JP2005318743A

JP2005318743A - 直流昇圧回路の制御方法

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Publication number: JP2005318743A
Application number: JP2004134606A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Yamagata; 義彦山方
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-04-28
Filing date: 2004-04-28
Publication date: 2005-11-10
Anticipated expiration: 2024-04-28
Also published as: JP4389651B2

Abstract

【課題】直流昇圧回路の負荷が広範囲に変化する用途に対しても良好な制御性能を有する制御方法を提供する。
【解決手段】直流昇圧回路４をリアクトル１１とＩＧＢＴ１２とダイオード１３とコンデンサ１４と電圧検出器２２とＰＷＭ制御器２３と電圧調節器４１と関数演算器４２と乗算器４３とで構成し、比例−積分回路でその比例ゲインが可変できる構造にした電圧調節器４１と、関数演算器４２と、乗算器４３とでＩＧＢＴ１２の通流率の変化に対応した前記比例ゲインとすることにより、この直流昇圧回路４では、負荷３への電流の全領域に渡って良好で制御を行うことができる。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力直流電源の電圧を所望の値の直流電圧に昇圧して負荷に供給する直流昇圧回路の制御方法に関する。

図５は、下記特許文献１の回路構成を含むこの種の直流昇圧回路の従来例を示す接続図であり、この図において、１は入力直流電源、２は直流昇圧回路、３は負荷である。

この直流昇圧回路２はリアクトル１１と、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１２と、ダイオード１３と、コンデンサ１４と、電圧調節器２１と、電圧検出器２２と、ＰＷＭ制御器２３とから構成されている。

図５に示した直流昇圧回路２において、ＰＷＭ制御器２３からの指令によりＩＧＢＴ１２がオンしている期間にリアクトル１１に蓄えられたエネルギーを、ＰＷＭ制御器２３からの指令によりＩＧＢＴがオフしているときに、入力直流電源１の電圧Ｖ₁にリアクトル１１が蓄えた前記エネルギーを重畳させてコンデンサ１４と負荷３とに供給することにより、コンデンサ１４の両端電圧すなわち直流昇圧回路２の出力電圧Ｖ₂を前記Ｖ₁より高い電圧にすることができる。

このとき、前記Ｖ₂を図示の出力電圧指令に基づく値にするために、比例−積分回路で形成される電圧調節器２１では、前記電圧指令値と電圧検出器２２で検出された前記出力電圧Ｖ₂との偏差を偏差演算部２１ａで求め、この偏差を比例増幅部２１ｂの比例ゲインとしてのＫｐ（固定値）倍した値と、このＫｐ倍した値に対して積分時間Ｔｉ（固定値）に基づく積分演算を積分演算部２１ｃで行った値とを加算演算部２１ｄで加算し、この加算値を電圧調節器２１の出力値としてＰＷＭ制御器２３へ入力している。

従って、ＰＷＭ制御器２３では電圧調節器２１の出力値と内部で生成される例えば図示の如き三角波状の搬送波との比較演算を行い、この演算結果に基づいてＩＧＢＴ１２をオン・オフさせる駆動信号を生成し出力している。ここで、ＩＧＢＴ１２のオン時間とオフ時間との和に対する前記オン時間の比率（＝オン時間／（オン時間＋オフ時間））は通流率と称されている。
特開平１０−１７４４４３号公報（第３頁，第１図）

図５に示した従来の直流昇圧回路２における問題点を、図６に示すこの種の直流昇圧回路の特性図を参照しつつ、以下に説明する。

図６の特性図は、前記出力電圧指令に基づく値に対応する電圧Ｖ₂を直流昇圧回路２が出力している状態で、負荷３の抵抗値を変化させたときの負荷電流Ｉ₂とこのときの前記通流率との関係を示し、この図からも明らかなように、負荷電流Ｉ₂の値が比較的小さい領域（図示の区間１）では前記通流率が大幅に変化し、負荷電流Ｉ₂が前記値以上の領域（図示の区間２）では殆ど変化しない。なお、図６に示す区間１，区間２において、通流率の数式におけるＶ₁，Ｖ₂，Ｉ₂は図５に示す電圧，電流であり、Ｌは図５に示すリアクトル１１のインダクタンス値であり、Ｔは前述のＩＧＢＴ１２のオン時間とオフ時間の合計値である。また、区間１ではリアクトル１１に流れる電流が断続状態となる領域に対応し、区間２はリアクトル１１に流れる電流が連続状態となる領域に対応している。

