JP2005521343A - 多チャネル信号受信器 - Google Patents

Abstract

多チャネル信号受信器は、周波数チャネル内に含まれる放送チャネル番組が同時にアクセスされうるよう、特に、複数の周波数チャネルが同時に同調されることを可能とする。典型的な実施例によれば、多チャネル信号受信器は、複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生するよう動作可能な信号源を含む。フィルタバンクを含む信号処理回路は、信号源に結合され、複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に提供するよう動作可能である。

Description

本発明は、概して信号受信装置に係り、特に、周波数チャネル内に含まれる放送チャネル番組が同時アクセスされうるよう複数の周波数チャネルが同時に同調されることを可能とする多チャネル信号受信器に関連する。

直接衛星放送（ＤＢＳ）受信器等の従来の装置は、トランスポンダの集合のうちの単一の衛星トランスポンダに対応する単一の物理周波数チャネルに同調しうる。この物理周波数チャネルは、多数の仮想チャネルのオーディオ及び／又はビデオデータ等のデータに対応するディジタルパケットを含む単一ビットストリームを搬送する。同じトランスポンダからのかかる仮想チャネルは、例えば、受信器においてビットストリームから時分割多重化され、ピクチャ・イン・ピクチャ（ＰＩＰ）等の特徴のために同時にディジタルに処理されえ、一つの仮想チャネルが見られている間に他の仮想チャネルを記録しうる。

このような従来の受信装置では、複数の周波数チャネルのうちの一つの物理チャネルを同調する処理は、例えば、多周波数チャネルを含む無線周波数（ＲＦ）信号を関心となる周波数チャネルの中心周波数とミキシングし、関心となる周波数チャネルを通過させ全ての他の周波数チャネルを除去するためにフィルタリング処理を用いる。従って、この従来の同調処理では、一回に単一の物理周波数チャネルのみが同調されえ、同時に１つ以上の周波数チャネルが同調されるべきであるときは、多数の受信装置が必要とされうる。

多数の受信装置の要件は、例えば異なるテレビジョン番組が異なる周波数チャネルに含まれている場合に異なるテレビジョン番組を（異なるテレビジョンで）同時に見ようとする多くの家庭にとって過度に高価且つ不便なものでありうる。このような場合、家庭は、同時に同調しようとする周波数チャネルの数に等しい追加的な受信装置に対して費用を投じねばならない。例えば、ある家庭が一度に最大で４つの異なる周波数チャネルに同調しようとするとき（例えば４人の異なるユーザが４つの異なる周波数チャネルに含まれる４つの異なるテレビジョン番組を個々に見うるように）、４つの別々の受信装置が必要である。

従って、上述の問題を回避し、同時に所与のネットワーク上の全ての利用可能な周波数チャネルに同時に同調しうる信号受信装置が必要とされる。このようにして、多数のユーザが、多数の周波数チャネルに含まれる放送チャネル番組に同時にアクセスしうる。本発明は、上述の及び他の課題を解決することを目的とする。

本発明の１つの面によれば、多チャネル信号受信器が開示される。典型的な実施例によれば、多チャネル信号受信器は、複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生する信号源を有する。フィルタバンクを含む信号処理手段は、複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に与える信号源に動作上結合されている。

本発明の他の面によれば、多チャネル信号受信器を制御する方法が開示される。典型的な実施例によれば、方法は、複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生する段階と、複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に発生する段階とを含む。

本発明の上述の及び他の特徴及び利点、並びに、それらを得る方法は、添付の図面を参照して記載される本発明の実施例の以下の説明を参照してより明らかとなり、よりよく理解されよう。

ここに示す例示は、本発明の望ましい実施例を示し、かかる例示はいかなる方法でも本発明の範囲を制限するものと理解されるべきではない。

ここで図面を参照するに、また、特に図１を参照するに、本発明による多チャネル信号受信器１００の図が示される。本願に示すように、多チャネル信号受信器１００は、周波数チャネル内に含まれる放送チャネル番組が同時にアクセスされうるよう複数の周波数チャネルが同時に同調されることを可能とする。

