JP2005513946A - 非一様な極の量子化器を備えるシグマ−デルタ変調器を有する送信機およびその方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、非一様な極の量子化を有するシグマ・デルタＮ−位相キーイング変調器に関する。本発明の一実施例によれば、量子化器は量子化された出力を生成し、その結果、それは、オーバーラップしないように複素平面上をカバーするＮ個の非対称なセルのどれかに依存して、シンボルの位相が属する１組のＮシンボルから選択されたシンボルを表わす。これは、より大きな位相遷移の発生を減少させることができ、それにより高い効率を導くことができる。非対称なセル境界の選択は、さらにシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器のノイズ形成スペクトラムに影響するかもしれない。本発明は、さらに、Ｎ−位相キーイング変調方法および携帯電話または上述の変調器を含む送信機に関連する。

Description

Ｅ級電力増幅器は、一般に従来のＢ級またはＣ級電力増幅器より著しく高い効率を達成する。Ｅ級電力増幅器はオン／オフ・スイッチとして動作するので、一定の包絡線ドライバ信号が望まれる。しかしながら、あるセルラー通信の標準規格（例えば強化汎用型パケット無線サービス（Enhanced General Packet Radio Service:ＥＧＰＲＳ）および広帯域符号分割多元接続（Wideband Code Division Multiple Access:ＷＣＤＭＡ））では、ベースバンドの変調信号は典型的には振幅変動を含む。

オーバーサンプリングされたシグマ・デルタ直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）変調器は、どのような振幅変動をする信号からも一定の包絡線信号を生成するために使用され得る。したがって、Ｅ級電力増幅器を有する無線機は、振幅が変化するベースバンド変調信号からＥ級電力増幅器のための一定の包絡線ドライバ信号を生成するためにこのような変調器を使用することがある。変調器はキャリアから離れた周波数でノイズを増加させることがあるので、Ｅ級電力増幅器の出力と無線周波数アンテナとの間に帯域通過フィルタを配置してもよい。

ドライバ信号は、４つの可能な位相遷移（０°；９０°；−９０°；１８０°）を備えた無線周波数のデジタル・クロックであってもよい。帯域通過フィルタは、前の過程でエネルギーを貯えることができる。しかしながら、位相遷移がドライバ信号に生じると、帯域通過フィルタに貯えられたエネルギーのうちのいくらかは失われることがある。位相遷移がより大きくなると、より多くのエネルギーが帯域通過フィルタから失われる。

実際、ＱＰＳＫについては、コレクタ効率は、シグマ・デルタＱＰＳＫ変調器のサンプリング周波数の半分の帯域幅に対して６０％まで、またサンプリング周波数の４分の１の帯域幅に対して４０％まで落ちることがある。典型的には、サンプリング周波数の４分の１未満の帯域幅はノイズを減ずるために必要であり、したがって、Ｅ級電力増幅器、シグマ・デルタＱＰＳＫ変調器および帯域通過フィルタを具備する無線機の効率は典型的なＡＢ電力増幅器を有する無線機より悪いことがある。

本発明とみなされる主題は、明細書の最終部分で特に指摘され明確に定義される。しかしながら、本発明は、その目的、機能および利点と共に、動作の構成および方法の双方に関して、次の詳細な記述を参照することによって最もよく理解されるであろう。

図面の単純性および明瞭性のために、図中で示される要素は実際の寸法で示されていないことが理解されるであろう。例えば、いくつかの要素の寸法は明瞭さのために他の要素に比べて強調されることがある。さらに、適切であると考えられる場合には、対応または類似する要素を示すために、参照番号は図面間に繰り返されることがある。

次の詳細な説明では、本発明についての完全な理解を提供するために多くの特定の詳細が記述される。しかしながら、これらの特定の詳細の範囲を越えて本発明が実施されることがあることは、当業者であれば理解されるであろう。他の実施例では、周知の方法、手順および要素は、本発明を不明瞭にしないように詳細には記述されていない。

本発明は、移動通信装置に限られるものではないが、多種多様のアプリケーション中で使用されてもよいことが理解されるであろう。ここに示される回路は、無線システムの送信機のような多くの装置中で使用され得るが、本発明はこれに制限されるものではない。本発明の範囲内で含まれると意図する無線システムは、実例として、セル方式の無線電話通信システム、双方向無線通信システム、単方向ページャ、双方向ページャ、デジタル・システム送信機、アナログ・システム送信機、パーソナル通信システム（ＰＣＳ）および同種のものを含む。

