噴射器の構造を振動させるために圧電セルの励振を引き起こす電子制御装置の操作である。このような装置は、本出願人の名において出願された出願番号０１１４０２３のフランス国特許出願に記載されている。超音波圧電層を有する燃料噴射器は、正確で充分小さい分量を確保するように直径が定められた油滴の燃料を極めて精巧に噴霧して、噴射燃料の完全で均質な気化を確実にするためのものである。このような噴射器は、特に、円筒形ノズルと、円筒形ノズルの周期的な加振手段とを有する。円筒形ノズルは、燃料を供給され、その先端に噴射孔が設けられている。円筒形ノズルの加振手段は、変換器の一種である圧電性セラミックスの層を有し、圧電性セラミックスの層の端子の電圧を変化させて、噴射器の開口と閉鎖に対応する２つの端末位置の間の圧電層の厚さを変化させる。噴射器の圧電性セラミックスは、１次のオーダで、充電電圧が１００ボルト以上に高められたキャパシタンスと等価である。この変換器は、電子制御装置によって振動の持続時間と強さを操作され、電子制御装置は、ノズルの先端を超音波振動数で振動させるようにエンジン制御用の電子装置によって操作される。

電子制御装置は、直流電源から、１００ボルト以上の高電圧、１０キロヘルツ以上の高周波の交流信号を発生させて、圧電セルを励振するためのものである。自動車においては、バッテリーは、１２または４２ボルトの供給電圧を供給する。このことは、供給されるバッテリーの低電圧をＤＣ−ＤＣ直流昇圧コンバータによって、昇圧することを意味する。

フランス国特許出願第０１１４０２３号

本発明の対象は、噴射器を選択するための開閉器とは別の、噴射器制御装置を制御する開閉器の電子操作にあり、変圧器と共振インダクタンスと噴射器とからなる負荷に関連するものである。

このため、本発明の目的は、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータと共振インダクタンスとから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成される、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、
−上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形の信号であり、
−上記負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、共振周波数ｆ_０の２倍が上記減結合周波数ｆ_ｒよりも大である、すなわちｆ_ｒ＜２ｆ_０のような共振周波数ｆ_０の周期的な信号であり、上記回路内を電流が流れることなく上記開閉器の閉操作をなし、この低不連続型の上記開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、上記アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる上記共振インダクタンスから得られる、ことを特徴とする少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法にある。

他の１つの特徴によれば、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータと共振インダクタンスとから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成された、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、
−上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形の信号であり、
−上記負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、上記電圧Ｖ_Ｃに対して進んだ位相の、上記減結合周波数ｆ_ｒが共振周波数ｆ_０の１／２と２倍との間に含まれた、すなわちｆ_０／２＜ｆ_ｒ＜２ｆ_０のような上記共振周波数ｆ_０の周期的な信号であり、制御する上記開閉器の中に電流が流れることなく上記開閉器の閉操作をなし、この低連続型の上記開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、上記アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる上記共振インダクタンスから得られる。

他の１つの特徴によれば、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータと共振インダクタンスとから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成された、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、
−上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形の信号であり、
上記負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、上記電圧Ｖ_Ｃに対して遅れた位相の、上記減結合周波数ｆ_ｒが共振周波数ｆ_０の１／２よりも高い、すなわちｆ_ｒ＞ｆ_０／２のような上記共振周波数ｆ_０の周期的な信号であり、制御する上記開閉器の端子における電圧がゼロであるときに上記開閉器の閉操作をなし、この超連続型の開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる共振インダクタンスとから得られる。

本発明のその他の特徴及び利点は、添付図面によって例示された、超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作の複数の形態の説明を読むことによって明らかとなるであろう。これらの図において：
図１は、４つの超音波圧電アクチュエータのグループの逐次制御装置の１実施の形態の電子回路図であり、
図２ａ、２ｂは、制御装置の出口の電圧と、圧電アクチュエータの端子における電圧の時間的変化を示すグラフであり、
図３は、圧電アクチュエータの、ブリッジからなる制御装置の１実施の形態の電子回路図であり、
図４ａは、本発明による、低不連続モードの、制御装置の操作によって生成される波形のグラフであり、
図４ｂ、４ｄは、低不連続モードの、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を示すグラフであり、
図４ｃ、４ｅは、低不連続モードの、ブリッジのダイオードの端子における電圧を示すグラフであり、
図５ａは、本発明による、低連続モードの、制御装置の操作によって生成される波形のグラフであり、
図５ｂ、５ｄは、低連続モードの、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を示すグラフであり、
図５ｃ、５ｅは、低連続モードの、ブリッジのダイオードの端子における電圧を示すグラフであり、
図６ａは、本発明による、超連続モードの、制御装置の操作によって生成される波形のグラフであり、
図６ｂ、６ｄは、超連続モードの、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を示すグラフであり、
図６ｃ、６ｅは、超不連続モードの、ブリッジのダイオードの端子における電圧を示すグラフである。

