JP2005328345A

JP2005328345A - コンデンサマイクロホン

Info

Publication number: JP2005328345A
Application number: JP2004144841A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Akino; 裕秋野
Original assignee: Audio Technica KK
Current assignee: Audio Technica KK
Priority date: 2004-05-14
Filing date: 2004-05-14
Publication date: 2005-11-24
Anticipated expiration: 2024-05-14
Also published as: US7542578B2; US20050254671A1; JP4426902B2

Abstract

【課題】真空管をインピーダンス変換器として用いその真空管信号を出力トランスを介して出力するファントム電源で動作するコンデンサマイクロホンにおいて、出力トランスの大型化を招くことなくトランスコアの直流磁化を防止する。
【解決手段】コンデンサマイクロホンカプセルＭＣおよびそのインピーダンス変換器として用いられる真空管Ｖ０１と、一次側巻線Ｆが真空管Ｖ０１のプレートとスクリーングリッドとに接続され二次側巻線Ｓが出力コネクタを介してファントム電源に接続される出力トランスＴＲＳとを備えているコンデンサマイクロホンにおいて、一次側巻線ＦにセンタータップＣＦを設けるとともに、二次側巻線Ｓの両端をそれぞれ定電流ダイオードＤ０４，Ｄ０５を介してセンタータップＣＦに接続する。
【選択図】図１

Description

本発明はファントム（ｐｈａｎｔｏｍ）電源で動作するコンデンサマイクロホンに関し、さらに詳しく言えば、インピーダンス変換器に真空管を用いるコンデンサマイクロホンに関するものである。

コンデンサマイクロホンには、インピーダンス変換器としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）や真空管が用いられる。これは、対向的に配置される振動板と固定極とを含むコンデンサマイクロホンカプセルのインピーダンスがきわめて高いことによる。

コンデンサマイクロホンのインピーダンス変換器に真空管を用いる場合、通常では専用電源を用意する必要がある。そして、真空管を動作させるには、真空管のヒータを加熱するためのＡ電源と、真空管のプレートに電流を流すためのＢ電源とが必要とされる。

一般的に、インピーダンス変換器に用いられる真空管ではＡ電源に６．３Ｖ，０．３５Ａ、Ｂ電源に１２０Ｖ，１０ｍＡ程度の電源が必要とされている。このため、通常の直流４８Ｖのファントム電源では、この電力をまかなうことができないことから専用電源が用いられる。

ところで、真空管でも電池で動作する消費電力の少ない真空管が存在する（例えば、米国ＲＡＹＴＨＥＯＮ社製の直熱型５極管で型番６４１８）。この省電力化の真空管はもっぱら補聴器用として開発されたものでＡ電源が１．２５Ｖ，１０ｍＡ，Ｂ電源が３０Ｖ，０．２４ｍＡで動作する。

真空管がこの程度の動作電圧であれば直流４８Ｖのファントム電源で十分に動作させることができる。しかしながら、このＡ電源（１．２５Ｖ，１０ｍＡ）をそのままツェナーダイオードなどで安定化すると、真空管のヒータには１０ｍＡの電流が流れてしまうため、ファントム電源から供給される電圧が低下してしまう。

例えば、真空管のヒータに１０ｍＡの電流が流れるとすると、ファントム電源からマイクロホンに供給される電圧は３４Ｖ（５ｍＡ×６．８ｋΩ）減少して１４Ｖになってしまう。この状態では、真空管のプレートに供給するＢ電源が不十分であり真空管の動作に支障をきたすことになる。

そこで、本出願人はインピーダンス変換器として真空管を用いるマイクロホンをファントム電源で動作可能とするため、雑音などがほとんど発生せずしかも入手が容易なダウンコンバータを用いてファントム電源から真空管のヒータを加熱するためのＡ電源を得る発明を特願２００３−６６２１として先に出願している。

この先願発明によるコンデンサマイクロホンの構成を図２の回路図により概略的に説明する。このマイクロホンはコンデンサマイクロホンカプセルＭＣのインピーダンス変換器として真空管Ｖ０１を備えている。真空管Ｖ０１には例えば米国ＲＡＹＴＨＥＯＮ社製の直熱型５極管で型番６４１８が用いられる。

この真空管Ｖ０１はＡ電源が１．２５Ｖ，１０ｍＡ、Ｂ電源が３０Ｖ，０．２４ｍＡで動作する。なお、Ｒ０１は真空管Ｖ０１のコントロールグリッドのバイアス用抵抗で、Ｃ０１は真空管Ｖ０１のプレートからコントロールグリッドへの帰還コンデンサである。