図１に示すように、受信器１００は、フィルタブロック１０と、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０と、任意のサンプルレート変換器（ＳＲＣ）３０と、デマルチプレクサ４０とを含む信号源を有する。受信器１００は更に、信号打ち消しチューナとして機能しフィルタバンク５０及び信号処理チャネル６０乃至９０を有する信号処理手段を有する。信号処理チャネル６０乃至９０は、乗算ブロック６２乃至９２、加算ブロック６４乃至９４、並びに、チャネル除去（ＣＲ）ブロック６６乃至９６を夫々含む。図１の上述の要素は、１つ又はそれ以上の集積回路（ＩＣ）上に具現化されうる。

典型的な動作モードによれば、受信器１００への入力信号は、夫々の中心周波数が｛Ｆ₁．．Ｆ_N｝でありチャネル間隔がＦ_S＝（Ｆ_l−Ｆ_l-1）であるＮ本の隣接するチャネル｛ｃｈ１乃至ｃｈＮ｝を搬送する無線周波数（ＲＦ）又は中間周波数（ＩＦ）アナログ信号である。入力信号は、例えば、衛星網、ケーブル網、地上波網又は他のネットワーク（例えば放送及び／又は商用ネットワーク）を含むがこれらに限られない任意の有線又は無線ネットワークを介して受信器１００へ与えられうる。各チャネルは、帯域幅Ｆ_bwの搬送波（中心周波数）に対し、過剰帯域幅ｘ％、保護帯域Ｆ_gb＝（Ｆ_s−Ｆ_bw＊（１００＋ｘ）／１００）での変調がなされる。典型的な実施例によれば、入力信号はまた特別な性質を有しうる。例えば、チャネル間隔の周波数変動は略ゼロであることがあり、及び／又は、シンボルのタイミング及び搬送波ずれはチャネル毎に共通であることがある。本発明は、これらの特別な性質を必要としないが、これらはその枠組みのなかで有利に利用されうる。

フィルタブロック１０は、ＲＦ／ＩＦ入力信号を受信し、それに対してフィルタリング操作を行う。本発明の原理によれば、このフィルタリング操作には少なくとも４つの異なる実施例がある。１つの実施例によれば、フィルタブロック１０は、最も低い周波数のチャネル（例えばチャネル１）の搬送波Ｆ₁＝Ｆ₂／２であるようＮ本のチャネルの帯域を分光的に動かし、最小のナイキストサンプリングレートを用いることを可能とするよう、Ｎ本のチャネルの帯域のアンチエイリアス・フィルタリングが行われる。従って、この実施例では、Ａ／Ｄ変換器２０は、最小のナイキストサンプリングレートＦ_Samp＝２＊Ｎ＊Ｆ_S｛Ｔ＝１／（２＊Ｎ＊Ｆ_S）｝でクロックされうる。

他の実施例によれば、フィルタブロック１０は、許容可能な阻止域減衰に達するようＮチャネル帯域の上下の幅Ｐ＊Ｆ_Sの広遷移帯域（但し、Ｐは整数）の緩和された仕様までフィルタリング操作を行う。更に、最も低い周波数チャネルは、その搬送波がＦ₁＝Ｆ₂／２＋Ｐ＊Ｆ_Sであるよう分光的に動かされる。この実施例では、Ａ／Ｄ変換器２０はサンプリングレートＦ_Samp＝２＊（Ｎ＋２＊Ｐ）＊Ｆ_Sでクロックされ、信号打ち消し同調に用いられる並列路の数は、Ｎ＋２＊Ｐである。フィルタリングによって除去されなかったＮチャネル帯域のすぐ外側のエネルギーは、競合するチャネルのエネルギーを打ち消すのと同じ処理を用いた打ち消しにより除去される。この実施例は、フィルタブロック１０が、物理的により大きく損失の大きいＳＡＷフィルタではなく、より小さくより低い性能のフィルタを用いることを可能としうる。