実施の形態の非限定的なこれらの例に関して、異なる図において同一の参照符号を有する部品は、同じ結果を得るための同じ機能を果たす。

バッテリーあるいはＤＣコンバータの出力である直流電圧源から、１００ボルト以上の高電圧と、１０キロヘルツ以上の高周波数の正弦信号を、車両の各燃料噴射器の圧電セルに発生させることからなる本発明は、共振回路を構成するためのインダクタンスを介して上記の圧電セルの励振を実現する、種々のトポロジーによって、制御装置の操作方法を提案する。これらのトポロジーは、先に引用した特許出願に記載されている。これらの構造は、Ｎを選択的に４、５、６、８、１０または１２に等しい整数として、１〜Ｎの噴射器に有効である。以下の説明においては、非限定的な例として、制御される噴射器の数は４とする。

記載される全てのトポロジーは、２次の単一の巻線と、１次の１または２の巻線を有する、少なくとも１つの変圧器を有する構造を表わす。

単一の変圧器を有する、非限定的な構造を表わす図１によれば、４個の超音波圧電アクチュエータの中の１つの超音波圧電アクチュエータＩ_ｉ（ｉは１〜４の整数）の制御装置は、直流電圧Ｅの電圧源Ｂ（例えば、バッテリーあるいはＤＣ−ＤＣコンバータの出力）を有する。電圧源Ｂの（−）端子は接地され、（＋）端子は、中央の負荷が変圧器の１次巻線であるブリッジ回路に接続されている。この変圧器は、図に星印が示されているような、同一の鉄心の回りに巻かれた、１次巻線Ｌ_１と２次巻線Ｌ_２との、２つの巻線を有する。変圧器の高圧出力の電圧Ｖ_Ｓは、圧電性セラミックスＩ_ｉと共振インダクタンスＬとから構成される振動回路に接続されている。この共振インダクタンスは、圧電噴射器の動作周波数の関数として定められる。共振インダクタンスは、変圧器の１次側に設けてもよいし、変圧器の漏洩インダクタンスで構成してもよい。

このブリッジ回路は、電圧源Ｂの端子に並列に設けられた、２つのアームから構成される。２つのアームのそれぞれは、それぞれ交互に制御可能な直列の２つの開閉器Ｐ_１、Ｐ_２と２つの開閉器Ｐ_３、Ｐ_４とからそれぞれ構成されている。２つアームのそれぞれの中央点は、１次巻線Ｌ_１の２つの端子Ｊ_１、Ｊ_２へそれぞれ接続されている。

４個の噴射器を必要とする自動車の熱エンジンの場合について、図１は、並列に設けられた４個の圧電性セラミックスＩ_１，…，Ｉ_ｉ，…，Ｉ_４を図示する。本発明の第１の実施の形態によれば、これらの圧電性セラミックスは、これらのものと直列に接続された制御可能な選択開閉器Ｋ_ｉによって順次選択される。４個の噴射器Ｉ_ｉは、一方では、各噴射器と順次に振動回路を構成するための共振インダクタンスＬに接続され、他方では、２個ずつ、それぞれリレーＲ_１とＲ_２を介して、選択開閉器Ｋ_１とＫ_２の一端子にそれぞれ接続されている。選択開閉器Ｋ_１とＫ_２の他端子は接地されている。噴射計算機は、まず第一にリレーを、次いで同時に選択開閉器とブリッジを操作して、制御する噴射器、すなわちエンジンの該当するシリンダの燃料供給を確保するために、活動期間中に開口するべき噴射器を選択する。

