JP2005512384A - Ｒｆ送信機電力制御システム - Google Patents

Abstract

【解決手段】 電力増幅器２１からのＲＦ出力電力を正確に制御するための電気システムは、ＤＣ成分を提供するために出力電力を自乗する乗算器２８を用いて実装し、ＤＣ成分が可変利得増幅器２９に伝送され、可変利得増幅器は比較器２４及び積分器２５を介して制御信号を電力増幅器に提供する。制御信号と出力電力との間の伝達関数は、制御信号に動的な変化が生じたとしても実質的に線形である。このシステムは広範囲のダイナミックレンジに対応可能で、この範囲内で一定の制御ループ帯域幅を示す。固定フィルタ関数を伝送バーストを形成するのに用いることができるので、平均化された出力電力で広範囲なダイナミックレンジを有するＴＤＭＡ用途に特に用いられる。

Description

本発明は、送信機における高周波（ＲＦ）電力制御に関し、特に携帯電話端末の送信機に関する。

無線送信システムには、送信するＲＦ電力を正確に制御する必要があるものが多い。この正確な制御は、一般的に、電力増幅器（ＰＡ）からサンプリングした出力電力と基準制御電力との差から、ＰＡ利得を制御するエラー信号が導き出されるフィードバック制御システムによって達成する。これは、許容限界の範囲内でＰＡの出力電力を維持するより、供給電圧及び温度変化でもって正確な電力測定を実施する方がはるかに簡単であるため、一般的な方法となっている。さらに、多くの無線送信の応用において、出力電力は、あるダイナミックレンジ全体においてあらかじめ定められた多数の電力レベルのひとつに正確に設定する必要がある。

ＴＤＭＡシステムは、通常、送信信号バーストが厳密な電力対時間テンプレートに準拠するように要求する。ＰＡにおける電熱効果のため、一般に、利得又は効率あるいはその両者といったＰＡパラメータは、バーストを通じて減少する。もちろん、制御ループの帯域幅及び電力出力能力が十分に備えられていれば、フィードバック制御システムは、送信バーストを自動的に均一化することができる。また、ＴＤＭＡシステムの多くは、端末の送信電力を平均バースト電力までそして平均バースト電力から滑らかに変化させることが必要とされる。電力ランプパルスによって生じる隣接チャネル間の干渉の量を少なくするために、又は隣接するタイムスロットで送信される電力を制限するために、あるいはその両者のために、通常は送信電力が特定されている。

添付図面の図１には、移動無線通信で使用される（ただしこれに限定されるものではない）典型的な電力制御ループが図示されている。このような制御ループにおいては、電力増幅器１１によって出力される送信電力Ｐtrans（これは電圧制御発振器１０からアンテナ１６に給電される）は、結合器１２を通ってサンプリングされ、関連する検出電圧Ｖdetを出力する検出器１３（ここではショットキーダイオードとして示す）にて検出された値は、次に比較器１４にて調節可能な基準Ｒと比較される。差分信号は積分器１５によって積分され、その積分された差分信号△Ｓは帰還され、検出電圧Ｖtransが基準電圧Ｒに近づくように、適切な方向へ電力増幅器１１の利得を調整するために用いられる。これは代表的なフィードバック技術であり、これによって、調節可能な基準電圧が電力の出力を設定し、その基準電圧は、例えば、ＴＤＭＡシステム搭載の端末に必要とされるランプ信号に影響を及ぼすように動的に制御することができる。しかし、ダイオード検波器の電圧Ｖdetは、送信（入力）電力Ｐtransと自乗則の関係にあり、さらに低消費電力のレベルにおいては、ショットキーダイオードの指数関数的な特性が応答を決定する。

制御基準に対するＰＡの出力電力の変化に関して、図１に図示されている回路の伝達関数は、検出器の特性によってのみ定義される。電力検出器の実装は、通常、ショットキーダイオード（図示されている）又は対数増幅器をベースにする。これらの解決策によると、伝達関数は非線形となり、また、特にショットキーダイオード検出器の場合は、ダイナミックレンジが制限される。これによって、ＰＡの電力設定はその制御入力に関して非線形となり、機器メーカーにも制御することができないという結果になる。従って、伝達関数の微分係数（勾配）は電力設定に伴って変化し、ショットキーダイオードを用いる実装においては、その検出器は、全体的な勾配変動を、そして暗黙的にそのループ帯域幅変化を常に支配する。