他の実施例によれば、フィルタブロック１０は、この段落に以下示すＣａｓｅ１又はＣａｓｅ２の場合のように、Ｎ本のチャネルの帯域をフィルタリングし、最高チャネルの一番上の周波数の周波数は、サブナイキストサンプリングレートＦ_Fの偶数倍の周波数になるようにされる。この技術は、Ｎ本のチャネルの帯域を、｛Ｆ_F＝２＊（Ｆ_N＋Ｆ_S／２）／ｋ＝２＊Ｎ＊Ｆ_S｛Ｃａｓｅ１｝｝又は｛Ｆ_F＝（Ｆ_N＋（Ｐ＋．５）＊Ｆ_S）／ｋ＝２＊（Ｎ＋２＊Ｐ）＊Ｆ_S｛Ｃａｓｅ２｝｝を満たす有効なＦ_Nに対する位置へ折り畳むのに用いられる。

更なる他の実施例によれば、フィルタブロック１０は、この段落に以下示すＣａｓｅ３又はＣａｓｅ４の場合のように、Ｎ本のチャネルの帯域をフィルタリングし、最低チャネルの最低周波数の周波数はサブナイキストサンプリングレートＦ_Fの偶数倍の周波数になるようにされる。この技術は、Ｎ本のチャネルの帯域（分光的な反転を伴う）を、｛Ｆ_F＝２＊（Ｆ₁−Ｆ_S／２）／ｋ＝２＊Ｎ＊Ｆ_S｛Ｃａｓｅ３｝｝又は｛Ｆ_F＝（Ｆ₁−（Ｐ＋．５）＊Ｆ_S）／ｋ＝２＊（Ｎ＋２＊Ｐ）＊Ｆ_S｛Ｃａｓｅ４｝｝を満たす有効なＦ₁に対する位置へ折り畳むのに用いられる。

フィルタブロック１０のフィルタリング操作の後、結果としてのＲＦ／ＩＦ信号は、ｎでインデキシングされたサンプルの離散時間シーケンスによって表わされるようＡ／Ｄ変換器２０によってディジタルに変換される｛ｎ＊Ｔ＝ＲＦ／ＩＦ信号の振幅が測定された時間｝。典型的な実施例によれば、サンプリング時間間隔Ｔは、１／（２＊Ｍ＊Ｆ_S）の約数として選ばれる（但しＭ≧Ｎ）。サンプルシーケンスはＡ／Ｄ変換器２０の直接出力でありうること、又は任意のＳＲＣ３０の出力が所望のサンプル間隔Ｔに従わない何らかのサンプリング（均一又は不均一）から導出される計算されたシーケンスを表わすことに注意することが重要である。上述のフィルタフィルタ１０の動作が本発明による信号打ち消し同調の直接的な適用についての条件となるとき、Ａ／Ｄ変換器２０のクロックレートに対するフィルタブロック１０の動作の制約条件は、任意のＳＲＣ３０を含めることによっていくらか緩和されえ、その場合、かかる制約条件はＳＲＣ３０に適用される。