この制御回路の機能は、様々な開閉器の制御によって行われる、以下のようなものである。第１段階においては、噴射計算機から送出された制御信号は、一方では、選択された噴射器Ｉ_ｉに接続された選択開閉器Ｋ_ｉの閉操作を行い、他方では、１次巻線Ｌ_１の端子Ｊ_１をバッテリーＢの（＋）端子へ接続し、１次巻線Ｌ_１の端子Ｊ_２をバッテリーＢの（−）端子へ接続する、ブリッジ開閉器Ｐ_１とブリッジ開閉器Ｐ_４との閉操作を同時に行う。瞬時Ｔ_０とＴ_１との間のこの時間間隔の間、１次巻線の端子における電圧ｖ_１は＋Ｅに等しく、従って２次巻線Ｌ_２の端子における電圧Ｖ_Ｓは正で、変圧比の効果で＋ｍＥに等しく、計算機によって操作される選択開閉器Ｋ_ｉによって選択されたアクチュエータＩ_ｉから、電流が共振インダクタンスＬを通過することが可能になる。次に、瞬時Ｔ_１とＴ_２との間の次の時間間隔の間の第２段階においては、制御信号は、ブリッジ開閉器Ｐ_１とＰ_４の開操作を行い、同時にブリッジ開閉器Ｐ_２とＰ_３の閉操作を行う。このようにして、１次巻線Ｌ_１の端子Ｊ_１をバッテリーＢの（−）端子へ接続し、１次巻線Ｌ_１の端子Ｊ_２をバッテリーＢの（＋）端子へ接続する。１次巻線の両端子間の負の電圧ｖ_１は−Ｅに等しい。従って２次巻線Ｌ_２の端子における電圧Ｖ_Ｓは負になり、−ｍＥに等しい。これらの２つの段階は、１００μｓと８ｍｓの間の噴射持続時間の間に多数回繰り返される。２次巻線Ｌ_２の両端子間の時間の関数としての周期的な電圧Ｖ_Ｓは、図２ａにグラフで示されている。従って、噴射器Ｉ_ｉの端子における電圧Ｖ_ｃｉは、図２ｂに示されたような、最大値＋Ｖ_ｍと最小値−Ｖ_ｍとの間で振動する、周期が２次巻線Ｌ_２の端子における電圧Ｖ_Ｓの周期と同一の、正弦波となる。次いで、噴射計算機は、並列に設けられたその他の噴射器Ｉ_ｉを順次制御する。

瞬時ｔ_０とｔ_１との間の噴射器Ｉ_１の励振のために、アクチュエータＩ_１を共振インダクタンスＬへ接続する目的で、計算機は、リレーＲ_２が休止位置にある時に、リレーＲ_１を噴射器Ｉ_１へ向けて静止させ、選択開閉器Ｋ_１を閉じ、選択開閉器Ｋ_２を開く。このようにして、瞬時ｔ_０とｔ_１との間、２次巻線Ｌ_２の端子における電圧Ｖ_Ｓは、両極値＋ｍＥと−ｍＥとの間で振動する方形の周期信号であり、アクチュエータＩ_１の端子における電圧Ｖ_ｃ１は、Ｇを共振インダクタンスＬと噴射器モデルとの間の共振利得として、両極値＋ｍＧＥと−ｍＧＥとの間で振動する正弦波である。この時、他の３つ噴射器は電圧を受けない。各選択開閉器の閉鎖持続時間Ｔ_Ｋｉは、噴射器が４個のエンジンについて、１００μと５ｍｓの間で変化可能な噴射時間に該当する。各変圧器の２次巻線の端子における電圧Ｖ_Ｓの方形の周期信号の周期Ｔ_Ｐｉは、噴射器の構造に専ら依存し、共振振動数Ｆ_Ｐｉは、１００ｋＨｚと１ＭＨｚの間で変化する。

リレーの休止位置から作動位置への移行時間は、開閉器の開閉時間に比して長いので、計算機は、次の瞬時ｔ_３に、噴射器Ｉ_３を励振することを可能にするために、瞬時ｔ_２に、第２のリレーＲ_２の作動位置への移行を操作する。

瞬時ｔ_３において、リレーＲ_２は噴射器Ｉ_３への作動位置へ移行され、同時に、選択開閉器Ｋ_１は瞬時ｔ_１から開かれているが、選択開閉器Ｋ_２は瞬時ｔ_４まで閉じられる。従って、２次巻線Ｌ_２の端子における電圧Ｖ_Ｓは、共振インダクタンスＬと、その時に接続されている噴射器Ｉ_３とによって構成される振動回路の共振を引き起こす。噴射器Ｉ_３の端子における電圧Ｖ_ｃ３の信号は、次の瞬時ｔ_３とｔ_４との間の、最大振幅がｍＧＥの正弦波である。

次の瞬時ｔ_５とｔ_６との間、選択開閉器Ｋ_１は新たに閉じられ、選択開閉器Ｋ_２は開かれる。しかし、リレーＲ_１は噴射器Ｉ_２へ向けて移行され、従って、その制御は瞬時ｔ_０とｔ_１との間に存在したものと逆になる。従って、噴射器Ｉ_２の端子における電圧Ｖ_ｃ２の信号は、次の瞬時ｔ_５とｔ_６との間、最大振幅がｍＧＥの正弦波となる。

