JP6533446B2 - コンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路 - Google Patents

Description

この発明は、電子管（真空管）を利用したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路に関する。

コンデンサマイクロホンは、対向する振動板と固定極との間の静電容量の変化に基づいて音声信号が生成される。
すなわち、固定極に対向して振動板が配置されたコンデンサマイクロホンは、その静電容量が数十ｐＦ前後で、出力インピーダンスがきわめて高いために、インピーダンス変換回路を介して音声信号を取り出すように構成される。

このコンデンサマイクロホンには、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、あるいは電子管（真空管）によるインピーダンス変換回路が用いられ、特にスタジオ集音用のコンデンサマイクロホンには、音質を向上させるために電子管をインピーダンス変換回路に用いた製品が提供されている。

電子管を用いたインピーダンス変換回路には、プレート接地型もしくはカソードフォロア回路と呼ばれる電流増幅回路と、カソード接地型の電圧増幅回路が存在する。
一般にインピーダンス変換回路として、カソードフォロア回路を用いた場合には、前記したＦＥＴを用いたコンデンサマイクロホンに近い音色を持つことが知られている。
一方、インピーダンス変換回路に前記した電圧増幅回路を用いたコンデンサマイクロホンは、カソードフォロア回路とは異なる「真空管らしい音」と言われる独自の音色を持ち、この音色に根強い人気を得ている。

前者のカソードフォロア回路は、広いダイナミックレンジ（ノイズレベルから歪みが発生するレベルまでの範囲）が得られる。しかし、後者の電圧増幅回路はカソードフォロア回路に比較して、歪みが発生する信号レベルが低いことから、マイクロホンとしての最大許容入力音圧レベルが低下する。したがって、コンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路として真空管による電圧増幅回路を用いて広いダイナミックレンジが確保できることが望まれる。

そこで、この電圧増幅回路を用いたインピーダンス変換回路において、ダイナミックレンジを広げるために、負帰還をかける手段が採用し得る。すなわち、信号源が静電容量（コンデンサ）であることから、電子管を用いた反転増幅器のプレートからグリッドにコンデンサを接続することで、プレートに生成される信号をグリッドに帰還することができる。これはＰＧ帰還とも呼ばれており、このＰＧ（プレートーグリッド）帰還が施されたインピーダンス変換回路は、例えば特許文献１および２などに開示されている。

特許第３８９０３０１号公報 特許第４４２６９０２号公報

ところで、この特許文献１および２に開示されたＰＧ帰還回路の構成によると、前記したダイナミックレンジを広げるために帰還量を増加させようとしても、電圧増幅回路を構成する電子管のプレートはインピーダンスが高いために、帰還量を増加させるには限界がある。
そこで本件出願人は先に、電圧増幅回路を構成する電子管に対して、より大きな帰還量を与えることができるインピーダンス変換回路を提案している。

図３は、本件出願人が先に提案をしたインピーダンス変換回路の構成を示したものである。この例においては、Ｔ１で示す第１電圧増幅管のプレート出力を受けるＰＫ（プレートーカソード）分割回路を構成する第２電子管Ｔ２が備えられる。そして、第２電子管Ｔ２のカソードから第１電子管Ｔ１のグリッドに対して、コンデンサＣｋによって帰還信号を与えるものである。
なお図３に示す例は、コンデンサＣｋによる帰還回路の構成を除いた全体構成は、後で説明するこの発明に係る実施の形態と同一である。したがって、その全体回路の詳細な説明は、図１に基づいて後で説明する。

図３に示すインピーダンス変換回路によると、第２電子管Ｔ２のカソードの出力インピーダンスは、第１電子管Ｔ１のプレートの出力インピーダンスよりも低いことから、第１電子管Ｔ１のグリッドに対する負帰還量をより大きくすることが可能である。これにより、電圧増幅回路を用いて広いダイナミックレンジが確保できると共に、入力レベルに対する全高調波歪特性を改善したインピーダンス変換回路を提供することができる。

