JP2005214925A - 停電検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】マイコン13の動作電圧に近い電源電圧の直流電源16の場合であっても、停電として誤検出せず、停電を検出した後に直流電源16が復電した場合は停電信号Fを解除でき、且つ精度の高い電圧値での停電検出及び停電信号Fの解除を行なえる停電検出回路を提供する。
【解決手段】停電を検出していない状態で、DC−DCコンバータ21の出力電圧は帰還抵抗R24と抵抗R26とが並列接続した抵抗値と抵抗R23とにより分圧され、停電検出用の基準電圧としてコンパレータ24の+側に入力される。停電が検出された後、コンパレータ24の基準電圧はDC−DCコンバータ21の出力電圧を抵抗R25および帰還抵抗R24が直列接続した抵抗値と抵抗R23とを並列接続し、当該並列抵抗と抵抗R26とにより分圧された電圧まで引き上げられ停電信号Fの解除電圧に設定される。抵抗R23等は抵抗値許容誤差の少ない金属被膜抵抗R23等を用いる。
【選択図】 図1
【解決手段】停電を検出していない状態で、DC−DCコンバータ21の出力電圧は帰還抵抗R24と抵抗R26とが並列接続した抵抗値と抵抗R23とにより分圧され、停電検出用の基準電圧としてコンパレータ24の+側に入力される。停電が検出された後、コンパレータ24の基準電圧はDC−DCコンバータ21の出力電圧を抵抗R25および帰還抵抗R24が直列接続した抵抗値と抵抗R23とを並列接続し、当該並列抵抗と抵抗R26とにより分圧された電圧まで引き上げられ停電信号Fの解除電圧に設定される。抵抗R23等は抵抗値許容誤差の少ない金属被膜抵抗R23等を用いる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、マイクロコンピュータ(以下、「マイコン」と略す。)を備えた電子機器における停電検出回路に関し、特に、直流電源に接続された直流−直流変換供給電源装置(DC-DC power conversion supply system : 以下、「DC−DCコンバータ」と言う。)から安定化された電圧を供給される所定の動作電圧を有するマイコンと、上記DC−DCコンバータの出力電圧を監視してその出力電圧が上記所定の動作電圧以下に低下した場合にマイコンへリセット信号を送るリセット回路とを備えた電子機器における停電検出回路に関する。
一般に、直流電源からマイコンへ直流電圧を供給する場合、直流電源の電源電圧の低下を監視するために停電検出回路が設けられている。図2は、従来の直流電源の停電検出回路を含む電子機器の一例を示す回路図である。図2において、符号16は直流電源、11は直流電源16に接続され別個の安定化された小容量の電源を供給するDC−DCコンバータ、12はDC−DCコンバータ11に接続されDC−DCコンバータ11からの出力電圧を監視するリセット回路、13はDC−DCコンバータ11およびリセット回路12に接続されたマイコンである。図2に示されるように、DC−DCコンバータ11からの出力電圧はマイコン13へ供給されると共にリセット回路12により監視されており、当該出力電圧がマイコン13の動作電圧より低くなった場合、リセット回路12からマイコン13へリセット信号Rが出力される。マイコン13はリセット信号Rが入力された場合、すべての動作を停止する。
図2において、符号15(点線で囲まれた部分)は停電検出回路である。停電検出回路15は、直流電源16の電源電圧が低下した場合、リセット回路12から出力されるリセット信号Rがマイコン13へ入力されマイコン13がその動作を停止してしまう前に、マイコン13へ停電予告である停電信号Fを伝える機能を有している。そのために停電検出回路15は直流電源16の電源電圧の監視を行なう。
次に、停電検出回路15の動作を説明する。図2に示されるように、直流電源16の電源電圧はツェナーダイオードZD11を介してツェナー電圧分だけ電圧降下し、さらにツェナーダイオードZD11に直列に接続された標準的な炭素被膜抵抗R11およびR12により分圧される。この分圧された接点P1における電圧が入力電圧としてコンパレータ14の−(マイナス)側に入力される。コンパレータ14から出力される停電信号Fは、停電を検出していない状態ではLowレベルとなっている。この状態では、DC−DCコンバータ11の出力電圧は標準的な炭素被膜抵抗R13およびR14により分圧され、分圧された接点P2における電圧が停電検出用の基準電圧としてコンパレータ14の+(プラス)側に入力される。