次の瞬時ｔ_７とｔ_８との間、選択開閉器Ｋ_２は新たに閉じられ、選択開閉器Ｋ_１は開かれ、休止位置にあった２つのリレーＲ_１とＲ_２のうちのリレーＲ_２は噴射器の圧電アクチュエータＩ_４への作動位置へ移行され、制御は瞬時ｔ_３とｔ_４との間に存在したものと逆になる。従って、噴射器Ｉ_４の端子における電圧Ｖ_ｃ４の信号は、次の瞬時ｔ_７とｔ_８との間、最大振幅がｍＧＥの正弦波となる。

本発明は、正確にいえば、ブリッジの２つのアームの中央点を結ぶ、変圧器と共振インダクタンスとアクチュエータとから構成される負荷Ｃ_ｈに対向するブリッジを、この負荷の中を循環する電流Ｉ_ｃと、この負荷の端子における電圧Ｖ_ｃに応じて制御する、ブリッジ開閉器の操作に関する。図３の実施例においては、ブリッジ開閉器Ｐ_ｉは、それぞれ逆並列に接続されたトランジスタＴ_ｉとダイオードＤ_ｉから製作される。変圧器の２次巻線の端子における電圧Ｖ_Ｓが圧電アクチュエータＩ_ｉの励振を可能にするために、負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形のものでなければならない。

本発明の第１の特徴によれば、変圧器と、共振インダクタンスと、アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形のものであり、負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、減結合周波数ｆ_ｒが共振周波数ｆ_０の２倍よりよりも小さい、すなわちｆ_ｒ＜２ｆ_０であるような周期的な信号である。従って、ブリッジ開閉器の閉時に、この回路の中で電流は流れない。この低不連続（hypo-discontinu）型の制御開閉器の操作モードは、変圧器の変圧比と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの値の関数として定められる共振インダクタンスの値から得られる。これは、開閉器の閉時における開閉器のスイッチングによる損失を制限し、電流の切断による電磁両立性の影響を制限することを可能にする。

直流／交流昇圧コンバータは、圧電噴射器を操作するために望ましい減結合周波数ｆ_ｒが、負荷の共振周波数ｆ_０の２倍よりよりも小さくなるように寸法決めされる。

図４ａは、本発明による、低不連続モードの、制御装置の操作によって生成される波形を表わす。

与えられたアクチュエータＩの制御のために、制御計算機は、一方ではそのアクチュエータに接続された選択手段の閉操作と、他方では、同時に、第１段階においては、第１のアームの第１のブリッジ開閉器の第１のトランジスタＴ_１と第２のアームの第２の開閉器の第２のトランジスタＴ_４とからなる第１の対の閉操作と、上記のアームのその他の開閉器のトランジスタＴ_２及びＴ_４からなる第２の対の開操作を行い、第２段階においては、変圧器の２次巻線の両端子間に周期的な電圧を得るように、上記の４つのブリッジ開閉器のトランジスタの逆の位置への置き換え操作を行う。これらの２つの段階は、直流電圧源から、圧電アクチュエータへ向けて、高電圧、高周波数の信号を発生させるために、アクチュエータの作動持続時間中、所定の回数繰り返される。

このように、第１段階が瞬時ｔ_０とｔ_３の間に行われ、第２段階が瞬時ｔ_３とｔ_６の間に行われる、相次ぐ２つの段階における、制御装置による４つの開閉器の操作の順序は以下の通りである。

第１段階開始の瞬時ｔ_０において、ダイオードＤ_１とＤ_４における電流Ｉ_ｃがゼロである時に、トランジスタＴ_１とＴ_４は閉に制御される。

瞬時ｔ_０とｔ_１の間、これらのトランジスタＴ_１とＴ_４は閉じられ、電流Ｉ_ｃが流れるようにし、その間にダイオードＤ_１とＤ_４は電流が通過せず、ダイオードＤ_１とＤ_４の端子における電圧は＋Ｅに等しい。

瞬時ｔ_１において、電流Ｉ_ｃは反転し、２つのダイオードＤ_１とＤ_４を電流が通過するようになり、ダイオードＤ_１とＤ_４の端子における電圧はゼロであり、２つのトランジスタＴ_１とＴ_４は、これらのダイオードが導通しない瞬時ｔ_１と瞬時ｔ_２の間に、開に制御され、電流は消滅する。

