JP2005304165A

JP2005304165A - 電源装置

Info

Publication number: JP2005304165A
Application number: JP2004116030A
Authority: JP
Inventors: Kosuke Harada; 耕介原田; Jinko Nishijima; 仁浩西嶋; Yoji Imai; 庸二今井; Tsutomu Masuda; 勉増田; Yasuo Hosaka; 康夫保坂
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2004-04-09
Filing date: 2004-04-09
Publication date: 2005-10-27

Abstract

【課題】
二相式絶縁形の電源装置において起動時のソフトスタートを可能とする。
【解決手段】
第1及び第2のトランスTrsa,Trsbと、第1及び第2のトランスの一次巻線側に接続される蓄電部Ciと、第1及び第2のトランスの一次巻線側に接続されるスイッチング部S1a,S1b,S2a,S2bと、スイッチング部のスイッチングを制御して、第1及び第2のトランスの各々に対する蓄電部の充電期間と放電期間を切り替えながら、第1のトランスの二次巻線側と第2のトランスの二次巻線側とに位相が反転した矩形波電圧を誘導させる制御部110と、第1及び第2のトランスの二次巻線側に接続され、第1及び第2のトランスの二次巻線側に誘導された矩形波電圧を半波整流して負荷に出力させる整流部Doa,Dobと、蓄電部に接続され、起動時に第1及び第2のトランスの二次巻線側に誘導される電圧を定常状態の電圧より抑えるように蓄電部に電荷をチャージするチャージ制御部120とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関し、より詳しくは出力電圧に含まれるリプルを低減させるための電源装置に関する。

ディジタルＩＣ用電源には、低電圧大電流を高スリューレートに供給し、しかも出力電圧変動を微小範囲内に収める性能が求められる。しかし、一般的な電源方式においてこの条件を満たすには、出力側に大容量の平滑コンデンサが必要となる。また、低電圧大電流環境では、回路内のインピーダンス成分の影響が無視できないほど大きくなるにも拘らず、現在の技術では十分に低インピーダンスの部品を作ることができていないのが現状である。そのため、インピーダンス成分による、効率の低下、出力電圧リプルの増大、スイッチングサージの増大等を抑制するために、複数の電源を多相構成にし、出力平滑コンデンサを並列接続する等の対策が必要となり、部品数の増加、高コスト化、回路の大型化を招いている。

そこで、これらの問題解決に有効な手段として、２つの絶縁形ステップダウンインバータを用いて、各インバータの二次巻線側に１８０°位相差の矩形波電圧を誘導し、これらを半波整流して重ね合わせることで、原理的には低電圧大電流環境において出力平滑コンデンサなしで直流電圧を供給する方式が提案されている。

このような方式は例えば特開２００３−１０２１７５号公報に開示されている。すなわち、各中性点が入力直流電源の１極に接続された少なくとも２つの出力トランスの各１次巻線の両端子に、各１端子が接続され、各他端子が入力直流電源の他極に接続された１対のスイッチング素子と、前記各１対のスイッチング素子を、一方が導通するとき他方を非導通に制御する手段と、前記各出力トランスの２次巻線にそれぞれ接続された整流手段とを具備し、前記整流手段の出力電圧値が等しく、一方の整流出力波形に生ずるリプルが他方の整流出力波形によってカバーされるように、各スイッチング素子の導通タイミングが設定される。
特開２００３−１０２１７５号公報米国特許５，００８，７９５号

しかし、上で述べた公報に開示されている回路をそのまま使用すると、負荷に電流が流されるタイミングで２つのトランスの二次巻線側に誘導される電圧は、入力電圧をＶｉ、キャパシタの両端電圧をＶciとすると、Ｖi−Ｖciに応じた電圧となる。より具体的には一次側巻線数／二次側巻線数＝ｎとすると、（Ｖi−Ｖci）／ｎとなる。従って、起動時には、キャパシタＣiにまだ電荷が貯まっていないのでＶci＝０であり、キャパシタＣiに突入電流が流れ、この電流がトランスTrsa及びＴrsbに流れるため、負荷ＲにはＶi／ｎという出力電圧が発生してしまう。これは大きな出力オーバーシュートの原因となる。

このように従来技術では、起動時に出力電圧Ｖoを徐々に高くするというソフトスタートを実現することができず、商用化に適さない。

従って、本発明の目的は、起動時のソフトスタートを実現可能な二相式絶縁形の電源装置を提供することである。

本発明に係る電源装置は、第１及び第２のトランスと、第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続される蓄電部と、第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続されるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチングを制御して、第１及び第２のトランスの各々に対する蓄電部の充電期間と放電期間とを切り替えながら、第１のトランスの二次巻線側と第２のトランスの二次巻線側とに位相が反転した矩形波電圧を誘導させる制御部と、第１及び第２のトランスの二次巻線側に接続され、第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導された矩形波電圧を半波整流して負荷に重ねて出力させる整流部と、蓄電部に接続され、起動時に第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧を定常状態の電圧より抑えるように蓄電部に電荷をチャージするチャージ制御部とを有する。

このようなチャージ制御部を二相式絶縁形の電源装置に備えることにより、例えば第１及び第２のトランスの二次巻線側に入力電源の電圧と蓄電部の出力電圧との差に応じた電圧が誘導される場合であっても、起動時に蓄電部に電荷をチャージすることにより上記差を小さくして、定常状態の電圧より低い電圧が誘導されるように調整することができる。従って起動時の出力のオーバーシュートを生じることがなく、ソフトスタートも可能になる。