従って、比例−積分回路で形成され、前記電圧指令値と出力電圧Ｖ₂との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器において、比例ゲインは前記区間１では大きな値とすることが望ましく、また、前記区間２では小さな値とすることが望ましい。さらに、制御対象としての出力電圧Ｖ₂の時定数はコンデンサ１４の放電時定数に基づく値であり、この放電時定数は負荷電流Ｉ₂の値に依存することから、比例−積分回路における積分時間は負荷電流Ｉ₂に対応して変化させることが望ましい。

すなわち、図５に示した従来の電圧調節器２１では比例ゲイン（Ｋｐ）と積分時間（Ｔｉ）をそれぞれ固定値として設定しているために、負荷電流Ｉ₂の全領域に渡って良好な制御を行うことは困難であった。

この発明の目的は上述の記問題点を解消し、直流昇圧回路から負荷への電流の全領域に渡って良好な制御ができる直流昇圧回路の制御方法を提供することにある。

この第１の発明は、入力直流電源の両端にリアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続し、このスイッチング素子の両端にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し、このコンデンサの両端電圧を所望の値にして負荷に供給するために前記スイッチング素子の通流率を制御する直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この比例ゲインをその都度の前記通流率に対応して変化させることを特徴とした制御方法を行う。

また、第２の発明は前記直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この比例ゲインをその都度の前記負荷への電流に対応して変化させることを特徴とした制御方法を行う。

さらに、第３の発明は前記直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この積分時間をその都度の前記負荷への電流に対応して変化させることを特徴とした制御方法を行う。

この発明によれば、電圧調節器を可変構造にすることにより、直流昇圧回路から負荷への電流の全領域に渡って良好で制御を行うことができ、特に、負荷が急変したときにも直流昇圧回路の出力電圧の変動をより少なくすることができる。

図１は、この発明の第１の実施例を示す直流昇圧回路の接続図であり、図５に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち、図１に示した直流昇圧回路４はリアクトル１１と、ＩＧＢＴ１２と、ダイオード１３と、コンデンサ１４と、電圧検出器２２と、ＰＷＭ制御器２３と、電圧調節器４１と、関数演算器４２と、乗算器４３とから構成されている。

図１に示すように、比例−積分回路でその比例ゲインが可変できる構造にしている電圧調節器４１は偏差演算部４１ａと乗算部４１ｂと積分演算部４１ｃと加算演算部４１ｄとから形成され、この電圧調節器４１の出力値はＩＧＢＴ１２の通流率に対応する値を示していることから、関数演算器４２では電圧調節器４１の出力値すなわち前記通流率から比例ゲインの補正値を導出するために、図６に示した特性図に基づいて、例えば図示のようなテーブル化した関数演算を行い、その演算結果としての補正値に対して乗算器４３では所定の定数を乗算し、この乗算演算値を電圧調節器４１における比例ゲインとしている。

すなわち、図１に示した直流昇圧回路４の出力電圧値を図示の出力電圧指令に基づく値にするために、電圧調節器４１では、前記電圧指令値と電圧検出器２２で検出された前記出力電圧値との偏差を偏差演算部４１ａで求め、この偏差を乗算部４１ｂでの前記比例ゲイン倍した値と、この比例ゲイン倍した値に対して積分時間Ｔｉ（固定値）に基づく積分演算を積分演算部４１ｃで行った値とを加算演算部４１ｄで加算し、この加算値を電圧調節器４１の出力値としてＰＷＭ制御器２３へ入力している。

その結果、この直流昇圧回路４では、前記比例ゲインを図６に示した区間１では大きな値に、また、図６に示した区間２では小さな値にでき、従って、負荷３への電流の全領域に渡って良好で制御を行うことができる。

図２は、この発明の第２の実施例を示す直流昇圧回路の接続図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち、図２に示した直流昇圧回路５はリアクトル１１と、ＩＧＢＴ１２と、ダイオード１３と、コンデンサ１４と、電圧検出器２２と、ＰＷＭ制御器２３と、電圧調節器４１と、関数演算器５１と、負荷３への電流を検出する電流検出器５２と、乗算器５３とから構成されている。

この関数演算器５１では電流検出器５２の検出値すなわち負荷電流値から比例ゲインの補正値を導出するために、図６に示した特性図に基づいて、例えば図示のようなテーブル化した関数演算を行い、その演算結果としての補正値に対して乗算器５３では所定の定数を乗算し、この乗算演算値を電圧調節器４１における比例ゲインとしている。