第２段階開始の瞬時ｔ_３において、ダイオードＤ_２とＤ_３における電流Ｉ_ｃがゼロである時に、トランジスタＴ_２とＴ_３は閉じるように制御される。

瞬時ｔ_３とｔ_４の間、これらのトランジスタＴ_２とＴ_３は閉じられ、電流Ｉ_ｃが流れるようにし、その間にダイオードＤ_２とＤ_３は導通しない。

瞬時ｔ_４において、電流Ｉ_ｃは反転し、２つのダイオードＤ_２とＤ_３を電流が通過するようになり、２つのトランジスタＴ_２とＴ_３は、これらのダイオードが導通しない瞬時ｔ_４と瞬時ｔ_５の間に、開に制御され、電流は新たに消滅する。

図４ｂ、４ｄは、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を表わし、図４ｃ、４ｅは、導通状態であれ非導通状態であれ、ブリッジのこれらのトランジスタに並列に設けられたダイオードの端子における電圧を表わす。

本発明の第２の特徴によれば、変圧器と、共振インダクタンスと、アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形の信号であり、負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、電圧Ｖ_Ｃに対して進んだ位相の、減結合周波数ｆ_ｒが共振周波数ｆ_０の１／２と２倍との間に含まれる、すなわちｆ_０／２＜ｆ_ｒ＜２ｆ_０であるような、共振周波数ｆ_０の周期的な信号である。従って、制御開閉器における電流がゼロであるときに開閉器の開を操作する（「電流ゼロスイッチング」、ＺＣＳ）。この低連続（hypo-continu）型の制御開閉器の操作モードは、変圧器の変圧比の値と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの値の関数として定められる共振インダクタンスの値とから得られる。この制御開閉器の操作モードは低連続型であるので、開時における開閉器のスイッチングによる損失を制限し、電流の切断による電磁両立性の影響を制限することを可能にする。

直流／交流昇圧コンバータは、圧電噴射器を操作するために望ましい減結合周波数ｆ_ｒの共振周波数ｆ_０に対する前述の条件を尊重して寸法決めされる。

図５ａは、本発明による、低連続モードの、制御装置のブリッジによって生成される波形を表わす。

第１段階が瞬時ｔ_０とｔ_２の間に行われ、第２段階が瞬時ｔ_２とｔ_４の間に行われる、相次ぐ２つの段階における、制御装置の４つの開閉器のトランジスタＴ_１〜Ｔ_４の操作の順序は以下の通りである。

瞬時ｔ_０において、ダイオードＤ_１とＤ_４における電流Ｉ_ｃがゼロで、他のダイオードＤ_２とＤ_３は導通状態の時に、トランジスタＴ_１とＴ_４は閉に制御される。

瞬時ｔ_０とｔ_１の間、これらのトランジスタＴ_１とＴ_４は閉じられ、電流Ｉ_ｃが流れるようにし、その間に４つのダイオードＤ_１〜Ｄ_４には電流が通過しない。

瞬時ｔ_１において、電流Ｉ_ｃは反転し、２つのダイオードＤ_１とＤ_４を電流が通過するようになり、２つのトランジスタＴ_１とＴ_４は、これらのトランジスタを電流が流れない瞬時ｔ_１と瞬時ｔ_２の間に、開に制御される。

同じ瞬時ｔ_２に、ダイオードＤ_１とＤ_４は依然導通状態にあるのに、トランジスタＴ_２とＴ_３は閉に制御される。この閉の瞬時に、ダイオードＤ_１とＤ_４は、自然に停止し、電流Ｉ_ｃは同じ向きに流れる。

瞬時ｔ_３とｔ_４の間に電流Ｉ_ｃは反転し、ダイオードＤ_２とＤ_３は導通状態になり、トランジスタＴ_２とＴ_３は開に制御され、これらのトランジスタにもはや電流Ｉ_ｃはない。

瞬時ｔ_４において、２つのトランジスタＴ_１とＴ_４は閉に制御され、ダイオードＤ_２とＤ_３は非導通状態になり、操作は瞬時ｔ_０と瞬時ｔ_４の間における順序と同じ順序で再開する。

図５ｂ、５ｄは、低連続モードの、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を表わし、図５ｃ、５ｅは、ブリッジのこれらのトランジスタと並列に設けられた、導通状態または非導通状態のダイオードの端子における電圧を表わす。

本発明の第３の特徴によれば、変圧器と、共振インダクタンスと、アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧Ｖ_ｃは、所定の減結合周波数ｆ_ｒの方形の信号であり、負荷の中を流れる電流Ｉ_ｃは、電圧Ｖ_Ｃに対して遅れた位相の、減結合周波数ｆ_ｒが共振周波数ｆ_０の１／２よりも高い、すなわちｆ_ｒ＞ｆ_０／２であるような共振周波数ｆ_０の周期的な信号である。従って、制御開閉器の端子における電圧がゼロであるときに開閉器を閉に操作する。この超連続（hyper-continu）型の制御開閉器の操作モードは、変圧器の変圧比の値と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの値の関数として定められる共振インダクタンスの値とから得られる。超連続型の制御開閉器のこの操作モードは、開時における開閉器のスイッチングによる損失を制限し、電圧のスイッチングによる電磁両立性の影響を制限することを可能にする。この操作モードは、開閉器の端子における電圧がゼロである時に開閉器を閉にする制御のタイプ、すなわち「電圧ゼロスイッチング」、ＺＶＣである。