また、上で述べたチャージ制御部が、負荷における出力電圧の変化を検出し、蓄電部の充電又は放電を行わせる回路を有するようにしてもよい。このようにすれば、負荷変動時の過渡応答特性を向上させることができる。

さらに、上で述べたチャージ制御部が、起動時に第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧がゼロになるように蓄電部に電荷をチャージするようにしてもよい。これにより負荷に出力される電圧も０となり、ソフトスタートが実現される。

また、上で述べた制御部が、チャージ制御部による蓄電部に対する電荷のチャージ後に、第１及び第２のトランスの各々に対する蓄電部の放電期間を定常状態の長さより短くなるようにスイッチング部のスイッチングを制御し、定常状態移行時までに蓄電部の放電期間を定常状態の長さまで長くするようにしてもよい。チャージ制御部により蓄電部に電荷を多くチャージしたので、放電期間を徐々に長くして徐々に定常状態に移行させるものである。

さらに、第１及び第２のトランスの各々に対する蓄電部の充電期間において第１又は第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧による電流が負荷に出力されるようにしてもよい。一方、第１及び第２のトランスの各々に対する蓄電部の放電期間において第１又は第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧が整流部により遮断されるようにしてもよい。このような場合には上で述べたチャージ制御部が有効である。

上で述べた本発明の構成を実現する回路構成は複数存在しており、以下で述べる回路例に限定されるものではない。

本発明によれば、二相式絶縁形の電源装置において起動時のソフトスタートが可能となる。

［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態に係る回路図を図１に示す。二相式絶縁形コンバータ１００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線との極性が同じであるトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、平滑用キャパシタＣoと、ダイオードＤoa及びＤobと、負荷Ｒとを含む。なお、原理的には平滑用キャパシタＣoは不要であるが、実際には従来より小さい容量のキャパシタを接続する方が好ましいため、ここでは示している。二相式絶縁形コンバータ１００のスイッチング素子を制御する制御部１１０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）１１２と、ドライバ１１３とを含む。また、二相式絶縁形コンバータ１００には、充放電コントローラ１２０が接続されている。

二相式絶縁形コンバータ１００において、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、スイッチング素子Ｓ2aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端に接続されている。キャパシタＣiの他端は、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースにドレインが接続されているスイッチング素子Ｓ2aのソースも入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ1bのソースは、トランスＴrsbの一次巻線の一端及びスイッチング素子Ｓ2bのドレインに接続されている。トランスＴrsbの一次巻線の他端は、キャパシタＣiの一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

トランスＴrsaの二次巻線の一端は、ダイオードＤoaのアノードに接続されている。ダイオードＤoaのカソードは、負荷Ｒの正極側端子と平滑用キャパシタＣoの一端とダイオードＤobのカソードに接続されている。トランスＴrsaの二次巻線の他端は、負荷Ｒの負極側端子と平滑用キャパシタＣoの他端とに接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の一端は、ダイオードＤobのアノードに接続されている。ダイオードＤobのカソードは、負荷Ｒの正極側端子に接続されている。トランスＴrsbの二次巻線の他端は、トランスＴrsaの二次巻線の他端に接続されている。

制御部１１０のＰＷＭ１１２には負荷Ｒの出力電圧Ｖoが入力されている。ＰＷＭ１１２の出力はドライバ１１３に出力され、ドライバ１１３の出力は、スイッチング素子Ｓ1aに接続される第１の出力と、スイッチング素子Ｓ1bに接続される第２の出力とを含む。なお、スイッチング素子Ｓ2aには、ドライバ１１３の第１の出力をＮＯＴ回路により反転した信号が出力され、スイッチング素子Ｓ2bには、ドライバ１１３の第２の出力をＮＯＴ回路にて反転させた信号が出力される。

また、充放電コントローラ１２０は、入力直流電源Ｖiの正極側端子及び負極側端子、トランスＴrsaとキャパシタＣiの接続部、負荷Ｒの正極側端子、及びＰＷＭ１１２に接続されている。充放電コントローラ１２０の詳細については、二相式絶縁形コンバータ１００の通常の動作を説明した後に説明する。

このように、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aと、トランスＴrsaと、ダイオードＤoaとで構成された第１のインバータと、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bと、トランスＴrsbと、ダイオードＤobとで構成された第２のインバータとが、キャパシタＣiを共有しつつ並列して接続された構造となる。本実施の形態における二相式絶縁形コンバータ１００は、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁形コンバータ１００の各部において、状態（期間とも呼ぶ。）Ｉ乃至ＩＶを有する、図２に示すような波形が繰り返し発生する。

なお、スイッチング素子Ｓ1aのドレイン・ソース間の電圧をＶs1aとし、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン・ソース間の電圧をＶs2aとし、スイッチング素子Ｓ1bのドレイン・ソース間の電圧をＶs1bとし、スイッチング素子Ｓ2bのドレイン・ソース間の電圧Ｖs2bとする。また、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧をＶwoa、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧をＶwob、キャパシタＣiの両端に生ずる電圧をＶciとする。

図２に示すように、状態Ｉ、ＩＩ、III及びＩＶの４つの状態が繰り返し生じるようになっており、まず状態Ｉにおいて、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bをオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bをオフに設定する。そうすると、図３（ａ）に示すように、入力直流電源Ｖiの正極側端子がトランスＴrsa及びトランスＴrsbに接続される。従って、状態Ｉでは、トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧Ｖwoa及びＶwob（一次側巻線数／二次側巻線数＝ｎとすれば、（Ｖi−Ｖci）／ｎ）が誘導される。この時トランスＴrsa及びＴrsbの二次巻線側に接続されたダイオードＤoa及びＤobには順方向の電圧がかかるので、両方のトランスから電流が負荷Ｒに流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。この状態Ｉは、トランスＴrsa及びＴrsbの両方にとってキャパシタＣiの充電期間となる。