さらにまた、電力設定に伴って制御ループ帯域幅が変化することは好ましくなく、ダイナミックな応答を変化させる結果となる。ＴＤＭＡシステムの一形態であるＧＳＭ（Global Systeme Mobile）システムでは、ランプ・プロファイルは、各電力設定に対して理想的には一定である。非線形伝達関数では、各電力設定に対して固有のランプ形状が設けられる結果となり、これによってメモリが余分に必要となる。さらに、このシステムは、電力変動（例えば、過大温度又は較正誤差に起因）と同様に、ユニット毎の検出器及びＰＡの変動にも寛容でない。

従って、端末のＰＡからＲＦ出力電力を線形制御する必要があり、そしてこれはフィードバック制御システムによって実現することが好ましい。

従って、本発明によれば、
発振器と、
第１入力として前記電圧制御増幅器の出力を受信し、制御入力を有し、アンテナに伝送するための出力信号を生成する電力増幅器と、
前記出力信号を表す信号を導き出すためのサンプリング装置と、
前記出力信号を表す信号と線形的に関連している出力成分を準備するために、前記出力信号を表す信号を自乗するための乗算器と、
第１入力として前記乗算器の前記線形出力成分を受信し、制御基準としての可変制御入力及び出力を有する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の前記出力を基準と比較し、差信号を生成するための比較器と、
前記差信号を積分し、前記電力増幅器に制御入力として前記積分した差信号を供給する積分器と、
を有するＲＦ送信機電力制御システムが得られる。

ここで、ループ帯域幅、位相余裕等の、安定した予測可能な全体ループ伝達関数を提供することを促進するには、ループ内で個々の回路ブロックについての線形伝達関数を定義することである。制御ループ帯域幅は、前記ブロック伝達関数の微分係数（変化率）及び絶対利得の両方によって定められる。線形伝達関数では、微分係数が一定となる。

以下、添付図面を参照しつつ、この発明に関するＲＦ電力制御ループの一例について説明する。

ここで提案する電子回路は、集積回路として、又は他の適切な構成部品によって、超短波帯において動作する電力増幅器のために実装することが可能である。もちろん、このシステムはＴＤＭＡ以外の用途で用いることもできる。

図２に示す回路では、図１と類似の構成部品は、参照符号に１０を加算して図示している。送信信号Ｐtransは、典型的にマイクロストリップをベースとした方向性結合器を用いることで実現した結合器２２によりサンプリングされ、次に、ミキサ回路である乗算器２８において自乗される。ここで、乗算された入力は、ＲＦ制限増幅器２７によって、前記サンプリングされた出力から導き出されたものである。この工程の結果、和及び差周波数成分が生成されて、その差成分は、サンプリングされたＲＦ電圧波形Ｐ_transの全波整流と同等のＤＣ電圧である。ＤＣ成分は、制御基準入力Ｖ_controlと、比較器２４及び積分器２５を介して電力増幅器の制御入力に供給される出力とを有する可変利得増幅器２９に供給される。

説明すれば、ミキサ回路２８からの出力は、２つの入力の積である。

cos(a+b)及びcos(a-b)についての三角関数の恒等式を用いて、前記乗算を周波数の項(ωt)の和及び差として表現することができる。

このように、乗算器からの出力は、２倍の入力周波数成分及びＤＣ成分（cos (0)=1）を有する。２倍になった周波数の項は、適切なフィルタ（図示せず）を用いて除去することが可能である。

理想化したミキサ回路である乗算器２８を例示する図３は、一の入力が制限増幅器２７からの出力であり、従って、その振幅はＰＡ出力電力から独立していることを図示している。従って、ＤＣ成分は、単純に以下のように表すことができる。

このようにして、乗算器からの出力は、ＰＡの出力電力Ｐ_transに対して正比例するように設定することができる、すなわち電力検出回路が線形伝達関数を有することを意味する。