図６ａは、本発明による、超連続モードの、制御装置のブリッジによって生成される波形を表わす。

瞬時ｔ_０とｔ_２の間において、トランジスタＴ_１とＴ_４は閉に制御されるが、２つのダイオードＤ_１とＤ_４は導通状態にあり、従ってこれらのトランジスタの端子における電圧はない。他のダイオードＤ_２とＤ_３は非導通状態にあり、２つのトランジスタＴ_２とＴ_３は開にされる。

瞬時ｔ_１において、ダイオードＤ_１とＤ_４は停止される。

瞬時ｔ_１とｔ_２の間、トランジスタＴ_１とＴ_４は閉のままであり、電流Ｉ_ｃが流される。

瞬時ｔ_２において、トランジスタＴ_１とＴ_４は開に制御され、ダイオードとＤ_２とＤ_３は導通状態になり、トランジスタＴ_２とＴ_３の端子の電圧はなくなる。ダイオードＤ_１とＤ_４には電流は流れない。

瞬時ｔ_２とｔ_３の間に、トランジスタＴ_２とＴ_３は閉に制御され、引き続いて瞬時ｔ_４に開に制御される。

図６ｂ、６ｄは、超連続モードの、ブリッジのトランジスタの端子における制御電圧の時間的変化を表わし、図６ｃ、６ｅは、ブリッジのこれらのトランジスタに並列の設けられた、導通状態または非導通状態の、ダイオードの端子における電圧を表わす。

本発明の他の一つの特徴によれば、操作方法は、変化する可能性のある直流電圧源のバッテリーの電圧Ｅと、圧電アクチュエータの操作信号の指令電圧の振幅とに応じて、低不連続型と低連続型と超連続型の開閉器操作の３モードを時系列的に組み合わせる。

アクチュエータの選択開閉器と変圧器の１次巻線のブリッジ開閉器は、電流に関して双方向に制御可能であり、そのため、直列または並列に設けられた２つの半導体から作ることができる。これは、例えば直列に設けられたＭＯＳＦＥＴまたは逆並列のダイオードを有するＩＧＢＴ型の２つのトランジスタでもよい。

アクチュエータを選択するリレーＲは、単安定で、休止接点と作動接点とを有する電気機械型のものである。

ブリッジ開閉器に関しては、バッテリーの直後に設けられるなら、電圧低下が小さいので、望ましくはＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ型のものである。ＤＣ−ＤＣコンバータの後に設けられる場合には、これらの開閉器はＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ型のものでもよい。

変圧器の選択開閉器に関しては、電圧低下が小さいので、望ましくはＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ型のものである。