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bをオン、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2aをオフに設定する。そうすると、図３（ｂ）に示すように、入力直流電源Ｖiの正極側端子がトランスＴrsaに接続される。従って、トランスＴrsaの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧Ｖwoa（上と同じ）が誘導される。一方、トランスＴrsbは、キャパシタＣiと並列に接続され、電流はキャパシタＣi側から流れる。従って、トランスＴrsbの二次巻線にはＶciに応じた逆相の電圧Ｖwob（Ｖci／ｎ）が誘導される。ここで、トランスＴrsaの二次巻線側には順方向の電圧がダイオードＤoaにかかるので、トランスＴrsaから電流が負荷Ｒに流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側には逆方向の電圧がダイオードＤobにかかるので、ダイオードＤobにより電流は遮断され、負荷Ｒには電流は流れない。この状態ＩＩは、トランスＴrsaにとってキャパシタＣiの充電期間であり、トランスＴrsbにとってキャパシタＣiの放電期間である。

状態IIIでは、各スイッチング素子の状態は状態Ｉと同じであり、説明を省略する。

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2aがオン、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフに設定する。そうすると、図３（ｃ）に示すように、入力直流電源Ｖiの正極側端子はトランスＴrsbに接続される。従って、トランスＴrsbの二次巻線にはＶi−Ｖciに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）が誘導される。一方、トランスＴrsaは、キャパシタＣiと並列に接続され、電流はキャパシタＣi側から流れる。従って、トランスＴrsaの二次巻線にはＶciに応じた逆相の電圧Ｖwoa（＝Ｖci／ｎ）が誘導される。ここで、トランスＴrsbの二次巻線側には順方向の電圧がダイオードＤobにかかるので、トランスＴrsbから電流が負荷Ｒに流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側には逆方向の電圧がダイオードＤoaにかかるので、ダイオードＤoaにより電流は遮断され、負荷Ｒには電流は流れない。この状態ＩＶは、トランスＴrsaにとってキャパシタＣiの放電期間であり、トランスＴrsaにとってキャパシタＣiの充電期間である。

図２に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ，ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態III，ＩＶ及びＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣiに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図２に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。

なお、原理的には平滑用キャパシタＣoは不要であるが、実際には、トランスの漏れインダクタンスや配線の寄生インダクタンスなどの影響により、負荷電流が急変した際に応答の遅れが生じる。この応答の遅れを補償するために、平滑キャパシタＣoを設ける。しかし、トランスの漏れインダクタンスを十分に抑えれば、平滑用キャパシタを小容量化することが可能なため、低内部等価直列抵抗（低ＥＳＲ）のセラミックコンデンサが利用可能となる。

なお、二相式絶縁形コンバータ１００だけでは、（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧がトランスの二次巻線側に誘導されるが、起動時にはキャパシタＣiには電荷は貯まっておらず、従ってキャパシタＣiの両端の電圧Ｖci＝０となる。そうすると、トランスの二次巻線側には、Ｖi／ｎという電圧が誘導されて、これに応じた電流が負荷Ｒに流れるため、大きな出力オーバーシュートを生ずるようになる。一方、キャパシタＣiの両端の電圧Ｖci＝Ｖiであれば、（Ｖi−Ｖci）＝０となり、トランスの二次巻線側は０Ｖとなる。本実施の形態では、電源投入時（起動時）に、制御部１１０のＰＷＭ１１２を動作させず、充放電コントローラ１２０を動作させる。充放電コントローラ１２０は、電源投入時には、キャパシタＣiに入力直流電源Ｖiから電荷を供給し、キャパシタＣiの端子間電圧を上昇させる。

充放電コントローラ１２０の構成を図４に示す。充放電コントローラ１２０は、制御部１２１と、Ｖci検出回路１２２と、スイッチＳ1及びＳ2とを含む。スイッチＳ1の一端は、入力直流電源Ｖiと接続されており、スイッチＳ1の他端は、キャパシタＣiの一端（キャパシタＣiとトランスＴrsaの接続点）及びスイッチＳ2の一端に接続されている。スイッチＳ2の他端は接地されている（すなわち入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている）。制御部１２１は、Ｖci検出回路１２２と負荷Ｒの正極側端子（Ｖo）に接続されており、スイッチＳ1及びＳ2のオン及びオフのタイミングを制御する。Ｖci検出回路１２２は、キャパシタＣiの一端（キャパシタＣiとトランスＴrsaの接続点）と接続されている。

電源投入時には、制御部１２１は、スイッチＳ1をオンにスイッチＳ2をオフに設定し、入力直流電源ＶiとキャパシタＣiを接続し、キャパシタＣiに電荷をチャージする。その際、Ｖci検出回路１２２は、キャパシタＣiにおける電圧Ｖciを監視し、キャパシタＣiの端子間電圧Ｖci＝Ｖiを検出すると、制御部１２１に信号を出力する。制御部１２１は、Ｖci検出回路１２１からの信号に応じて、スイッチＳ1をオフに設定し、ＰＷＭ１１２に制御処理を開始させるように信号を出力する。