デマルチプレクサ４０は、Ａ／Ｄ変換器２０（又は任意のＳＲＣ３０）から出力される結果として得られるサンプルストリームを、全ての周波数チャネルの画像で強くエイリアシングされているサンプルデータ信号を夫々が搬送する複数の間引きされたサンプルストリームへデマルチプレックスするよう動作可能であり、ディジタル信号処理に都合のよいレートである。フィルタバンク５０は、デマルチプレクサ４０からの出力サンプルストリームを受信し、それに対してフィルタリング操作を行うよう動作可能である。典型的な実施例によれば、フィルタバンク５０は、デマルチプレクサ４０から与えられるサンプルストリームに対して差分遅延を印加する複数の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含み、各フィルタの出力は対応するフィルタ入力における異なるずれのサンプリンググリッドからの同じ時間サンプルを推定するようにされる。例えば、フィルタバンク５０の第１のフィルタ（例えばＦＩＲ１）の周波数依存の遅延は、その受信されたサンプルストリームに対するゼロ差分遅延として基準とされてもよく、一方、第２のフィルタ（即ちＦＩＲ２）は受信されたサンプルストリームにこの基準遅延に対する遅延Ｔを印加し、第３のフィルタ（即ちＦＩＲ３）は、受信されたサンプルストリームに差分遅延２Ｔを印加し、第Ｎ番目のフィルタ（即ちＦＩＲ Ｎ）は、受信されたサンプルストリームに（Ｎ−１）Ｔ差分遅延を印加する。このように、フィルタバンク５０から出力されるサンプルストリームは、夫々がエイリアシングされたチャネルの異なる位相での和（phased sum）を示す、複数の同じ時間サンプルを推定する。

信号処理チャネル６０乃至９０は、周波数チャネルに含まれる放送チャネル番組が同時にアクセスされうるよう、複数の周波数チャネルが同時に同調されることを可能とするよう、信号打ち消し同調の原理を用いてフィルタバンク５０から出力されるサンプルストリームを処理するよう動作可能である。いったん与えられると、エイリアシングされた成分は、フィルタリング処理によっては、同じ周波数帯域を占めるエイリアシングされていない成分から分離することはできない。しかしながら、フィルタバンク５０からの各間引きされたサンプルストリームは元々の各周波数チャネルのエイリアスのそれ自身の固有のフェージングを行うため、いかなる周波数チャネルの信号も、サンプルストリームの集合からの他の周波数チャネルのエイリアスから悪影響を受けずに計算されうる。

本発明の原理によれば、集合中の各周波数チャネルには固有の重みベクトルａが関連付けられる。８本のうちのｎの周波数チャネルに同調するために、信号処理チャネル６０乃至９０の乗算ブロック６２乃至９２のうちの１つによって、フィルタバンク５０から出力される間引きされたサンプルストリームに、ｅｘｐ（ｊ２πｎ＊（０．．．７）／８）｛ＩＱ複素ベースバンド｝又はｃｏｓ（２πｎ＊（０．．．７）／８）｛実帯域通過｝である重みベクトルが印加される。ｎの各値は、異なるチャネルが受信されることを生じさせるが、ｎで同調されたチャネルは、厳密な周波数順序ではなく、ダウンストリームのオプションに依存することに留意すべきである。例としての対応関係は、ｎ＝｛０，１，２，３，４，５，６，７｝がｃｈ＝｛０，２，４，６，７，５，３，１｝を生じさせるものである。所与の乗算ブロック（即ち６２乃至９２のうち１つ）の出力は、対応する総和ブロック（即ち６４乃至９４のうちの１つ）によって総和がとられ、チャネル除去ブロック（即ち６６乃至９６のうちの１つ）へ出力される。以下説明するように、総和ブロック６４乃至９４の出力は２つのチャネル（偶数及び奇数チャネル対）を含みうる。これらの２つのチャネルは、結局は１つの周波数チャネルを占め、総和ブロック６４及び９４の出力に表われる位相関係によって分離可能である。対の望ましくない奇数番号チャネルの除去は、図８のチャネル除去器を用いて行われうる。同様に、重ね合わされる対の偶数のチャネルの除去は、図８の加算器を減算器に変更することによって取得されうる。このように、多周波数チャネルに対応するベースバンド信号は、図１の信号処理チャネル６０乃至９０を用いて同時に同調されうる。上述したように、放送チャネル番組（例えばテレビジョン、ラジオ、データ等）は、所与の周波数チャネル内の仮想チャネルとして表わされてもよく、例えば、ビットストリームから時分割多重されうる。