Claims

少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源（Ｂ）から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータ（Ｉ_ｉ）と共振インダクタンス（Ｌ）とから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成され、上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧（Ｖ_ｃ）は、所定の減結合周波数（ｆ_ｒ）の方形の信号である、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、上記負荷の中を流れる電流（Ｉ_ｃ）は、上記減結合周波数（ｆ_ｒ）が共振周波数（ｆ_０）の２倍よりも小さいような共振周波数（ｆ_０）の周期的な信号であり、上記回路内を電流が流れることなく上記開閉器の閉操作をなし、この低不連続型の上記開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、上記アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる上記共振インダクタンスから得られることを特徴とする少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータと共振インダクタンスとから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成された、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、
上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧（Ｖ_ｃ）は、所定の減結合周波数（ｆ_ｒ）の方形の信号であり、
上記負荷の中を流れる電流（Ｉ_ｃ）は、上記電圧（Ｖ_Ｃ）に対して進んだ位相の、上記減結合周波数（ｆ_ｒ）が共振周波数ｆ_０の１／２と２倍との間に含まれる（ｆ_０／２＜ｆ_ｒ＜２ｆ_０）ような上記共振周波数（ｆ_０）の周期的な信号であり、制御する上記開閉器の中に電流が流れることなく上記開閉器の閉操作をなし、この低連続型の上記開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、上記アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる上記共振インダクタンスから得られることを特徴とする少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置を制御計算機から電子的に操作する方法であって、上記制御装置は直流の電圧源から給電される直流／交流昇圧コンバータを含んでなり、上記直流／交流昇圧コンバータの高圧出力は、アクチュエータと共振インダクタンスとから構成される振動回路に接続され、上記直流／交流昇圧コンバータは、制御可能な少なくとも１つの開閉器を介して上記電圧源に接続された少なくとも１つの１次巻線と、上記圧電アクチュエータを励振するための交流信号を発生する単一の２次巻線とを有する少なくとも１つの変圧器を有する回路から構成された、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、
上記変圧器と上記共振インダクタンスと上記アクチュエータとから構成される負荷の端子における電圧（Ｖ_ｃ）は、所定の減結合周波数（ｆ_ｒ）の方形の信号であり、
上記負荷の中を流れる電流（Ｉ_ｃ）は、上記電圧（Ｖ_Ｃ）に対して遅れた位相の、上記減結合周波数（ｆ_ｒ）が共振周波数ｆ_０の１／２よりも高い（ｆ_ｒ＞ｆ_０／２）ような上記共振周波数（ｆ_０）の周期的な信号であり、制御する上記開閉器の端子における電圧がゼロであるときに上記開閉器の閉操作をなし、この超連続型の開閉器の操作モードは、上記変圧器の変圧比と、アクチュエータに等価なキャパシタンスの関数として定められる共振インダクタンスとから得られることを特徴とする少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
上記制御装置は、少なくとも１つの上記変圧器を有するブリッジの回路から構成された上記コンバータを含んでなり、上記変圧器は、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_１、Ｔ_２）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から作られた少なくとも１つの第１のアームと、上記第１のアームと並列で、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_３、Ｔ_４）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から同じく作られた少なくとも１つの第２のアームとを有し、上記第２のアームの中央点は、上記変圧器と上記共振インダクタンス（Ｌ）と上記圧電アクチュエータとから構成される上記負荷を介して、上記第１のアームの中央点と連結される、請求項１に記載の少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、上記コンバータの４つの上記開閉器の操作の順序は、以下の通り：
第１段階中に：
−瞬時（ｔ_０）において、第１の対を構成する上記第１のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_１）と上記第２のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_４）は、逆並列に設けられたダイオード（Ｄ_１とＤ_４）における上記電流（Ｉ_ｃ）がゼロである時に、閉に制御され；
−２つの瞬時（ｔ_０とｔ_１）の間、上記第１の対の上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は閉じられて、電流（Ｉ_ｃ）が流れるようにし、その間に上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）は電流が通過せず、第２の対を構成する上記第１のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_２）と上記第２のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_３）は開にされ；
−瞬時（ｔ_１）において、上記電流（Ｉ_ｃ）は反転し、２つの上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）を電流が通過するようになり、上記第１の対の２つの上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は、上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）が導通しない瞬時（ｔ_１）と瞬時（ｔ_２）の間に、開に制御され、電流は消滅し；
第２段階中に：
−瞬時（ｔ_３）において、逆並列の設けられたダイオード（Ｄ_２とＤ_３）における上記電流（Ｉ_ｃ）がゼロである時に、上記第２の対の上記トランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は閉に制御され；
−２つの瞬時（ｔ_３とｔ_４）の間、上記トランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は閉じられて、上記電流（Ｉ_ｃ）が流れるようにし、その間に上記ダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は導通せず、上記第１の対の上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は開かれ；
−瞬時（ｔ_４）において、上記電流（Ｉ_ｃ）は反転し、上記２つのダイオード（Ｄ_２とＤ_３）を電流が通過するようになり、上記２つのトランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は、上記ダイオードが導通しない瞬時（ｔ_４）と瞬時（ｔ_５）の間に、開に制御され、電流は新たに消滅する；