このようにすればトランスＴrsa及びＴrsbの一次巻線側の電圧は（Ｖi−Ｖci）＝（Ｖi−Ｖi）＝０Ｖとなるため、二次巻線側の電圧も０Ｖとなる。すなわち、出力電圧Ｖoも０Ｖから立ち上がることとなる。

ＰＷＭ１１２は、制御部１２１から信号を受信すると、直ぐに図２に示すような定常状態のスイッチング制御を行うのではなく、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bのオンの期間（スイッチング素子Ｓ1aの場合には状態Ｉ，ＩＩ及びIII、スイッチング素子Ｓ1bの場合には状態Ｉ，III及びＩＶ）を長く設定し、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bのオフの期間（スイッチング素子Ｓ2aの場合には状態ＩＶ、スイッチング素子Ｓ2bの場合には状態ＩＩ）を長く設定する。そして、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bのオンの期間及びスイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bのオフの期間を徐々に短くすることによりキャパシタＣiに蓄積された電荷を徐々に放出させる。これによりキャパシタＣiの端子間電圧Ｖciを下げることができる。なお、このようなＰＷＭ１１２の制御は通常ソフトスタートを実行する際に行われるものであり、これ以上述べない。

また、制御部１２１は、負荷Ｒの正極側端子に接続されており、出力電圧Ｖoを検出することができる。定常動作時においてはＰＷＭ１１２により出力電圧を制御するが、負荷急変による出力電圧Ｖoの過渡的な変化を検出した場合には、制御部１２１は、スイッチＳ1をオンに設定してキャパシタＣiに電荷をチャージするか、スイッチＳ2をオンにしてキャパシタＣiの電荷を放出させる。上で述べたように、トランスの二次巻線側には、（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧が誘導されるため、キャパシタＣiの端子間電圧Ｖciを充電すれば出力電圧Ｖoを下げることができ、放電することにより出力電圧Ｖoを挙げることができる。このように、負荷急変による出力電圧Ｖoの過渡的な変化を検出した場合であっても、制御部１２１によるキャパシタＣiの充放電により、ＰＷＭ１１２を含むフィードバックループの遅れを補い、過渡応答特性の向上を図ることができる。

なお、トランスの二次巻線側には、ダイオードＤoa及びＤobが接続される例を示したが、ダイオードＤoaの代わりにスイッチング素子Ｓ1aと同じようにスイッチングが制御されるスイッチング素子を、ダイオードＤobの代わりにスイッチング素子Ｓ1bと同じようにスイッチングが制御されるスイッチング素子を用いることができる。

以上のような構成により、二相式絶縁形コンバータ１００においてもソフトスタートが可能となり、さらに過渡応答特性の向上も実現できる。

［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態に係る回路図を図５に示す。二相式絶縁形コンバータ２００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線とが同極性となっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びＣibと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。

二相式絶縁形コンバータ２００において、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1aのドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、スイッチング素子Ｓ2aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、キャパシタＣiaの一端に接続されている。キャパシタＣiaの他端は、スイッチング素子Ｓ2aのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ1bのドレインにも接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、スイッチング素子Ｓ2bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsbの一次巻線の他端は、キャパシタＣibの一端に接続されている。キャパシタＣibの他端は、スイッチング素子Ｓ2bのソース及び入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

制御部の構成は図１に示したものと同じであるからここでは省略している。充放電コントローラ２２０は、入力直流電源Ｖiの正極側端子と、キャパシタＣiaとトランスＴrsaの一次巻線との接続点と、入力直流電源Ｖiの負極側端子（グランド）と、キャパシタＣibとトランスＴrsbの一次巻線との接続点と、負荷Ｒの正極側端子と、ＰＷＭ１１２とに接続されている。充放電コントローラ２２０の具体的回路構成は図４に示したものとほぼ同じであり、スイッチＳ1が、キャパシタＣiではなく、キャパシタＣia及びＣibに接続されている点が異なる。

このように、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aと、キャパシタＣiaと、トランスＴrsaと、ダイオードＤoaとで構成された第１のインバータと、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bと、キャパシタＣibと、トランスＴrsbと、ダイオードＤobとで構成された第２のインバータとが並列して接続された構造となる。本実施の形態における二相式絶縁形コンバータ２００は、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁形コンバータ２００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図２に示すような波形が繰り返し発生する。なお、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧ＶciaとＶcibは同じであってＶciとする。

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオフにセットされるので、図６（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線も入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力電圧iとキャパシタＣibの両端に生じる電圧Ｖcibとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。この状態Ｉは、キャパシタＣia及びキャパシタＣibの充電期間である。

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図６（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaと接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣibのみと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwob（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＩは、キャパシタＣiaの充電期間であり、キャパシタＣibの放電期間である。

状態IIIは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオフにセットされる。これは状態Ｉと同じであるから、説明を省略する。

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図６（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、キャパシタＣiaのみに接続され、トランスＴrsbの一次巻線は、入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＶではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＶでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwoa（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＶは、キャパシタＣiaの放電期間であり、キャパシタＣibの充電期間である。

図２に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ、ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態Ｉ、III及びＩＶの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。

結果として、これらの動作は、降圧インバータを２相構成にしたものと同様であり、キャパシタＣia及びＣibに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図２に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。

なお、二相式絶縁形コンバータ２００においても、上で述べたように（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧がトランスの二次巻線側に誘導される。従って、本実施の形態でも、電源投入時に、制御部１１０のＰＷＭ１１２を動作させず、充放電コントローラ２２０を動作させる。充放電コントローラ２２０は、電源投入時には、キャパシタＣia及びＣibに入力直流電源Ｖiから電荷を供給し、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧を上昇させる。