本発明の範囲内に入ると考えられるセル方式の無線電話通信システムの形式は、直接シーケンスの符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）のセルラー無線電話通信システム、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＢＣＤＭＡ）およびＣＤＭＡ２０００のセルラー無線電話システム、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）のセルラー無線電話システム、高機能汎用パケット無線システム（ＥＧＰＲＳ）のセルラー無線電話システム、パーソナル向けデジタル・セルラー（ＰＤＣ）のセルラー無線電話通信システム、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）のセルラー無線電話システム、北アメリカのデジタル・セルラー（ＮＡＤＣ）のセルラー無線電話システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、ＧＳＭ発展用（ＥＤＧＥ）の高機能データおよびユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）を含むが、これらに限定されるものではない。

図１は、本発明の実施例による送信機のブロック図である。送信機は移動体通信装置の一部であるが、本発明の範囲はこれに制限されるものではない。送信機は、同じ周波数ではあるが異なる位相を有するＮ個のキャリア信号を生成することができるＮ個の発振器１００からなり、ここで典型的にはＮは２，４，８，１６または３２であり、シグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング（Ｎ−ＰＳＫ）変調器１０２、前置増幅器およびスイッチング増幅器１０４、スイッチング増幅器１０４に結合された帯域通過フィルタ１０６、および帯域通過フィルタ１０６に結合されたアンテナ１０８からなる。代わりに、図１中で示されなかったが、送信機は、同じ周波数ではあるが異なる位相を有するＮ個のキャリア信号を生成するために、Ｎ個の発振器１００に換えて、１つの発振器と（Ｎ−１）個の位相シフタ、または発振器と位相シフタの任意の適切な組合せからなってもよい。Ｎ個のキャリア信号の周波数は無線周波数であるが、本発明の範囲はこれに限定されるものではない。

スイッチング増幅器１０４はＥ級電力増幅器を含むが、本発明の範囲はこの点で制限されるものではない。

アンテナ１０８は、所望するなら、移動局送信機と共に使用することのできるダイポール・アンテナ、ショット・アンテナ、デュアル・アンテナ、オムニ指向性アンテナ、ループ・アンテナまたは他のあらゆるアンテナ・タイプであるが、本発明の範囲はこの点に制限されるものではない。

変調器１０２は、入力として、複素ベースバンド振幅可変変調信号 （Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））を受信する。変調器１０２はサンプリング周波数ｆ_ｓで入力信号をオーバーサンプリングし、位相量子化を行ない、これにより、１組のＮシンボルの１つを表わすデジタル信号を生成する。

送信機は、さらに変調器１０２のデジタル出力に基づくＮ個のキャリア信号の１つを選択できるセレクタ１０３を含む。セレクタ１０３の出力は、変化する位相を有する無線周波数での一定の包絡線信号であるが、本発明の範囲はこの点に制限されるものではない。

選択されたキャリアは、前置増幅器およびスイッチング増幅器１０４によって増幅され、アンテナ１０８によって送信される。変調器１０２は、キャリアに近い周波数におけるノイズを減少させることができ、キャリアから離れた周波数でのノイズを増加させる。したがって、帯域通過フィルタ１０６は、キャリアから離れた周波数でのノイズを濾波するためにスイッチング増幅器１０４の出力に結合される。

図２は、本発明のいくつかの実施例に従う変調器１０２のブロック図である。シグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器１０２は、加算器２００、積分器２０２および量子化器２０４を含む。積分器２０２は、１次積分器、または高次の積分器であってもよい。図１に関して上述したように、変調器１０２への入力は、複素ベースバンド振幅可変変調信号（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））である。変調器１０２はフィードバック・ループを含み、その結果加算器２００は入力信号から量子化器２０４の出力を引く。入力信号がアナログ信号である場合、フィードバック・ループはデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２０６を含むことがある。したがって、加算器２００の出力は差信号ｅ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））となる。差信号ｅ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））は積分器２０２に供給され、それは積分信号ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））を生成し、その値は複素平面におけるいずれかの場所になる。その後、積分信号ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））は、量子化器２０４に供給され、その出力は１組のシンボルのうちの１つを表わすデジタル信号ｙ_ｉ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））となる。量子化器２０４は、サンプリング周波数ｆ_ｓでのデジタル信号を出力する。

本発明のいくつかの実施例によれば、量子化器２０４は非一様な極の量子化器(non-uniform polar quantizer)であってもよい。Ｎ−ＰＳＫ変調については、複素平面はＮ個のセルへ分割され、すべてが同じサイズを有するものではないが、シンボルは、パーティションの各セルに関連する。Ｎ個の非一様なセルは、オーバーラップしない方法で複素平面上をカバーすることができる。