真空管Ｖ０１のプレートは出力トランスＴＲＳの一次側巻線の一端に接続され、真空管Ｖ０１のスクリーングリッドは分圧抵抗Ｒ０２，Ｒ０３を含む分圧回路を介して出力トランスＴＲＳの一次側巻線の他端に接続される。出力トランスＴＲＳの二次側巻線は出力コネクタＣＮに接続される。

出力コネクタＣＮは例えばＥＩＡＪＲＣ５２３６に規定されている３ピンタイプの出力コネクタで、図示しないファントム電源のホット側と接続される端子Ｈ，コールド側と接続される端子Ｃおよびグランド側と接続される端子Ｇを含み、出力トランスＴＲＳの二次側巻線は端子Ｈと端子Ｃとに接続される。端子ＧにはマイクカプセルＭＣのグランド側や真空管Ｖ０１のヒータのグランド側の極などが接続される。

上記先願発明は、ファントム電源から真空管Ｖ０１に対するＡ電源を得るためのＡ電源生成回路１０を備えている。このＡ電源生成回路１０は、少なくともひとつのスイッチト・キャパシタ型電圧コンバータＩＣを含み真空管Ｖ０１のヒータに接続される。図２の例では３つのコンバータＩＣ０１，ＩＣ０２，ＩＣ０３を３段に直列的に接続しており、その各々に米国ＮＡＴＩＯＮＡＬＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ社製のＬＭ２６６５を用いている。

このＬＭ２６６５なるコンバータＩＣは６つのピンを有し、その１番ピンから正電圧を入力する場合には５番ピンからその２倍の電圧が出力される２倍昇圧型として動作し、これとは逆に５番ピンから正電圧を入力する場合には１番ピンからその１／２倍の電圧が出力される１／２倍降圧型として動作する。

上記先願発明では１／２倍降圧型として用いるため、各コンバータＩＣ０１〜ＩＣ０３ともに５番ピンから正電圧を入力し、１番ピンからその１／２倍の出力電圧を得るようにしている。なお、２番ピンはグランドピン，４番ピンはシャットダウン制御ピンで３番ピンと６番ピンとの間にチャージポンプコンデンサＣ０６，Ｃ０８，Ｃ１０がそれぞれ接続される。また、出力側の１番ピンの各々には平滑兼交流接地用のコンデンサＣ０５，Ｃ０７，Ｃ０９が接続される。

このＡ電源生成回路１０には電流制限抵抗Ｒ０４とツェナーダイオードＤ０１の直列回路よりなる入力回路１０ａと、ファントム電源から端子Ｈ，Ｃを介して供給される所定の電流を上記入力回路１０ａを介して取り込むための定電流ダイオードＤ０２，Ｄ０３とが設けられている。

一例として、定電流ダイオードＤ０２，Ｄ０３より入力回路１０ａに対して３０Ｖ，１．５ｍＡが供給され、入力回路１０ａではツェナーダイオードＤ０１によりＡ電源生成回路１０に対する入力電圧を１０Ｖとし、電流制限抵抗Ｒ０４によりＡ電源生成回路１０に対する入力電流を１．２５ｍＡに制限している。

これにより、第１段目のコンバータＩＣ０３，第２段目のコンバータＩＣ０２および第３段目のコンバータＩＣ０１において、電圧は５Ｖ→２．５Ｖ→１．２５Ｖに順次変換されるとともに、電流は２．５ｍＡ→５．０ｍＡ→１０ｍＡへと順次変換され、最終的に第３段目のコンバータＩＣ０１から真空管Ｖ０１のヒータに１．２５Ｖ，１０ｍＡなるＡ電源が供給される。なお、図２においてＣ０２，Ｃ０３，Ｃ０４，Ｃ１１は平滑コンデンサである。

このように、ファントム電源からＡ電源生成回路１０に取り込まれる電流は１．２５ｍＡ程度でよいことからヒータを加熱するために生ずる電圧降下は約４．２５Ｖで済み、真空管Ｖ０１のプレートに電流を流すためのＢ電源を十分に確保することができる。

このように、上記先願発明によれば、インピーダンス変換器に真空管を用いるコンデンサマイクロホンをファントム電源により動作させることができるが、電源電圧が低いことからＢ電源側は真空管Ｖ０１のプレートに出力トランスＴＲＳの一次側を接続した増幅器型の回路構成となる。