より具体的には、電源投入時に制御部１２１は、スイッチＳ1をオンにスイッチＳ2をオフに設定し、入力直流電源ＶiとキャパシタＣia及びＣibを接続し、キャパシタＣia及びＣibに電荷をチャージする。その際、Ｖci検出回路１２２は、キャパシタＣia及びＣibにおける電圧Ｖciを監視し、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧Ｖci＝Ｖiを検出すると、制御部１２１に信号を出力する。制御部１２１は、Ｖci検出回路１２２からの信号に応じて、スイッチＳ1をオフに設定し、ＰＷＭ１１２に制御処理を開始させるように信号を出力する。

そしてＰＷＭ１１２は第１の実施の形態で述べたようにソフトスタート時のスイッチング制御を実施する。

負荷急変による出力電圧Ｖoの過渡的な変化を検出した場合においても、上で述べたのと同様に、制御部１２１は、スイッチＳ1をオンに設定してキャパシタＣia及びＣibに電荷をチャージするか、スイッチＳ2をオンにしてキャパシタＣia及びＣibの電荷を放出させる。トランスの二次巻線側には（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧が誘導されるため、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧Ｖciを充電又は放電により調整することができる。

以上のような構成により、二相式絶縁形コンバータ２００においてもソフトスタートが可能となり、さらに過渡応答特性の向上を図ることができる。

［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施の形態に係る回路図を図７に示す。制御部については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第１の実施の形態において用いた素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。二相式絶縁形コンバータ３００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線とが同極性になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣiと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。なお、ここでも平滑用キャパシタＣoを用いる例を示している。

二相式絶縁形コンバータ３００において、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン及びキャパシタＣiの一端に接続されている。キャパシタＣiの他端は、トランスＴrsaの一次巻線の一端及びトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2aのソースは、スイッチング素子Ｓ1aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2bのドレインにも接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、スイッチング素子Ｓ1bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

充放電コントローラ３２０は、入力直流電源Ｖiの正極側端子と、キャパシタＣiとトランスＴrsa及びＴrsbの一次巻線との接続点と、入力直流電源Ｖiの負極側端子（グランド）と、負荷Ｒの正極側端子と、ＰＷＭ１１２とに接続されている。充放電コントローラ３２０の具体的回路構成は図４に示したものと同じである。

このように、本実施の形態の二相式絶縁形コンバータ３００も２つのインバータによって構成される。本実施の形態においても、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁形コンバータ３００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図２に示すような波形の信号が繰り返し発生する。

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオフにセットされるので、図８（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線はキャパシタＣi及び入力直流電源Ｖiに直列に接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線もキャパシタＣi及び入力直流電源Ｖiに直列に接続される。そしてトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力電圧ＶiとキャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。この状態Ｉは、トランスＴrsa及びＴrsbの両方にとってキャパシタＣiの充電期間である。

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図８（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiに直列に接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣiと並列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwob（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＩは、トランスＴrsaにとってキャパシタＣiの充電期間、トランスＴrsbにとってキャパシタＣiの放電期間である。

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオフにセットされる。これは状態Ｉと同じであるから、説明を省略する。

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図８（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、キャパシタＣiに並列に接続され、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiに直列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＶではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＶでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiの両端に生ずる電圧Ｖciとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwoa（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＶは、トランスＴrsaにとってキャパシタＣiの放電期間、トランスＴrsbにとってキャパシタＣiの充電期間である。

なお、二相式絶縁形コンバータ３００においても、上で述べたように（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧がトランスの二次巻線側に誘導される。従って、本実施の形態でも、電源投入時に、制御部１１０のＰＷＭ１１２を動作させず、充放電コントローラ３２０を動作させる。充放電コントローラ３２０は、電源投入時には、キャパシタＣiに入力直流電源Ｖiから電荷を供給し、キャパシタＣiの端子間電圧を上昇させる。

より具体的には、電源投入時に制御部１２１は、スイッチＳ1をオンにスイッチＳ2をオフに設定し、入力直流電源ＶiとキャパシタＣiを接続し、キャパシタＣiに電荷をチャージする。その際、Ｖci検出回路１２２は、キャパシタＣiにおける電圧Ｖciを監視し、キャパシタＣiの端子間電圧Ｖci＝Ｖiを検出すると、制御部１２１に信号を出力する。制御部１２１は、Ｖci検出回路１２２からの信号に応じて、スイッチＳ1をオフに設定し、ＰＷＭ１１２に制御処理を開始させるように信号を出力する。

負荷急変による出力電圧Ｖoの過渡的な変化を検出した場合においても、上で述べたのと同様に、制御部１２１は、スイッチＳ1をオンに設定してキャパシタＣiに電荷をチャージするか、スイッチＳ2をオンにしてキャパシタＣiの電荷を放出させる。トランスの二次巻線側には（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧が誘導されるため、キャパシタＣiの端子間電圧Ｖciを充電又は放電により調整することができる。

以上のような構成により、二相式絶縁形コンバータ３００においてもソフトスタートが可能となり、さらに過渡応答特性の向上も図ることができる。

［第４の実施の形態］
本発明の第４の実施の形態に係る回路図を図９に示す。制御部については、本実施の形態でも構成は同じであるのでここでは省略している。なお第２の実施の形態において用いた素子に対応する素子については、同じ参照記号を用いている。二相式絶縁形コンバータ４００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b及びＳ2bと、一次巻線と二次巻線とが同極性になっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びＣibと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。