本発明の概念及び図１の典型的な実施例についてのよりよい理解を与えるため、幾つかのサンプルデータ概念及び例について以下説明する。

図２及び図３中、本発明により用いられる幾つかのサンプルデータ概念を示す。特に、図２は、時間領域及び周波数領域での典型的な時間信号及びサンプリンググリッドを示す線図２００であり、図３は、エイリアシングされていないサンプリング及びエイリアシングされたサンプリングを示す線図３００である。

図２中、グラフ２０１に示す１次元連続時間信号ｓ（ｔ）と、グラフ２０２に示すその帯域制限周波数スペクトルＳ（ｆ）とを考える。更に、グラフ２０３に示すような、単位面積インパルス（デルタ関数）列としてモデル化されるサンプリンググリッドｇ（ｔ）、

を考える。サンプリンググリッドｇ（ｔ）の周波数表現は、フーリエ変換積分によって解析的に決定され、即ち、

である。ｓ（ｔ）のサンプリングされた表現ｓ（ｎ）を得るための、サンプリンググリッドｇ（ｔ）に対するサンプリングアナログ信号ｓ（ｔ）の操作は、

のようにモデル化される。

時間領域インパルス間隔が１である場合、周波数領域インパルス間隔は２である。時間領域インパルス列が、時間ゼロにおいてインパルスを含む場合（上述において仮定）、周波数領域インパルス列は実数値で重み付けされる。時間領域インパルス列が、正規化された時間単位（正規化された間隔は１に等しくなる）によって時間ゼロ（０）からずらされるとき、周波数領域インパルス列中の各インパルスは、

但しｎ＝インパルスの正規化された周波数指数、によって重み付けされる。

図２のグラフ２０１の時間連続信号をその帯域制限の２倍に等しいレート（即ち、ナイキストサンプリングレート）でサンプリングしたものを、図３のグラフ３０１に示す。図３のグラフ３０２は、このサンプリングの周波数のあいまいさを示す。特に、ゼロ（０）周波数についての画像は、連続信号のエイリアシングされていない複製である。グラフ２０１の時間連続信号は、図３のグラフ３０３に示すその帯域限界に等しいレート（即ち、１／２ナイキストサンプリングレート）に等しいレートでサンプリングされ、一方、グラフ３０４はグラフ３０２のエイリアシングされていないスペクトル（青）に悪影響を与えるエイリアススペクトル（赤）を示す。全てのサンプリングフェーズがこの結果を生じさせるが、各複素値の画像のフェーズはサンプリングフェーズの関数である。

本発明の信号打ち消しチューナは、図２及び図３に示すサンプリング理論の新規な適用である。本発明によれば、チャネル選択性は、共通のフィルタリング処理ではなく、信号打ち消し処理を用いて得られる。本発明の信号打ち消し処理について、２つの例を示して以下説明する。

第１の例によれば、同調のために８本の周波数チャネルが利用可能であり、各周波数チャネルは２０ＭＨｚ帯域幅を有する。更に、チャネル間隔は２４ＭＨｚであり、過剰帯域幅は２０％である。この例は、例えば現在のＤＢＳ適用の変形を表わしうる。図４を参照するに、線図４００は、典型的なＲＦ周波数帯域中のこれらの８本の周波数チャネルを示す。図４に示すように、１９２乃至３８４ＭＨｚのＲＦ周波数帯域は、８本の２０ＭＨｚチャネル（即ちＣｈｎ０乃至Ｃｈｎ７）を含む。以下に、図４を発生するのに使用されうる典型的な疑似コードを示す。

図４に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

この例によれば、図４に示す８つのチャネルを含むＲＦ信号は、７６８ＭＨｚ（又はそれ以上）のレートでＡ／Ｄ変換器２０（図１参照）によってサンプリングされてもよく、又は、フィルタブロック１０によって近いベースバンドへ復調された後に（即ち１９２ＭＨｚはＤＣへマップされる）サンプリングされてもよい。説明を容易とするため、復調後のサンプリングについて詳細に説明する。