図３は、本発明のいくつかの実施例に従う直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）のための非一様な極の量子化器の実例である。複素Ｉ−Ｑ平面は、（Ｉ），（ＩＩ），（ＩＩＩ）および（ＩＶ）とマークされる４つのセルに分割され、各セルはそこに位置するシンボルを有する。［α°，β°，γ°，δ°］でのセル境界は、非対称であり、したがって、セルはすべてが等しいサイズとは限らない。量子化器２０４は、ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））が属するセルに従うシンボルを表わすデジタル信号ｙ_ｉ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））を出力する。ＱＰＳＫでは、１組のシンボルは、例えば｛（１，０）；（０，１）；（−１，０）；（０，−１）｝のセットであり、他の４つのシンボル（１つのセル当たり１つ）のセットが代わりに使用されてもよい。信号ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））の後の値が異なるセルに属することがあるので、あるシンボルから別のシンボルへの位相遷移が生じることがある。ＱＰＳＫにおける可能な位相遷移のセットは、０°，９０°，−９０°および１８０°であるが、可能な位相遷移の他のセットが代わりに使用されてもよい。

位相遷移が生じたならば、セルが再定義され、その結果セル境界が量子化器の現在の状態で回転する。セル境界の再定義は、例えば現状のセル境界を関連づける参照テーブルを使用するハードウェア中で実行されるが、ソフトウェアでまたはハードウェアとソフトウェアの任意の組合せ中で実行することもできる。例えば、−９０°の位相遷移がシンボル（１，０）からシンボル（０，−１）に起こる場合、セル境界は ［（α−９０）°；（β−９０）°；（γ°−９０）°；（δ−９０）°］として再定義される。

図４は、本発明のいくつかの実施例に従う８−ＰＳＫ用の非一様な極の量子化器の実例である。複素Ｉ−Ｑ平面は、（Ｉ）−（ＶＩＩＩ）とマークされる８つのセルに分割され、各セルはそこに位置するシンボルを有する。［α°；β°；γ°；δ°；ε°；φ°；θ°；η°］でのセル境界は非対称であり、したがって、セルはすべてが等しいサイズとは限らない。量子化器２０４は、ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））が属するセルに従うシンボルを表わすデジタル信号ｙ_ｉ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））を出力する。８−ＰＳＫでは、１組のシンボルは、例えば｛（１，０）；（１，１）；（０，１）；（−１，０）；（０，−１）；（１，−１）｝のセットであり、他の８つのシンボル（１つのセル当たり１つ）のセットが代わりに使用されてもよい。信号ｕ（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））の後の値が異なるセルに属することがあるので、あるシンボルから別のシンボルへの位相遷移が生じることがある。８−ＱＰＳＫにおける可能な位相遷移のセットは、０°，４５°，−４５°，９０°，−９０°，１３５°，−１３５°および１８０°であるが、可能な位相遷移の他のセットが代わりに使用されてもよい。

位相遷移が生じたならば、セルが再定義され、その結果セル境界が量子化器の現在の状態で回転する。例えば、−４５°の位相遷移がシンボル（１，０）からシンボル（１，−１）に起こる場合、セル境界は［（α°−４５）；（β°−４５）；（γ°−４５）；（δ°−４５）；（ε°−４５）；（φ°−４５）；（θ°−４５）；（η°−４５）］として再定義される。

非対称なセル境界の選択は、位相遷移の統計に影響することがあるかもしれない。一様な極の量子化器と比較して、ある非対称なセル境界は、特により大きな位相遷移の発生を減らすことができる。換言すれば、非一様な極の量子化器を含むシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器は、一様な極の量子化器を含むシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器より大きな位相遷移が少ない。この大きな位相遷移数の削減は、このような非一様な極の量子化器を有するシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器を含む送信機のコレクタ効率の増加に通じることになる。

シンボルの数を増加させることによって、位相遷移の配分を低い位相遷移値に集中させることができ、それはさらにこのような非一様な極の量子化器を有するシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器を含む送信機のコレクタ効率を増加させることができることは、当業者によって理解されるであろう。

非対称なセル境界の選択は、さらに非一様な極の量子化器を有するシグマ・デルタＮ−ＰＳＫ変調器のノイズ形成スペクトラムに影響するであろう。図５および図６は、一様な量子化器および典型的な非一様な量子化器を有する一次シグマ・デルタＱＰＳＫ変調器の出力スペクトル密度をそれぞれ示す。典型的な非一様な極の量子化器は、［±４５°；±１７７°］でセル境界を有している。非対称なセル境界の使用が低周波数でノイズを減少させ、一方より高い周波数で増加させるということは当業者に理解されるであろう。

既知の技術を使用して、より低い周波数よりより高い周波数を濾波することがより簡単なことがあるので、本発明の実施例に従って非一様な極の量子化器を含むシグマ・デルタ変調器を使用することが望ましいいくつかの送信用の応用がある。これらの応用として、携帯電話、デジタル・オーディオおよび非同期デジタル加入者線（ＡＤＳＬ）が含まれる。

本発明のある機能がここに図示され記述される一方、多くの修正、代替、変更および均等が当業者に想起されるであろう。したがって、添付の請求項は、本発明の技術思想の範囲内に入るこのような修正および変更をすべてカバーするものとして意図される。