この解析は、例えＲＦ出力信号が角度変調されていたとしても、有効である。振幅変調のみがＤＣに伝達される。

ＲＦＩＣ（radio frequency integrated circuit:高周波集積回路）の応用において、乗算器要素は、４象限乗算を提供するギルバートセル型ミキサとして実現してもよい。公知技術である一般的なギルバートセル型ミキサを図４に示す。線形微分ＲＦ電圧は、ＲＦＡ及びＲＦＢに印加される。また、局部発振器微分電圧は、ＬＯＡ及びＬＯＢに印加される。局部発振器の正弦波が正から負へ振れると、Ｑ３／Ｑ５及びＱ４／Ｑ６によって形成される２つの差動増幅器は、前記電流をＱ１及びＱ２からＲ１又はＲ２のいずれかに向ける。これは、局部発振器の周波数に等しい頻度でＲ１及びＲ２に差動的に表れるＲＦ電圧の位相を逆転させる効果を有する。これは時間領域での乗算と等価であり、ＩＦＡ及びＩＦＢに差動的に表れる和及び差の周波数の積となる。

図２に図示されているようにＶＧＡ２９を設けるとＤＣで動作することができ、代わりのものを用いたとした場合（すなわち、従来のショットキーダイオードに供給されるＲＦ電力を制御するようにＶＧＡを用いる）よりも、回路の複雑さが大幅に軽減される。これは、ミキサ検出器２７，２８が、従来技術であるダイオード検出器と同様の欠点を呈することなく、広範囲にわたる電力レベルについて明確な特性を維持することが可能である。

ＶＧＡ制御基準Ｖ_controlは出力電力を設定し、またＴＤＭＡの応用において望まれる電力のランプ・プロファイルを定めるために用いることができる。これにより、普通は比較器の基準が出力電力及びランプ・プロファイルを決定するという典型的な電力制御ループの束縛から脱却することができる。ＶＧＡ利得は電力のレベルを効果的に設定し、送信された出力電力Ｐ_transはＶＧＡ利得と正比例するようになる。

図５に図示されている典型的な４象限乗算器は、ＶＧＡ機能を実装するために用いることもできる。例えば、B. Gilbertの「サブナノ秒応答可能な高精度４象限乗算器（A precise Four-Quadrant Multiplier with Subnanosecond Response）」（IEEEジャーナル（固体素子回路）,１９６８年１２月，SC-3巻, 4号（IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-3, No. 4, December 1968））を参照。ギルバートセル回路との主な違いは、局部発振器入力が線形化されていることである。そのため、入力電圧の積に比例する出力電流Ｉ₀を生成する。以下の式を参照のこと。

この例では、検出器出力はＹ入力の両端に、電力制御基準はＸ入力の両端に接続している。

比較器及び積分器の実装については、従来技術で使用されているものと根本的に設計を変更する必要がないから、これ以上説明しない。

典型的なＴＤＭＡ用途における制御ループの動作は、図７に例示されているように３つの異なる時間間隔に分類される。

・初期化後の電力のランプ状変化
・ランプ状増加から定常状態（平均化された電力）への移行
・ランプ状減少
図７に参照されている、ループ観測点Ａ〜Ｆの線図が図６に示されている。この図は図２と実質的に同一であるが、わかりやすくするために参照符号を取り除き、点Ａ〜Ｆを所望の位置に図示することができるようにしている。

初期化後の電力のランプ状変化は、前記回路において以下の態様を含む。
１．ＰＡ出力の初期値はゼロと仮定する。従って、検出器出力電圧はゼロである。
２．出力電力を設定するために電圧を印加する（Ａ）。
３．ＶＧＡが検出器出力を反転及び増幅させる（Ｂ）。反転は、比較器入力が正しくなるのに必要である。
４．負のＶＧＡ信号が比較器基準より小さい場合、比較器の出力は正の値である（Ｃ）。
５．比較器出力は積分される。その結果出力は、ランプ信号（ステップ入力の積分値）である（Ｄ）。これがＰＡのための制御信号である。
６．制御ピンの電圧はＰＡの出力電力を増加させる（Ｅ）。
７．検出器出力はＰＡ電力が増加するとともに増加する（Ｆ）。