例示のため、ＩＦ信号を搬送する近いベースバンドマルチチャネルが、全ての周波数チャネルが第１のナイキスト領域に入るのに十分なレートでサンプリングされると想定する（即ちエイリアシングされていない場合）。理想的であるのは、関心となる全ての周波数チャネルが、図５中の線図５００に表わされるように、（ｎ＋１／２）＊チャネル帯域幅に等しい搬送波上にある場合である。尚、この８つのチャネル帯域を、３２０メガサンプル毎秒（Ｍｓｐｓ）でサンプリングすることにより、８つのチャネル帯域を抱え込むサポートの第１のナイキスト領域を形成する。以下、図５を発生するのに使用されうる典型的な疑似コードを示す。

図５に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

ここで、３８４Ｍｓｐｓストリームが、デマルチプレクサ４０（図１参照）によって８つの８で間引きされた４８Ｍｓｐｓストリームへとソートされる場合について考え、この場合、各間引きされたストリームは、全ての２０ＭＨｚ帯域幅チャネルのスペクトルが同じ２０ＭＨｚ周波数チャネルへ折り畳まれて強くエイリアシングされる。各間引きされたストリームは、同じ４０Ｍｓｐｓサンプリンググリッドへ１：１サンプルレート変換される（尚、各ストリームは他のストリームに対してずれてサンプリングされており、なぜならばこれらは同じサンプルストリームの異なる間引きだからである）。図６を参照するに、８つの周波数チャネルの夫々を同じ２０ＭＨｚ周波数チャネルへ折り畳んだ線図６００が示される。以下、図６を発生するのに用いられる典型的な疑似コードを示す。

図６に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

図７中、第１の例として適用される図１の多チャネル信号受信器１００の当該の部分の図を示す。説明を容易とするため、図７中、１つの信号処理チャネル６０のみを示す。

上述したように、集合中の各周波数チャネルは、固有の重みベクトルａに関連付けられる。８つのうちチャネルｎに同調するために、処理チャネル６０の乗算器によって、ｅｘｐ（ｊ２πｎ＊（０．．．７）／８）｛ＩＱ複素ベースバンド｝又はｃｏｓ（２πｎ＊（０．．．７）／８）｛実帯域通過｝である重みベクトルが印加される。また、図７中、実４８Ｍｓｐｓから複素４８Ｍｐｓｐへのベースバンド変換が同時に達成される｛即ち、重みベクトルａは、ｅｘｐ（ｊ２πｎ＊（０．．．７）／８）＊ｅｘｐ（±ｊπｍ／２），ｎ＝ｑ（ｃｈｎ），ｑはチャネル番号を、チャネルｃｈｎの受信を結果として生じさせるベクトルを特徴付ける値ｎへ変換し、ｍ＝サンプルインデックスであり、＋は偶数チャネルを同調し、−は奇数チャネルを同調することを表わす）。半帯域フィルタリングの後、２での間引きは、２４Ｍｓｐｓ複素ベースバンド信号を実現する。

復調は、図７に示すようにベクトル重み付けと組み合わされるのではなく、２ですぐにダウンサンプリングすることができず、４８Ｍｐｓｐ複素サンプルは総和がとられ復調の後にダウンサンプルされねばならない。各ナイキスト領域は（最初のもの以外は）２つのチャネル（偶数及び奇数チャネル対）を含むことに留意すべきである。これらの２つのチャネルは、結局は１つの周波数チャネルを一緒に占めることとなる。これらの２つのチャネルは、図７に示す出力に表われる位相関係によって分離可能である。対の望ましくない偶数のチャネルの除去は、図８に示すチャネル除去器を用いて行われうる。同様に、重ね合わされた対の偶数の番号のチャネルは図８中の加算器を減算器に変えることによって取得されうる。図８のハードウエアと従来の復調器の差は、入力が実数ではなく複素数であることである。