本発明の実施例による送信機の単純化されたブロック図である。 本発明のいくつかの実施例に従うシグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）変調器の単純化されたブロック図である。 本発明のいくつかの実施例に従う直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）用の非一様な極の量子化器の実例である。 本発明のいくつかの実施例に従う８−ＰＳＫ用の非一様な極の量子化器の実例である。 一様な量子化器および典型的な非一様な量子化器を有する一次シグマ・デルタＱＰＳＫ変調器の出力スペクトル密度を示すグラフである。 一様な量子化器および典型的な非一様な量子化器を有する一次シグマ・デルタＱＰＳＫ変調器の出力スペクトル密度を示すグラフである。

Claims (19)

1. 非一様な極の量子化器を有するシグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング変調器、
   を含むことを特徴とするポータブル通信装置。
2. 前記Ｎは、２，４，８，１６および３２を含むグループから選択されることを特徴とする請求項１記載のポータブル通信装置。
3. ベースバンド入力信号を量子化された出力信号に変換することができるシグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング変調器を含み、前記変調器は、
   前記ベースバンド入力信号から前記量子化された出力信号を差し引き、差信号を生成することができる加算器と、
   前記差信号を積分し、積分信号を生成することができる積分器と、
   前記量子化された出力を生成することができる非一様な量子化器であって、前記積分信号の位相が１組のＮ個の非一様なセルのどれに属するかに応じて前記量子化された出力が１組のＮ個のシンボルから選択されるシンボルを表わし、前記非一様なセルはオーバーラップしないように複素平面を完全にカバーする、非一様な量子化器と、
   を含むことを特徴とするポータブル通信装置。
4. 前記Ｎは、２，４，８，１６および３２を含むグループから選択されることを特徴とする請求項３記載のポータブル通信装置。
5. ダイポール・アンテナと、
   前記ダイポール・アンテナに結合されたシグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング変調器とからなり、前記変調器は、
   非一様な極の量子化器、
   を含むことを特徴とする送信機。
6. 前記変調器、および、前記ダイポール・アンテナに結合されたスイッチング増幅器をさらに含むことを特徴とする請求項５記載の送信機。
7. 前記スイッチング増幅器は、Ｅ級電力増幅器を含むことを特徴とする請求項６記載の送信機。
8. 前記スイッチング増幅器の出力に結合され、かつ前記ダイポール・アンテナに結合された帯域通過フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項６記載の送信機。
9. 前記Ｎは、２，４，８，１６および３２を含むグループから選択されることを特徴とする請求項５記載の送信機。
10. ダイポール・アンテナと、
    前記ダイポール・アンテナに結合されたシグマ・デルタＮ−位相シフト・キーイング変調器であって、前記変調器は、
    非一様な極の量子化器、
    を含むことを特徴とする移動電話機。
11. 前記変調器、および、前記ダイポール・アンテナに結合されたスイッチング増幅器をさらに含むことを特徴とする請求項１０記載の移動電話機。
12. 前記スイッチング増幅器の出力に結合され、かつ前記ダイポール・アンテナに結合された帯域通過フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項１１記載の移動電話機。
13. 前記スイッチング増幅器の出力に結合され、かつ前記ダイポール・アンテナに結合された帯域通過フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項１１記載の移動電話機。
14. 前記Ｎは、２，４，８，１６および３２を含むグループから選択されることを特徴とする請求項１０記載の移動電話機。
15. 前記ベースバンド入力信号から前記量子化された出力信号を差し引き、差信号を生成する段階と、
    前記差信号を積分し、積分信号を生成する段階と、
    前記積分信号の位相が１組のＮ個の非一様なセルのどれに属するかに応じて１組のＮ個のシンボルからシンボルを選択することにより前記量子化された出力を生成する段階であって、前記非一様なセルはオーバーラップしないように複素平面を完全にカバーする、段階と、
    を含むことを特徴とする方法。
16. 前記ベースバンド入力信号はアナログであり、
    前記ベースバンド入力信号から前記量子化された出力信号を差し引くに先立って前記量子化された出力信号をデジタルからアナログに変換する段階を、
    さらに含むことを特徴とする請求項１５記載の方法。
17. 前記Ｎは、２，４，８，１６および３２を含むグループから選択されることを特徴とする請求項１５記載の方法。
18. 各々が周波数およびＮ個の異なる位相の１つを有するＮ個のキャリア信号の１つを選択するために前記量子化された出力信号を使用し、可変する位相を有する前記周波数で一定の包絡線信号を生成する段階と、
    前記一定の包絡線信号を増幅し、濾波し、送信する段階と、
    をさらに含むことを特徴とする請求項１５記載の方法。
19. 前記周波数は、無線周波数であることを特徴とする請求項１８記載の方法。

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