ランプ状増加から定常状態への移行は以下の態様を含む。
１．（Ｂ）における信号は、基準電圧と等しくなるまで増加する。従って、比較器の出力（Ｃ）はゼロである。
２．積分器にゼロが入力されると、ランプ信号が終端する（Ｄ）。
３．従ってＰＡの出力電力は一定である（Ｅ）。
４．ここでループが閉じる。

残留定常状態誤差は、開ループ・ゲインにより判定される。開ループ・ゲインが高いと、誤差は小さくなる。

ランプ状減少のプロセスは以下を含む。
１．電力設定基準の電圧が減少する（Ａ）。
２．これによりＶＧＡ出力が正とされる（Ｂ）（反転が生じる）。
３．比較器の出力は負となる（Ｃ）。
４．この負の電圧によって、積分器はランプ状減少となる（Ｄ）。
５．そうすると、ＰＡ出力におけるＲＦ電力が減少する（Ｅ）。
６．ＲＦ電力が減少するとともに、検出器からの出力も減少する（Ｆ）。

十分な制御ループ帯域幅が存在するならば、制御ループは、ランプ状増加及びランプ状減少処理に適用されたいずれのランプ・プロファイルに従ってもよい。

制御ループの電力検出部分を最も簡単に実現したものを図２に示す。この実装は、制限増幅器２７が所望の動作レンジにおいてそれ自身ＡＭ／ＰＭ変換を示さないという条件の下、電力増幅器２１におけるＡＭ／ＰＭ変換に起因する、いかなる検出電力変化も回避する。実際には、この実装による短所は、制限増幅器２７がかなり広範囲において動作しなければならないということである。つまり、制限増幅器の利得は、検出する必要のある最小信号によって決定される。利得値が大きいと、ＲＦ安定度の問題へとつながる。

従って、リミッタの導入における２つの態様について下記に記述する。

第１の代替例は、サンプリングされたＲＦ信号を二乗するために、従来のギルバートセルを用いたミキサよりはむしろアナログ４象限乗算器を使用することである。線形制御伝達関数であることを維持するためには、その得られたＤＣ信号の平方根をとるか、又はＶＧＡ制御信号を自乗するかしなくてはならない。これにより、高利得信号の制限を回避することができる。

第２の代替例は、検出器の局部発振器である電力増幅器２１への入力においてＲＦ発振器２０を使用することである。これによって、制限増幅器の安定度又は検出感度の欠如に関する問題が完全に解消されるが、システムが電力増幅器２１におけるＡＭ／ＰＭ変換によって検出エラーをしがちになる。しかしながら、この問題は図８に図示されている構成によって解消することができる。この回路では、送信された信号と同相の方形ＤＣ成分は、２つの同一のギルバートセル及び送信発振器から導き出される方形局部発振器によって採取される。瞬時ＤＣ成分は、送信された信号の直交座標におけるベクトル表現を表す。電力増幅器におけるいずれのＡＭ／ＰＭ変換も、ベクトルに位相ずれをもたらすが、ベクトルの長さは常に送信電力と正比例したままである。ベクトルの長さはピタゴラスの定理によって計算される。

実用上の短所がまだ潜在している。
・電力制御ループに追加接続することが必要とされる。
・送信機発振器からアンテナへの好ましくない漏洩が増大するおそれがある。
・平方及び平方根の機能は、アナログ回路で行われる。

しかしながら、これらの短所は線形電力応答を提供する能力によって補われてなお余りある。

電力制御ループの感度を改善することは、自動ＤＣオフセット訂正を導入して達成することが可能である。

本発明のシステムを用いることで、特にＴＤＭＡ移動通信の分野において、次の効果を奏する。

サンプリングされたＲＦ信号をＤＣ電圧に変換するためにアナログ乗算器を用いることで、送信されたＲＦ電圧と検出された電圧との間に線形関係が生じる。これによって、ショットキーダイオード検出器又は対数増幅器を使用することによって直面した線形性の問題が回避される。乗算器検出器のダイナミックレンジを制限するのは、その広域な信号処理及びＤＣオフセット又は低入力信号電力における熱雑音のみである。この方法は「直接変換受信機（direct conversion receiver）」の構造と同一であって、ダイナミックレンジが既存の検出器によるソリューションより極めて大きいことを意味する。さらに、異なる周波数帯域において動作させるために切替機構を組み込んだり、周波数応答の勾配を補償したりする必要がまったくない、広帯域乗算器回路を製作することができる。