したがって、出力トランスＴＲＳの一次側には真空管Ｖ０１のプレートに供給する直流電流が流れるためトランスのコアが直流磁化されてしまう。この直流磁化の程度が大きくなるとコアが磁気飽和しトランスとしての性能が著しく低下するため、最悪の場合一次側から二次側に音声信号が伝達されない事態が生ずる。

トランスコアの直流磁化を防止する方法として、コアのサイズを大きくする方法，コアの材料に透磁率の低いものを使用する方法，コアの接続部に磁気的漏洩が生ずるようにコア間に積極的に隙間をもたせる方法などが知られているが、いずれの場合においてもトランスの寸法が大きくなってしまい電流を流さないように設計されたトランスに比較して性能が劣ることは否めない。

したがって、本発明が解決しようとする課題は、真空管をインピーダンス変換器として用いその真空管信号を出力トランスを介して出力するファントム電源で動作するコンデンサマイクロホンにおいて、出力トランスの大型化を招くことなくトランスコアの直流磁化を防止することにある。

上記課題を解決するため、本発明は、コンデンサマイクロホンカプセルおよびそのインピーダンス変換器として用いられる真空管と、一次側巻線が上記真空管のプレートとスクリーングリッドとに接続され二次側巻線が出力コネクタを介してファントム電源に接続される出力トランスとを含み、上記ファントム電源で動作するコンデンサマイクロホンにおいて、上記一次側巻線にセンタータップが設けられるとともに、上記二次側巻線の両端がそれぞれ定電流ダイオードを介して上記センタータップに接続されていることを特徴としている。

本発明において、上記スクリーングリッドには同スクリーングリッドに所定の電圧を印加するための分圧抵抗が接続されており、上記一次側巻線の一端側から上記プレートに供給される電流と、上記一次側巻線の他端側から上記分圧抵抗に流される電流との差が相対的に５％以内であることが好ましい。

本発明によれば、外部電源であるファントム電源から供給される電流の一部が出力トランスの二次側巻線の両端からそれぞれ定電流ダイオードを介して一次側巻線のセンタータップに供給され、センタータップから真空管のプレート側とスクリーングリット側に流れるためトランスコアの直流磁化が打ち消されることになる。

この場合、プレート側に流れる電流とスクリーングリット側に流れる電流の差を相対的に５％以内に抑えることによりトランスコアが磁気飽和を起こすことはない。また、センタータップと二次側巻線との間には定電流ダイオードが接続されているため真空管から出力される音声信号が出力トランスをバイパスして出力されることもない。

次に、図１に示すマイクロホンの回路図により本発明の実施形態を説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。この実施形態の説明において、先の図２で説明した先願発明と特に変更を要しない構成要素については同じ参照符号を用いる。

また、本発明のコンデンサマイクロホンはファントム電源で動作するが、ファントム電源自体はバランス伝送のホットとコールドとの間に直列に接続された６．８ｋΩからなる２つの抵抗と、それらの抵抗の接続点とグランドとの間に接続された直流４８Ｖの電源とを有する公知のものであるためその図示は省略している。

図１に示すように、本発明によるコンデンサマイクロホンは基本的な構成として、コンデンサマイクロホンカプセルＭＣと、そのインピーダンス変換器である真空管Ｖ０１と、出力トランスＴＲＳと、出力コネクタＣＮと、ファントム電源から真空管Ｖ０１に対するＡ電源（ヒータ加熱電源）を得るためのＡ電源生成回路１０とを備えている。

このうち、本発明の要部は出力トランスＴＲＳの部分であり、コンデンサマイクロホンカプセルＭＣ，出力コネクタＣＮおよびＡ電源生成回路１０については先に説明した先願発明と同じであってよいためここでの説明は省略する。ただし、図１の回路において定電流ダイオードＤ０２，Ｄ０３から平滑コンデンサＣ０３に至る配線は無くされている。

なお、本発明において、Ａ電源生成回路は必ずしもスイッチト・キャパシタ型電圧コンバータＩＣより構成される必要はなく、例えば米国ＭａｘｉｍＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＰｒｏｄｕｃｔｓ社製のＬｏｗ−Ｖｏｌｔａｇｅ，Ｓｔｅｐ−ＤｏｗｎＤＣ−ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒＭＡＸ１７３３のようなパルス幅変調方式によるダウンコンバータが用いられてもよい。