図３に示したインピーダンス変換回路は、電圧増幅管においてＰＧ帰還回路を構成した特許文献１および２に開示された回路に比較すると、より大きな帰還量を与えることが可能であり、これに応じて広いダイナミックレンジを確保することができる。
しかしながら、図３に示したインピーダンス変換回路によると、ＦＥＴを用いたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路に比較すると、ダイナミックレンジがやや狭いという技術的な課題があり、より広いダイナミックレンジの確保が望まれる。

この発明は、初段入力にカソード接地型の電圧増幅回路を用いたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路において、初段入力の電子管に対して、より大きな帰還量を与えることにより、広いダイナミックレンジを確保することができると共に、最大出力レベルの向上、ならびに雑音レベルの低下を実現できるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することを目的とするものである。

前記した課題を解決するためになされたこの発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路は、コンデンサマイクロホンユニットの出力信号がグリッドに入力されてプレートより信号出力されるカソード接地型の第１電子管と、前記第１電子管のプレート出力に基づく信号を受けて電流増幅する第１エミッタフォロア回路と、前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタから、前記第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送する第１帰還素子とを備えたことを特徴とする。

この場合、好ましくは前記第１電子管のプレート出力信号が第２電子管のグリッドに入力されて、第２電子管のプレートおよびカソードから、互いに逆相の信号をもたらすＰＫ分割回路が構成され、前記第２電子管のカソード出力信号が、前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのベースに供給される構成が採用される。

加えて、前記第２電子管のプレート出力信号が第２エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのベースに供給され、当該トランジスタのエミッタから前記第１電子管のカソードに対して帰還信号を伝送する第２帰還素子が備えられる。

そして、前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタと、第２エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタとにより、コンデンサマイクロホンの平衡出力信号の出力端子が構成される。

さらに、前記した第１エミッタフォロア回路からの第１帰還素子はコンデンサ素子により構成され、第２エミッタフォロア回路からの第２帰還素子は抵抗素子により構成されることが望ましい。
そして、前記第１と第２の電子管は、好ましくは双三極電子管により構成される。

この発明に係る前記したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、カソード接地型の第１電子管により電圧増幅回路が構成される。これにより、電子管による電圧増幅回路特有の音色を持った音声信号を得ることができる。
また、出力インピーダンスが低い第１エミッタフォロア回路から、第１帰還素子を介して第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送するように構成したので、負帰還量を増加させることが可能となる。これにより、電圧増幅回路を用いて広いダイナミックレンジを確保したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することが可能となる。

これに加えて第２エミッタフォロア回路から、第２帰還素子を介して第１電子管のカソードに対して帰還信号を伝送する多重帰還回路を構成することで、さらに負帰還量を増加させることができる。これにより、より広いダイナミックレンジを確保することができると共に、最大出力レベルの向上、ならびに雑音レベルの低下を実現できるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することができる。

この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の例を示した回路構成図である。 ２つの帰還回路を備えた図１に示すインピーダンス変換回路の等価回路図である。 先の出願に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の例を示した回路構成図である。

この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路について、図１に基づいて説明する。
符号ＭＵは、コンデンサマイクロホンユニットを等価回路で示している。これは信号源に対してコンデンサＣｓが直列接続されたものとして表わされる。すなわち、前記コンデンサＣｓは、コンデンサマイクロホンユニットを構成する固定極と振動板との間の静電容量に相当し、その容量は前記したとおり数十ｐＦ前後となる。
そして、コンデンサマイクロホンユニットＭＵの一端は、第１電子管Ｔ１のグリッドに接続され、また他端はグランドラインとしてのコネクタの端子ピン１に接続されている。

前記第１電子管Ｔ１のグリッドとグランドラインとの間には、グリッドリーク抵抗Ｒ１が接続されている。また第１電子管Ｔ１のプレートには抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路からなる負荷抵抗が接続されており、負荷抵抗Ｒ２の一端が直流動作電源（Ｂ電源）を受けるコネクタの端子ピン５に接続されている。
さらに、第１電子管Ｔ１のカソードとグランドラインとの間には、カソード抵抗Ｒ４が接続されている。これにより第１電子管Ｔ１は、カソード接地型の電圧増幅回路を構成している。