ＶＧＡと組み合わせて固定誤差検出基準を用いると、全てのインロックＲＦ出力電力設定について同一の誤差勾配（dＶ_(detected)/dＶ_{(transmitted)}）になるという結果が得られる。これによって、ＰＡ制御特性が線形であるならば、制御ループ帯域幅が一定になる。実際にはこのような事はない。しかし、これが前述の典型的な実装における制御ループ帯域幅変動の主な原因であるというわけでもない。

送信されるＲＦ電力を制御するために、ＶＧＡをＤＣで動作させることによって、ＲＦ回路で一般に見られる温度及び電圧の変化に起因して、均一化した出力ＲＦパワーのドリフトが生じるのを回避することができる。

これらの結果として、実際の実装が、十分な制御ループ帯域幅及びダイナミックレンジを有するならば、そのシステムは、閉ループ伝達関数と等価な制御基準フィルタを備えている、下記の図９に図示されている理想回路と機能的に等価である。バーストＴＤＭＡの用途では、高さが送信ＲＦ電圧に比例し、制御基準接続における閉ループ伝達関数又は追加の主フィルタ関数によって影響される固定フィルタリング関数にてパルス整形された方形パルスを用いて、送信ＲＦ信号のプロファイルを作成することが可能となる。実際のモバイル端末用途においてこれが意味するところは、いずれの送信ＲＦ電力であっても、同一のランプ形状となるように、単一のランプ形状をスケーリング乗算係数とともに用いることができるということである。このことはまた、複数の動作周波数間で、異なるランプ形状を用いたり、なんらかの感度切換機構を組み込んだりする必要がないことをも意味している。

移動無線通信で使用される典型的な電力制御ループの図である。 制御ループのブロック図である。 制御ループで用いられる理想化した乗算器回路を詳細に示した図である。 ４象限乗算を行う従来のギルバートセル型ミキサの回路図である。 典型的な４象限乗算器の回路図である。 図２と同様の回路図であって、信号形状が図示されている点を示している。 典型的なＴＤＭＡの応用のための制御ループの動作を示す。 検出器の局部発振器として電力増幅器に入力するときにＲＦ発振器の使用を可能とする回路である。 理想化された制御ループを示す。

符号の説明

１０，２０ 電圧制御発振器
１１，２１ 電力増幅器
１２，２２ 結合器
１３ 検出器
１４，２４ 比較器
１５，２５ 積分器
１６，２６ アンテナ
２７ 制限増幅器
２８ 乗算器
２９ 可変利得増幅器

Claims (9)

1. ＲＦ送信機電力制御システムであって、
   発振器と、
   第１入力として前記電圧制御増幅器の出力を受信し、制御入力を有し、アンテナに伝送するための出力信号を生成する電力増幅器と、
   前記出力信号を表す信号を導き出すためのサンプリング装置と、
   前記出力信号を表す信号と線形的に関連している出力成分を準備するために、前記出力信号を表す信号を自乗するための乗算器と、
   第１入力として前記乗算器の前記線形出力成分を受信し、制御基準としての可変制御入力及び出力を有する可変利得増幅器と、
   前記可変利得増幅器の前記出力を基準と比較し、差信号を生成するための比較器と、
   前記差信号を積分し、前記電力増幅器に制御入力として前記積分した差信号を供給する積分器と、
   を有するＲＦ送信機電力制御システム。
2. 前記発振器が電圧制御型発振器である請求項１に記載のシステム。
3. 前記乗算器がアナログ乗算器を備える請求項１又は２に記載のシステム。
4. 前記乗算器がギルバートセルを備える請求項１に記載のシステム。
5. 前記乗算器が制限増幅器入力を有する請求項１から４までのいずれかに記載のシステム。
6. 前記ＲＦ発振器が前記乗算器のための局部発振器を提供する請求項１から４までのいずれかに記載のシステム。
7. 前記可変利得増幅器が４象限乗算器を備える請求項１から６までのいずれかに記載のシステム。
8. 請求項１から７までのいずれかに記載の電力制御システムを有するＲＦ送信機。
9. 請求項８に記載のＲＦ送信機を有する携帯電話端末。
   
   

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