出力トランスＴＲＳの一次側巻線Ｆの一端側は真空管Ｖ０１のプレートに接続され、一次側巻線Ｆの他端側は真空管Ｖ０１のスクリーングリッド（第２グリッド）に電圧を印加する分圧抵抗Ｒ０２，Ｒ０３を含む分圧回路ＲＡに接続される。また、出力トランスＴＲＳの二次側巻線Ｓの一端側は出力コネクタＣＮの端子Ｈに接続され、その他端側は出力コネクタＣＮの端子Ｃに接続される。

本発明によると、出力トランスＴＲＳの一次側巻線ＦからセンタータップＣＦが引き出される。センタータップＣＦは定電流ダイオードＤ０４を介して二次側巻線Ｓの一端側と接続される。また、センタータップＣＦは定電流ダイオードＤ０５を介して二次側巻線Ｓの他端側とも接続される。

定電流ダイオードＤ０４，Ｄ０５はセンタータップＣＦ側から見て逆方向接続で、二次側巻線Ｓ側から見て順方向接続である。また、定電流ダイオードＤ０４，Ｄ０５は同一仕様で、この例において定格電流はともに０．５ｍＡである。したがって、二次側巻欄Ｓの端子Ｈ側および端子Ｃ側からセンタータップＣＦに向けてそれぞれ０．５ｍＡの電流が供給される。

これにより、センタータップＣＦには二次側巻欄Ｓ側から１．０ｍＡの電流が供給されるが、この電流は２分されてその一方の電流Ｉｐ（０．５ｍＡ）はセンタータップＣＦから一次側巻線Ｆの一端側に向けて流れ真空管Ｖ０１のプレートに供給される。他方の電流Ｉｓ（０．５ｍＡ）はセンタータップＣＦから一次側巻線Ｆの他端側に向けて流れ分圧回路ＲＡに供給される。

このように、一次側巻線ＦにはセンタータップＣＦから電流Ｉｐと電流Ｉｓとが反対方向に向けて流れるためコアの直流磁化が打ち消されることになる。また、センタータップＣＦと二次側巻線Ｓとの間には逆方向接続の定電流ダイオードＤ０４，Ｄ０５が存在するため、真空管Ｖ０１から出力される音声信号は出力トランスＴＲＳをバイパスすることなく出力トランスＴＲＳの巻線比で増幅されて出力される。

なお、コアの直流磁化を打ち消すためには電流Ｉｐと電流Ｉｓの各電流値は等しいことが理想であるが、電流Ｉｐと電流Ｉｓの各電流値の差が相対的に５％以内であれば実質的にコアの直流磁化を防止することができる。

以上説明したように、本発明によれば、コアの直流磁化を防止するための大型で特殊なトランスを用いる必要がなく、一次側にセンタータップを有する通常の信号用小型トランスをそのまま使用することができる。ちなみに、直流磁化防止対策を施した特殊トランスである例えばＥＩ−３５型（寸法３５×３０×２７ｍｍ；重量９３．８ｇ）に比べて体積で１／７，重量で１／８程度小さなトランスを使用できる。

本発明によるコンデンサマイクロホンの一例を示す回路図。従来（先願発明）のコンデンサマイクロホンを示す回路図。

符号の説明

ＭＣマイクカプセル
Ｖ０１真空管
ＴＲＳ出力トランス
Ｆ一次側巻線
Ｓ二次側巻線
ＣＦセンタータップ
ＣＮ出力コネクタ
Ｄ０２〜Ｄ０５定電流ダイオード
Ｒ０２，Ｒ０３分圧抵抗
１０Ａ電源生成回路

Claims

コンデンサマイクロホンカプセルおよびそのインピーダンス変換器として用いられる真空管と、一次側巻線が上記真空管のプレートとスクリーングリッドとに接続され二次側巻線が出力コネクタを介してファントム電源に接続される出力トランスとを含み、上記ファントム電源で動作するコンデンサマイクロホンにおいて、
上記一次側巻線にセンタータップが設けられるとともに、上記二次側巻線の両端がそれぞれ定電流ダイオードを介して上記センタータップに接続されていることを特徴とするコンデンサマイクロホン。
上記スクリーングリッドには同スクリーングリッドに所定の電圧を印加するための分圧抵抗が接続されており、上記一次側巻線の一端側から上記プレートに供給される電流と、上記一次側巻線の他端側から上記分圧抵抗に流される電流との差が相対的に５％以内である請求項１に記載のコンデンサマイクロホン。