前記第１電子管Ｔ１のプレートには、この第１電子管Ｔ１と共に双三極電子管を構成する第２電子管Ｔ２のグリッドが直結されている。そして、第２電子管Ｔ２のプレートと前記端子ピン５との間には負荷抵抗Ｒ５が接続されており、第２電子管Ｔ２のプレートは前記負荷抵抗Ｒ５を介して前記Ｂ電源に接続される。また第２電子管Ｔ２のカソードとグランドラインとの間には負荷抵抗Ｒ６が接続されている。

そして、前記負荷抵抗Ｒ５とＲ６の値は、ほぼ同一に設定される。これにより第２電子管Ｔ２のプレートとカソードに、互いに逆相でほぼ同一レベルの信号をもたらすＰＫ分割回路が構成されている。すなわち、このＰＫ分割回路によってコンデンサマイクロホンの平衡出力信号を得ることができる。

なお、第２電子管Ｔ２のカソードから、第１電子管Ｔ１のプレート側の負荷抵抗である抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点に対して、コンデンサＣ１が接続されている。
このコンデンサＣ１は、第２電子管Ｔ２のカソードから前記抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点に対して、第１電子管Ｔ１のプレートにおける信号と同位相の信号を与えている。これにより、前記第１電子管Ｔ１はブートストラップ回路を構成している。

前記第２電子管Ｔ２のプレートとカソードには、それぞれ直流カットコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。これらの直流カットコンデンサＣ２，Ｃ３を介して、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電極に、コンデンサマイクロホンの平衡出力信号が供給される。
このトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれエミッタフォロア回路を構成しており、各コレクタ電極はそれぞれグランドラインに接続されている。

トランジスタＱ１を含むエミッタフォロア回路は、バイアス設定抵抗Ｒ７．Ｒ８を備えている。そしてトランジスタＱ１のエミッタ電極は、コネクタの端子ピン２にホット側の出力端子として接続されている。
同様にトランジスタＱ２を含むエミッタフォロア回路は、バイアス設定抵抗Ｒ９．Ｒ１０を備えている。そしてトランジスタＱ２のエミッタ電極は、コネクタの端子ピン３にコールド側の出力端子として接続されている。

また、トランジスタＱ２を含むエミッタフォロア回路（第１のエミッタフォロア回路とも呼ぶ。）のエミッタから、第１電子管Ｔ１のグリッドに対して、コンデンサＣｆによる第１帰還素子が接続されている。これにより第１電子管Ｔ１は、グリッドに負帰還が加わった電圧増幅回路として作用する。

また、トランジスタＱ１を含むエミッタフォロア回路（第２のエミッタフォロア回路とも呼ぶ。）のエミッタから、第１電子管Ｔ１のカソードに対して、抵抗Ｒｆによる第２帰還素子が接続されている。これにより第１電子管Ｔ１は、カソードにも負帰還が加わった電圧増幅回路として作用する。なおこの回路構成においては、前記抵抗Ｒｆによる第２帰還素子には、直流カットコンデンサＣ４が直列接続されている。

前記コネクタの端子ピン２および３には、ミキサー回路側に搭載されたファントム電源（図示せず。）からの直流電源が与えられる。これにより、前記２つのエミッタフォロア回路は、端子ピン２および３に与えられる直流電源によって動作する。なお２つのエミッタフォロア回路は、前記ファントム電源側に配置された図示しない直流供給抵抗（例えば６．８ＫΩ）がそれぞれエミッタ抵抗として機能し、電流増幅機能を果たすものとなる。またコネクタの端子ピン４は、前記した第１および第２電子管Ｔ１，Ｔ２（双三極電子管）のヒータ電源（Ａ電源）を受けるものとなる。

図２は、２つの帰還回路を備えた図１に示すインピーダンス変換回路の等価回路図である。図２に示すようにこの実施の形態に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路は、第１電子管Ｔ１のグリッドを非反転入力端子とし、第１電子管Ｔ１のカソードを反転入力端子とするインピーダンス変換回路Ａと見なすことができる。