二相式絶縁形コンバータ４００において、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2aのドレイン及びキャパシタＣiaの一端に接続されている。キャパシタＣiaの他端は、トランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2aのソースは、スイッチング素子Ｓ1aのドレインとトランスＴrsaの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1aのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

また、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子Ｓ2bのドレイン及びキャパシタＣibの一端にも接続されている。キャパシタＣibの他端は、トランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ2bのソースは、スイッチング素子Ｓ1bのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ1bのソースは、入力直流電源Ｖiの負極側端子に接続されている。

充放電コントローラ４２０は、入力直流電源Ｖiの正極側端子と、キャパシタＣiaとトランスＴrsaの一次巻線との接続点と、入力直流電源Ｖiの負極側端子（グランド）と、キャパシタＣibとトランスＴrsbの一次巻線との接続点と、負荷Ｒの正極側端子と、ＰＷＭ１１２とに接続されている。充放電コントローラ４２０の具体的回路構成は図４に示したものとほぼ同じであり、スイッチＳ1が、キャパシタＣiではなく、キャパシタＣia及びＣibに接続されている点が異なる。

このように、本実施の形態の二相式絶縁形コンバータ４００も２つのインバータによって構成される。本実施の形態においても、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2aが交互に高周波スイッチングされ、これと１８０°の位相差で、スイッチング素子Ｓ1b及びＳ2bが交互に高周波スイッチングされる。この一連のスイッチング動作によって、二相式絶縁形コンバータ４００の各部において、状態Ｉ乃至ＩＶを有する、図２に示すような波形の信号が繰り返し発生する。

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ2bがオフにセットされるので、図１０（ａ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaと直列に接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線も入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと直列に接続される。そしてトランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩではトランスＴrsa及びＴrsbの両方の二次巻線側に正の電圧が誘導される。従って、状態Ｉでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力電圧ＶiとキャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。この状態Ｉは、キャパシタＣia及びＣibの充電期間である。

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオンに、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオフにセットされるので、図１０（ｂ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣiaと直列に接続され、さらに、トランスＴrsbの一次巻線はキャパシタＣibと並列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsbの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＩでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣiaの両端に生ずる電圧Ｖciaとに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwob（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＩは、キャパシタＣibの放電期間、キャパシタＣiaの充電期間である。

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓ2a及びＳ1bがオンに、スイッチング素子Ｓ1a及びＳ2bがオフにセットされるので、図１０（ｃ）の一次巻線側の等価回路に示すように、トランスＴrsaの一次巻線は、キャパシタＣiaに並列に接続され、トランスＴrsbの一次巻線は入力直流電源Ｖi及びキャパシタＣibと直列に接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、状態ＩＶではトランスＴrsbの二次巻線側に正の電圧が、トランスＴrsaの二次巻線側に負の電圧が誘導される。従って、状態ＩＶでは、入力電圧ＶiとキャパシタＣibの両端に生ずる電圧Ｖcibとに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧Ｖwoa（＝Ｖci／ｎ）は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＶは、キャパシタＣiaの放電期間、キャパシタＣibの充電期間である。

なお、二相式絶縁形コンバータ４００においても、上で述べたように（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧がトランスの二次巻線側に誘導される。従って、本実施の形態でも、電源投入時に、制御部１１０のＰＷＭ１１２を動作させず、充放電コントローラ４２０を動作させる。充放電コントローラ４２０は、電源投入時には、キャパシタＣia及びＣibに入力直流電源Ｖiから電荷を供給し、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧を上昇させる。

以上のような構成により、二相式絶縁形コンバータ４００においてもソフトスタートが可能となり、さらに過渡応答特性の向上も図ることができる。

［第５の実施の形態］
本発明の第５の実施の形態に係る回路図を図１１に示す。本実施の形態に係る二相式絶縁形コンバータ５００は、入力直流電源Ｖiと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓim，Ｓia，Ｓibと、一次巻線と二次巻線との極性が同じになっているトランスＴrsaとＴrsbと、キャパシタＣia及びキャパシタＣibと、整流素子であるダイオードＤoa及びＤobと、平滑用キャパシタＣoと、負荷Ｒとを含む。このように本実施の形態では、スイッチング素子が３つしか用いられていない。

二相式絶縁形コンバータ５００において、入力直流電源Ｖiの正極側端子は、スイッチング素子ＳibのドレインとキャパシタＣiaの一端に接続されている。キャパシタＣiaの他端は、トランスＴrsaの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsaの一次巻線の他端は、スイッチング素子Ｓiaのドレインとスイッチング素子Ｓimのソースに接続されている。スイッチング素子Ｓibのソースは、スイッチング素子ＳimのドレインとトランスＴrsbの一次巻線の一端に接続されている。トランスＴrsbの一次巻線の他端は、キャパシタＣibの一端に接続されている。入力直流電源Ｖiの負極側端子は、スイッチング素子ＳiaのソースとキャパシタＣibの他端に接続されている。

制御部５１０の比較器５１１の第１の入力端子には負荷Ｒの出力電圧Ｖoが入力され、第２の入力端子には基準電圧Ｖrefが入力されている。基準電圧Ｖrefと出力電圧Ｖoとの差に基づく比較器５１１の出力はＰＷＭ５１２に入力されており、ＰＷＭ５１２の第１の出力はスイッチング素子Ｓiaのゲートに、第２の出力はスイッチング素子Ｓibのゲートに出力される。なお、第１の出力と第２の出力はＮＡＮＤ回路５１３に入力され、ＮＡＮＤ回路５１３の出力はスイッチング素子Ｓimのゲートに出力される。