であり、これらの２つの段階は、上記直流の電圧源から、上記圧電アクチュエータへ向けて、高電圧、高周波数の信号を発生させるために、上記アクチュエータの作動持続時間中、所定の回数繰り返されることを特徴とする、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
上記制御装置は、少なくとも１つの上記変圧器を有するブリッジ回路から構成された上記コンバータを含んでなり、上記変圧器は、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_１、Ｔ_２）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から作られた少なくとも１つの第１のアームと、上記第１のアームと並列で、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_３、Ｔ_４）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から同じく作られた少なくとも１つの第２のアームとを有し、上記第２のアームの中央点は、上記変圧器と上記共振インダクタンス（Ｌ）と上記圧電アクチュエータとから構成される上記負荷を介して、上記第１のアームの中央点と連結される、請求項２に記載の少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、上記コンバータの４つの上記開閉器の操作の順序は、以下の通り：
第１段階中に：
−瞬時（ｔ_０）において、第１の対を構成する上記第１のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_１）と上記第２のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_４）に逆並列に設けられたダイオード（Ｄ_１とＤ_４）における上記電流（Ｉ_ｃ）がゼロで、上記第１のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_２）と上記第２のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_３）に逆並列に設けられた他のダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は導通状態の時に、上記第１のアームの上記第１のトランジスタ（Ｔ_１）と上記第２のアームの上記第２のトランジスタ（Ｔ_４）は閉に制御され；
−２つの瞬時（ｔ_０とｔ_１）の間、上記第１の対の上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は閉じられて、上記電流（Ｉ_ｃ）が流れるようにし、その間に上記４つのダイオード（Ｄ_１〜Ｄ_４）には電流が通過せず；
−瞬時（ｔ_１）において、上記電流（Ｉ_ｃ）は反転し、２つの上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）を電流が通過するようになり、２つの上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は、これらの２つのトランジスタを電流が流れない瞬時（ｔ_１）と瞬時（ｔ_２）の間に、開に制御され；
第２段階中に：
−同じ瞬時（ｔ_２）に、上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）は依然導通状態にあるのに、上記第２の対の上記トランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は閉に制御され、この閉の瞬間に、上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）は自然に停止し、上記電流（Ｉ_ｃ）は同じ向きに流れ；
−２つの瞬時（ｔ_３とｔ_４）の間に上記電流（Ｉ_ｃ）は反転し、上記ダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は導通状態になり、上記トランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は開に制御され、これらのトランジスタにもはや電流（Ｉ_ｃ）は流れず；
−瞬時（ｔ_４）において、上記２つのトランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は閉に制御され、上記ダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は非導通状態になり、操作は瞬時（ｔ_０）と瞬時（ｔ_４）との間における順序と同じ順序で再開する；
であることを特徴とする、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
上記制御装置は、少なくとも１つの上記変圧器を有するブリッジの回路から構成された上記コンバータを含んでなり、上記変圧器は、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_１、Ｔ_２）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から作られた少なくとも１つの第１のアームと、上記第１のアームと並列で、交互に制御可能なトランジスタ（Ｔ_３、Ｔ_４）からなる直列の２つのブリッジ開閉器から同じく作られた少なくとも１つの第２のアームとを有し、上記第２のアームの中央点は、上記変圧器と上記共振インダクタンス（Ｌ）と上記圧電アクチュエータとから構成される上記負荷を介して、上記第１のアームの中央点と連結される、請求項３に記載の少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、上記コンバータの４つの上記開閉器の操作の順序は、以下の通り：
第１段階中に：
−２つの瞬時（ｔ_０とｔ_１）の間において、第１の対を構成する上記第１のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_１）と上記第２のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_４）は閉に制御され、その時これらのトランジスタに逆並列に設けられた２つのダイオード（Ｄ_１とＤ_４）は導通状態にあり、上記第１のアームの第２のトランジスタ（Ｔ_２）と上記第２のアームの第１のトランジスタ（Ｔ_３）に逆並列に設けられた他の２つのダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は非導通状態にあり、上記２つのトランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は開かれ；
−瞬時（ｔ_１）において、上記トランジスタの上記第１の対の上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）は停止され；
−２つの瞬時（ｔ_１とｔ_２）の間、上記第１の対の上記２つのトランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は閉のままであり、上記電流（Ｉ_ｃ）が流され；
第２段階中に：
−瞬時（ｔ_２）において、上記第１の対の上記トランジスタ（Ｔ_１とＴ_４）は開に制御され、第２の対を構成する上記第１のアームの上記第２のトランジスタ（Ｔ_２）と上記第２のアームの上記第１のトランジスタ（Ｔ_３）に逆並列に設けられた上記ダイオード（Ｄ_２とＤ_３）は導通状態になり、上記トランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）の端子におけるの電圧はなくなり、上記ダイオード（Ｄ_１とＤ_４）には電流は流れず、
−２つの瞬時（ｔ_２とｔ_３）の間に、上記第２の対のトランジスタ（Ｔ_２とＴ_３）は閉に制御され、引き続いて瞬時（ｔ_４）に開に制御される；
であることを特徴とする少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。
少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法において、変化する可能性のある上記直流電圧源のバッテリーの電圧Ｅと、上記圧電アクチュエータの操作信号の指令電圧の振幅とに応じて、請求項１または４に記載の上記低不連続型と、請求項２または５に記載の上記低連続型と、請求項３または６に記載の上記超連続型の開閉器操作の３モードを時系列的に組み合わせることを特徴とする、少なくとも１つの超音波圧電アクチュエータの制御装置の電子操作方法。