図９に、間引きの位相をずらした和（phased sum）による所望の周波数チャネルの復元を示す線図９００が示される。特に、図９は、第１の例における完全にエイリアシングされた周波数チャネルとエイリアスが打ち消された周波数チャネルの比較を示す。図９中、ｘ軸は正規化された周波数を表わし、ｙ軸は相対的な大きさ（magnitude）を示す。以下、図９を発生するのに使用されうる典型的な疑似コードを示す。

図９に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

上述の第１の例は、はっきりとした図を発生するよう「実数」変調（振幅変調）を用いたものである。次に、本発明の原理を更に説明するために、第２の実施例を示す。特に、この第２の例は、２ビットシフトキー（４−ＰＳＫ）複素変調された信号に基づくものであり、データの信号配置に注目する。この第２の例によれば、同調のために８つの周波数チャネルが利用可能であり、各周波数チャネルは２０ＭＨｚ帯域幅を有する。更に、チャネル間隔は３０ＭＨｚであり、過剰帯域幅は２０％である。第１の例と同様、この第２の例もまた、現在ＤＢＳ適用の変形を表わしうる。

第２の例でシンボルストリームの送信及び受信を示すために、２^N-1の２ビット直交振幅変調（４−ＱＡＭ）シンボル｛４−ＰＳＫの４５度の回転｝の時間シーケンスは、実数及び虚数ストリームがＤＣシフトされた疑似乱数（ＰＲＮ）｛−１，１｝で周期的に拡張されたＭシーケンスである、複素数のストリームとして形成される。時間領域及び周波数領域はいずれも周期的に連続するため、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は時間領域と周波数領域を正確に関連付ける。２０Ｍｓｐｓでは、送信器におけるベースバンド信号は、図１０の線図１０００に示すようなものであり、root raised cosine（ＲＲＣ）フィルタを通される。以下、図１０を生成するのに使用されうる典型的な疑似コードを示す。

図１０に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

図１１を参照するに、第２の実施例に適用される図１の多チャネル信号受信器１００の当該の部分の図を示す。図１１中の受信器１００の一般的な動作は、図１乃至図７と同様であるが、図１１中、信号処理チャネル６０からの出力はＲＦＣ ＳＲＣ９８によって処理される。図１２は、第２の例による典型的な受信器のデータの信号配列を示す線図１２００を示す。特に、図１２は、チャネル２についての典型的な受信器のデータの信号配置を示す。図１２中、信号配置のわずかなずれは、送信器における平坦なスペクトルに対するＩ及びＱ｛１、−１｝のＭのシーケンスの僅かなＤＣずれによるものである。以下、図１２を発生するのに使用されうる典型的な疑似コードを示す。

図１２に対するＭＡＴＬＡＢ Ｓｃｒｉｐｔ

本願明細書に示すように、本発明は、有利には、各追加的なチャネルに対して低い増加的な費用で全ての物理周波数チャネルが同時にアクセスされることを可能とする多チャネル信号受信器を提供する。このように、周波数チャネル内に含まれる放送チャネル番組は同時にアクセスされうる。本発明の概念は、最低の可能なクロックレートで最大の量の回路が実行されつつディジタル信号処理をＲＦ信号処理へ適用させるための自然な方法を提供しうる。更に、処理の異なる段階において実数から複素ＩＱ信号表現までを用い、処理の異なる段階においてサンプルレート変換を適用することによって、本発明の他の適用が存在しうる。

本発明について、望ましい設計を有するものとして説明したが、本発明は本願の開示の趣旨及び範囲内で更に変更されうる。本願は、従って、本発明の一般的な原理を用いて本発明のいかなる変形、用途、又は適用も網羅することが意図される。更に、本願は、本発明が属し、添付の特許請求の範囲の制限内にある技術における公知の又は慣習上の実施として明らかとなる本願の開示からの逸脱も網羅することが意図される。