充放電コントローラ５２０は、入力直流電源Ｖiの正極側端子と、キャパシタＣiaとトランスＴrsaの一次巻線との接続点と、入力直流電源Ｖiの負極側端子（グランド）と、キャパシタＣibとトランスＴrsbの一次巻線との接続点と、負荷Ｒの正極側端子と、ＰＷＭ５１２とに接続されている。充放電コントローラ５２０の具体的回路構成は図４に示したものとほぼ同じであり、スイッチＳ1が、キャパシタＣiではなく、キャパシタＣia及びＣibに接続されている点と、ＰＷＭ１１２ではなくＰＷＭ５１２に接続される点が異なる。

図１２に図１１に示した二相式絶縁形コンバータ５００の各部の電圧波形を示す。ここで、スイッチング素子Ｓiaのドレイン・ソース間の電圧をＶsia、スイッチング素子Ｓibのドレイン・ソース間の電圧をＶsib、スイッチング素子Ｓimのドレイン・ソース間の電圧をＶsim、キャパシタＣia及びＣibの両端に生じる電圧をＶci、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧をＶwoa、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧をＶwob、負荷Ｒの出力電圧をＶoとする。なお、電圧Ｖia，Ｖib及びＶsimについては、オンとオフを入れ替えれば、各スイッチング素子のゲートに印加される電圧となる。

状態Ｉでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。従って、図１３（ａ）に示す一次巻線側の等価回路のように、入力直流電源ＶiとキャパシタＣiaがトランスＴrsaに、入力直流電源ＶiとキャパシタＣibがトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、図示していないが、状態Ｉでは二次巻線側に正の電圧が誘導される。電圧値などについては後に詳述する。従って、状態Ｉでは、入力直流電圧Ｖi及びキャパシタＣiaの電圧Ｖci（＝Ｖcia＝Ｖcibとする）に応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力直流電圧Ｖi及びキャパシタＣibの電圧Ｖciに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoa及びダイオードＤobの順方向に電流が流れ、これらの電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。この状態Ｉは、キャパシタＣia及びＣibの充電期間である。

状態ＩＩでは、スイッチング素子Ｓiaはオン、スイッチング素子Ｓibはオフ、スイッチング素子Ｓimはオンとなる。従って、図１３（ｂ）に示す一次巻線側の等価回路のように、入力直流電源ＶiとキャパシタＣiaはトランスＴrsaに接続され、キャパシタＣibはトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、図示していないが、状態ＩＩではトランスＴrsaの二次巻線側には正の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には負の電圧が誘導される。電圧値などについては後に詳述する。従って、状態ＩＩでは、入力直流電圧Ｖi及びキャパシタＣiaの電圧Ｖciに応じた電圧Ｖwoa（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらにキャパシタＣibの電圧Ｖciに応じた電圧Ｖwob（＝Ｖci／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤoaの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤobにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＩは、キャパシタＣiaの充電期間、キャパシタＣibの放電期間である。

状態IIIでは、スイッチング素子Ｓia及びスイッチング素子Ｓibはオンとなり、スイッチング素子Ｓimはオフとなる。これは状態Ｉと同じであるから、説明を省略する。

状態ＩＶでは、スイッチング素子Ｓiaはオフとなり、スイッチング素子Ｓim及びスイッチング素子Ｓibはオンとなる。従って、図１３（ｃ）に示す一次巻線側の等価回路のように、キャパシタＣiaはトランスＴrsaに接続され、入力直流電源ＶiとキャパシタＣibはトランスＴrsbに接続される。トランスＴrsa及びトランスＴrsbは、一次巻線と二次巻線が同極性となっているため、図示していないが、状態ＩＶではトランスＴrsaの二次巻線側には負の電圧が誘導され、トランスＴrsbの二次巻線側には正の電圧が誘導される。電圧値などについては後に詳述する。従って、状態ＩＶでは、キャパシタＣiaの電圧Ｖciに応じた電圧Ｖwoa（＝Ｖci／ｎ）がトランスＴrsaの二次巻線側に誘導され、さらに入力直流電圧Ｖi及びキャパシタＣibの電圧Ｖciに応じた電圧Ｖwob（＝（Ｖi−Ｖci）／ｎ）がトランスＴrsbの二次巻線側に誘導される。この場合には、ダイオードＤobの順方向に電流が流れ、この電流にて負荷Ｒに出力電圧Ｖoが生成される。一方、トランスＴrsaの二次巻線側に誘導される電圧は逆であるため、ダイオードＤoaにより半波整流され、電流は流れない。この状態ＩＶは、キャパシタＣiaの放電期間、キャパシタＣibの充電期間である。

図１２に示すように、トランスＴrsaの二次巻線側の誘起電圧Ｖwoaは、状態Ｉ，ＩＩ及びIIIの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤoaを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＶの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤoaにより電流は遮断される。一方、トランスＴrsbの二次巻線側の誘起電圧Ｖwobは、状態III，ＩＶ及びＩの期間Ｔ1の間正の電圧となり、ダイオードＤobを介して負荷Ｒに電流が流れる。また、状態ＩＩの期間Ｔ2の間負の電圧となり、ダイオードＤobにより電流は遮断される。このようにスイッチング素子が３つであっても、４つの場合と同様の状態遷移が実現できる。