その結果、この直流昇圧回路５では、前記比例ゲインを図６に示した区間１では大きな値に、また、図６に示した区間２では小さな値にでき、従って、負荷３への電流の全領域に渡って良好で制御を行うことができる。

図３は、この発明の第３の実施例を示す直流昇圧回路の接続図であり、図２に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち、図３に示した直流昇圧回路６はリアクトル１１と、ＩＧＢＴ１２と、ダイオード１３と、コンデンサ１４と、電圧検出器２２と、ＰＷＭ制御器２３と、電流検出器５２と、電圧調節器６１と、逆数演算器６２と、乗算器６３から構成されている。

図３に示すように、比例−積分回路でその積分時間が可変できる構造にしている電圧調節器６１は偏差演算部６１ａと比例増幅部６１ｂと積分演算部４１ｃと加算演算部４１ｄとから形成され、この直流昇圧回路６における制御対象としての出力電圧の時定数はコンデンサ１４の放電時定数に基づく値であり、この放電時定数は負荷３への電流の逆数値に依存することから、逆数演算器６２では電流検出器５２の検出値の逆数演算を行い、その演算結果に対して乗算器６３では所定の定数を乗算し、この乗算演算値を電圧調節器６１における積分時間（Ｔｉα）の補正値としている。

その結果、この直流昇圧回路６では、前記積分時間を負荷３への電流が小さいときには大きな値に、また、負荷３への電流が大きいときには小さな値にでき、従って、負荷３への電流の全領域に渡って良好で制御を行うことができる。

図４は、この発明の第４の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、この図において、４は図１に示した直流昇圧回路、７は直流昇圧回路４の入力直流電源としての蓄電池、８は直流昇圧回路４が出力する直流電圧を定電圧定周波の交流電圧に変換するＣＶＣＦインバータ、９はＣＶＣＦインバータ８の交流負荷である。

この電力変換装置において、セル数の少なく小型の蓄電池７の両端電圧を直流昇圧回路４により、ＣＶＣＦインバータ８が、例えば、出力トランスレスで直接交流負荷９に給電するために必要な直流電圧まで昇圧することが可能となり、従って、蓄電池７を含むこの電力変換装置全体が小型・軽量になる。その際、直流昇圧回路４の負荷としてのＣＶＣＦインバータ８および交流負荷９は無負荷状態から定格負荷状態までの広範囲に渡って変化しても、あるいは、前記負荷の急変に対しても安定な直流電圧を直流昇圧回路４からＣＶＣＶインバータ８に供給することができる。

この発明の第１の実施例を示す直流昇圧回路の接続図この発明の第２の実施例を示す直流昇圧回路の接続図この発明の第３の実施例を示す直流昇圧回路の接続図この発明の第４の実施例を示す電力変換装置の回路構成接続図従来例を示す直流昇圧回路の接続図直流昇圧回路の動作を説明する特性図

符号の説明

１…入力直流電源、２…直流昇圧回路、３…負荷、４〜６…直流昇圧回路、７…蓄電池、８…ＣＶＣＦインバータ、９…交流負荷、１１…リアクトル、１２…ＩＧＢＴ、１３…ダイオード、１４…コンデンサ、２１…電圧調節器、２２…電圧検出器、２３…ＰＷＭ制御器、４１…電圧調節器、４２…関数演算器、４３…乗算器、５１…関数演算器、５２…電流検出器、５３…乗算器、６１…電圧調節器、６２…逆数演算器、６３…乗算器。

Claims

入力直流電源の両端にリアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続し、このスイッチング素子の両端にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し、このコンデンサの両端電圧を所望の値にして負荷に供給するために前記スイッチング素子の通流率を制御する直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この比例ゲインをその都度の前記通流率に対応して変化させることを特徴とする直流昇圧回路の制御方法。
入力直流電源の両端にリアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続し、このスイッチング素子の両端にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し、このコンデンサの両端電圧を所望の値にして負荷に供給するために前記スイッチング素子の通流率を制御する直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この比例ゲインをその都度の前記負荷への電流に対応して変化させることを特徴とする直流昇圧回路の制御方法。
入力直流電源の両端にリアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続し、このスイッチング素子の両端にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し、このコンデンサの両端電圧を所望の値にして負荷に供給するために前記スイッチング素子の通流率を制御する直流昇圧回路において、
前記通流率を制御するための電圧調節器を比例−積分回路で構成し、この積分時間をその都度の前記負荷への電流に対応して変化させることを特徴とする直流昇圧回路の制御方法。