本発明による多チャンネル信号受信器を示す図である。 時間領域及び周波数領域における典型的な時間信号及びサンプリンググリッドを示す図である。 エイリアシングされていない及びエイリアシングされたサンプリングを示す図である。 典型的なＲＦ周波数帯域内のチャンネルを示す図である。 ＲＦ信号から導出された典型的な多チャンネルＩＦ信号を示す図である。 全ての周波数チャンネルの第１のナイキスト領域へのエイリアシングを示す図である。 例に適用されたときの図１の多チャンネル信号受信器の当該の部分を示すブロック図である。 画像除去器を示す図である。 間引きの位相をずらした和による所望の周波数チャネルの復元を示す図である。 送信器における典型的なデータを示す図である。 他の例に適用されたときの図１の多チャネル信号受信器の当該の部分を示す図である。 典型的な受信器データ配列を示す図である。

Claims (12)

1. 複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生する信号源と、
   前記複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に提供するよう前記信号源に動作上結合された、フィルタバンクを含む信号処理手段とを有する、
   多チャネル信号受信器。
2. 前記信号源は、
   フィルタリングされたアナログ信号を発生するフィルタリング手段と、
   前記フィルタリングされたアナログ信号をディジタル信号へ変換するアナログ・ディジタル変換手段と、
   前記複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を出力するよう前記ディジタル信号をデマルチプレックスする手段とを含む、
   請求項１記載の多チャネル信号受信器。
3. 前記信号源は、前記アナログ・ディジタル変換手段から出力される前記ディジタル信号に対するサンプルレート変換操作を行うサンプルレート変換手段を更に有する、請求項２記載の多チャネル信号受信器。
4. 前記信号処理手段は複数の信号処理チャネルを有し、各処理チャネルはベースバンド信号のうちの１つを固有の周波数チャネル内に発生する、
   請求項１記載の多チャネル信号受信器。
5. 多チャネル信号受信器を制御する方法であって、
   複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生する段階と、
   前記複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に発生する段階とを有する、方法。
6. フィルタリングされたアナログ信号を発生する段階と、
   前記フィルタリングされたアナログ信号をディジタル信号へ変換する段階と、
   前記複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を出力するよう前記ディジタル信号をデマルチプレックスする段階とを更に有する、
   請求項５記載の方法。
7. デマルチプレックスする段階の前に、前記ディジタル信号に対してサンプルレート変換操作を実行する段階を更に有する、
   請求項６記載の方法。
8. 前記発生されたベースバンド信号の夫々は、固有の周波数チャネル内に含まれる、請求項５記載の方法。
9. 複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を発生するよう動作可能な信号源と、
   前記信号源に結合され、前記複数の放送チャネル番組に対応するベースバンド信号を同時に提供するよう動作可能な、フィルタバンクを含む信号処理回路とを有する、
   多チャネル信号受信器。
10. 前記信号源は、
    フィルタリングされたアナログ信号を発生するよう動作可能なフィルタと、
    前記フィルタリングされたアナログ信号をディジタル信号へ変換するよう動作可能なアナログ・ディジタル変換器と、
    前記ディジタル信号をデマルチプレックスすることにより前記複数の放送チャネル番組を表わすディジタル情報を出力するよう動作可能なデマルチプレクサとを含む、
    請求項９記載の多チャネル信号受信器。
11. 前記信号源は、前記アナログ・ディジタル変換手段から出力される前記ディジタル信号に対してサンプルレート変換操作を行うよう動作可能なサンプルレート変換器を更に有する、請求項１０記載の多チャネル信号受信器。
12. 前記信号処理手段は複数の信号処理チャネルを有し、各処理チャネルはベースバンド信号のうちの１つを固有の周波数チャネル内に発生するよう動作可能である、
    請求項９記載の多チャネル信号受信器。
    

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