このようにキャパシタＣia及びキャパシタＣibに十分な容量を与えて直流電圧を作り出せば、各トランスの二次巻線側には図１２に示すような矩形波電圧が誘導される。従って、これらの波形をダイオードＤoa及びＤobにより半波整流して重ね合わせれば、平滑用キャパシタＣoがなくとも直流電圧Ｖoを生成することができる。但し、実際の回路において平滑用キャパシタＣoを設ける理由は、第１の実施の形態と同じである。

なお、二相式絶縁形コンバータ５００においても、上で述べたように（Ｖi−Ｖci）／ｎという電圧がトランスの二次巻線側に誘導される。従って、本実施の形態でも、電源投入時に、制御部５１０のＰＷＭ５１２を動作させず、充放電コントローラ５２０を動作させる。充放電コントローラ５２０は、電源投入時には、キャパシタＣia及びＣibに入力直流電源Ｖiから電荷を供給し、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧を上昇させる。

より具体的には、電源投入時に制御部１２１は、スイッチＳ1をオンにスイッチＳ2をオフに設定し、入力直流電源ＶiとキャパシタＣia及びＣibを接続し、キャパシタＣia及びＣibに電荷をチャージする。その際、Ｖci検出回路１２２は、キャパシタＣia及びＣibにおける電圧Ｖciを監視し、キャパシタＣia及びＣibの端子間電圧Ｖci＝Ｖiを検出すると、制御部１２１に信号を出力する。制御部１２１は、Ｖci検出回路１２２からの信号に応じて、スイッチＳ1をオフに設定し、ＰＷＭ５１２に制御処理を開始させるように信号を出力する。

そしてＰＷＭ５１２は第１の実施の形態で述べたように通常のソフトスタート時のスイッチング制御を実施する。

なお、トランスの二次巻線側には、ダイオードＤoa及びＤobが接続される例を示したが、ダイオードＤoaの代わりにスイッチング素子Ｓiaと同じようにスイッチングが制御されるスイッチング素子を、ダイオードＤobの代わりにスイッチング素子Ｓibと同じようにスイッチングが制御されるスイッチング素子を用いることができる。

以上のような構成により、二相式絶縁形コンバータ５００においてもソフトスタートが可能となり、さらに過渡応答特性の向上も図ることができる。

以上本発明の実施の形態を述べたが、回路は様々に変形可能であって、二相式絶縁形コンバータに、上で述べたような起動時の問題が生ずる場合には、上で述べたような充放電コントローラを設けることにより、ソフトスタートが可能となる。さらに、負荷急変時などにおける過渡応答特性を向上させることができる。

第１の実施の形態に係る回路図である。第１乃至第４の実施の形態における回路各部の電圧波形図である。（ａ）は第１の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第１の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第１の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。充放電コントローラの回路図である。第２の実施の形態に係る回路図である。（ａ）は第２の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第２の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第２の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。第３の実施の形態に係る回路図である。（ａ）は第３の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第３の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第３の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。第４の実施の形態に係る回路図である。（ａ）は第４の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第４の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第４の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。第５の実施の形態に係る回路図である。第５の実施の形態における回路各部の電圧波形図である。（ａ）は第５の実施の形態に係る回路の状態Ｉにおける等価回路、（ｂ）は第５の実施の形態に係る回路の状態ＩＩにおける等価回路、（ｃ）は第５の実施の形態に係る回路の状態ＩＶにおける等価回路を示す図である。

符号の説明

Ｖi 入力直流電源Ｓim，Ｓia，Ｓib，Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ1b，Ｓ2b スイッチング素子
Ｃi キャパシタＴrsa,Ｔrsb トランスＤoa，Ｄob ダイオード
Ｃo 平滑用キャパシタＲ負荷
１００，２００，３００，４００，５００二相式絶縁形コンバータ
１１０，５１０制御部
１２０，２２０，３２０，４２０，５２０充放電コントローラ
１２１制御部１２２Ｖci検出回路

Claims

第１及び第２のトランスと、
前記第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続される蓄電部と、
前記第１及び第２のトランスの一次巻線側に接続されるスイッチング部と、
前記スイッチング部のスイッチングを制御して、前記第１及び第２のトランスの各々に対する前記蓄電部の充電期間と放電期間とを切り替えながら、前記第１のトランスの二次巻線側と前記第２のトランスの二次巻線側とに位相が反転した矩形波電圧を誘導させる制御部と、
前記第１及び第２のトランスの二次巻線側に接続され、前記第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導された前記矩形波電圧を半波整流して負荷に重ねて出力させる整流部と、
前記蓄電部に接続され、起動時に前記第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧を定常状態の電圧より抑えるように前記蓄電部に電荷をチャージするチャージ制御部と、
を有する電源装置。
前記チャージ制御部が、前記負荷における出力電圧の変化を検出し、前記蓄電部の充電又は放電を行わせる回路を有する請求項１記載の電源装置。
前記チャージ制御部が、
前記起動時に前記第１及び第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧がゼロになるように前記蓄電部に電荷をチャージする
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記制御部が、
前記チャージ制御部による前記蓄電部に対する電荷のチャージ後に、前記第１及び第２のトランスの各々に対する前記蓄電部の放電期間を定常状態の長さより短くなるように前記スイッチング部のスイッチングを制御し、
前記定常状態移行時までに前記蓄電部の前記放電期間を前記定常状態の長さまで長くする
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記第１及び第２のトランスの各々に対する前記蓄電部の充電期間において前記第１又は第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧による電流が負荷に出力されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記第１及び第２のトランスの各々に対する前記蓄電部の放電期間において前記第１又は前記第２のトランスの二次巻線側に誘導される電圧が前記整流部により遮断されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。