そして、コールド側出力端子（端子ピン３）に接続されるトランジスタＱ２のエミッタから、第１帰還素子（コンデンサＣｆ）を介してインピーダンス変換回路Ａの非反転入力端子に負帰還が加えられる。この場合、前記トランジスタＱ２のエミッタは、その出力インピーダンスはきわめて低い。したがって、帰還素子としてのコンデンサＣｆの静電容量を選択することにより、非反転入力端子に対して十分な負帰還を加えることができる。この場合の帰還率は、前記した第１帰還素子としてのコンデンサＣｆの静電容量と、コンデンサマイクロホンユニットＭＵ側のコンデンサＣｓの静電容量との関係で決められる。

一方、ホット側出力端子（端子ピン２）に接続されるトランジスタＱ１のエミッタから、第２帰還素子（抵抗Ｒｆ）を介してインピーダンス変換回路Ａの反転入力端子に負帰還が加えられる。この場合においても、前記トランジスタＱ１のエミッタは、その出力インピーダンスがきわめて低い。したがって、帰還素子としての抵抗Ｒｆの値を選択することにより、反転入力端子に対して十分な負帰還を加えることができる。この場合の帰還率は、前記第２帰還素子としての抵抗Ｒｆの値と、第１電子管Ｔ１カソード抵抗Ｒ４の値で決められる。

この実施の形態に係るインピーダンス変換回路によると、前記した第１と第２のエミッタフォロア回路からの平衡出力信号をそれぞれ利用して、多重帰還回路が構成される。
したがって、回路全体としての負帰還量をさらに大きく設定することができ、負帰還回路の特質を十分に備えたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することができる。

表１は、図１に示したこの発明に係るインピーダンス変換回路と、本件出願人が先に提案をした図３に示したインピーダンス変換回路において、諸特性を比較したものである。

表１に示すように“図１の例”として示すこの発明に係るインピーダンス変換回路によると“図３の例”として示す先に提案をしたインピーダンス変換回路に比較して、特にダイナミックレンジを拡大することができる。これは、初段にＦＥＴを用いたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路と同等の特性を有するものとなる。
そして表１に示すように、この発明に係るインピーダンス変換回路によると、最大出力レベルを向上させることができると共に、信号対雑音比に見られるように雑音レベルを低下させることができる。

ＭＵ コンデンサマイクロホンユニット
Ｔ１ 第１電子管
Ｔ２ 第２電子管
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｃｆ 第１帰還素子
Ｒｆ 第２帰還素子
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
１〜５ 端子ピン（コネクタ）

Claims (6)

1. コンデンサマイクロホンユニットの出力信号がグリッドに入力されてプレートより信号出力されるカソード接地型の第１電子管と、
   前記第１電子管のプレート出力に基づく信号を受けて電流増幅する第１エミッタフォロア回路と、
   前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタから、前記第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送する第１帰還素子と、
   を備えたことを特徴とするコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
2. 前記第１電子管のプレート出力信号が第２電子管のグリッドに入力されて、第２電子管のプレートおよびカソードから、互いに逆相の信号をもたらすＰＫ分割回路が構成され、前記第２電子管のカソード出力信号が、前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのベースに供給されることを特徴とする請求項１に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
3. 前記第２電子管のプレート出力信号が第２エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのベースに供給され、当該トランジスタのエミッタから前記第１電子管のカソードに対して帰還信号を伝送する第２帰還素子を備えたことを特徴とする請求項２に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
4. 前記第１エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタと、第２エミッタフォロア回路を構成するトランジスタのエミッタとが、コンデンサマイクロホンの平衡出力信号の出力端子を構成していることを特徴とする請求項３に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
5. 前記第１帰還素子がコンデンサ素子により構成され、前記第２帰還素子が抵抗素子により構成されていることを特徴とする請求項３または請求項４に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
6. 前記第１と第２の電子管は、双三極電子管により構成されていることを特徴とする請求項２ないし請求項５のいずれか１項に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。

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