ここで、直流電源16の電源電圧が低下して、コンパレータ14の−側の電圧(接点P1における電圧)が基準電圧である+側の電圧(接点P2における電圧)より低下した場合、コンパレータ14からの出力はハイインピーダンス(Highレベル)となる。この場合、コンパレータ14の+側の電圧は停電検出電圧である。一方、DC−DCコンバータ11に接続された他の標準的な炭素被膜抵抗R15によりDC−DCコンバータ11の出力電圧が供給され、停電信号Fがマイコン13へ出力される。この後、コンパレータ14の基準電圧である+側の電圧がDC−DCコンバータ11の出力電圧まで引き上げられて、停電信号Fの解除電圧に設定される。つまり、帰還抵抗R14を設けることにより、コンパレータ14の出力がHighレベルになる時の閾値電圧ThL(停電検出電圧)とLowレベルになる時の閾値電圧ThH(解除電圧)との2つの閾値電圧(ThL<ThH)を設けることができる。出力がHighレベルとLowレベルとの間(出力フルスケール)に対するヒステリシス(閾値電圧の差:ThH−ThL)は、抵抗R13とR14との比率で決めることができる。以上のようにしてコンパレータ14をヒステリシス・コンパレータとして用いることにより、コンパレータ14の入力電圧である−側の電圧にノイズが乗ってしまい、基準電圧である+側の電圧付近で上下した場合であっても、2つの閾値電圧によりコンパレータ14の出力は安定するため、停電信号Fのチャタリングを防ぐことができる。以上のようなツェナーダイオードZD11を用いた停電検出回路は例えば特許文献1に記載されている。
上述のように、従来の停電検出回路では、ツェナーダイオードZD11のツェナー電圧を利用して直流電源16の電源電圧の降圧または停電検出電圧の設定を行なっている。しかし、ツェナーダイオードZD11のツェナー電圧の特性はバラツキがあるため、降圧する電圧または停電検出電圧自体にバラツキが発生してしまうこととなる。この結果、マイコン13の動作電圧に近い電源電圧の直流電源16の場合、停電が発生していなくても誤って停電として検出してしまう可能性があるという問題があった。
停電が検出された場合は、その後、コンパレータ14の基準電圧である+側の電圧は帰還抵抗R14によりDC−DCコンバータ11の出力電圧まで引き上げられる。しかし、マイコン13の動作電圧に近い電源電圧の直流電源16の場合、定格の電源電圧の状態においてもコンパレータ14の入力電圧である−側の電圧は、抵抗R11とR12との分圧抵抗比によりDC−DCコンバータ11の出力電圧に満たない場合もある。この結果、停電を検出した後に直流電源16が復電しても解除電圧に達することができないため、停電信号Fを解除することができないという問題があった。
上述のように、従来の停電検出回路では、コンパレータ14に接続している抵抗R11、R12、R13、R14およびR15は標準的な炭素被膜抵抗を使用している。このため抵抗値許容誤差により、コンパレータ14の入力電圧である−側の電圧および基準電圧である+側の電圧がバラツキを生じ、精度の高い電圧値での停電検出および停電信号Fの解除をすることができないという問題があった。
そこで、本発明の目的は、上記問題を解決するためになされたものであり、マイコン13の動作電圧に近い電源電圧の直流電源16の場合であっても、誤って停電として検出してしまうことなく、停電を検出した後に直流電源16が復電した場合は停電信号Fを解除することができ、且つ精度の高い電圧値での停電検出および停電信号Fの解除をすることができる停電検出回路を提供することにある。
本発明の停電検出回路は、直流電源に接続されたDC−DCコンバータから安定化された電圧を供給される所定の動作電圧を有するマイクロコンピュータと、該DC−DCコンバータの出力電圧を監視して該出力電圧が該所定の動作電圧以下に低下した場合に該マイクロコンピュータへリセット信号を送るリセット回路とを備えた電子機器における停電検出回路であって、前記直流電源の電源電圧を分圧する2つの分圧抵抗と、前記DC−DCコンバータの出力電圧を分圧する、前記2つの分圧抵抗と異なる他の2つの分圧抵抗と、前記2つの分圧抵抗間の接点に入力電圧側が接続され、前記他の2つの分圧抵抗間の接点に基準電圧側が接続され、出力側が前記DC−DCコンバータの出力電圧を分圧する、前記他の2つの分圧抵抗と異なる別の分圧抵抗と接続されたコンパレータと、前記コンパレータの出力側と基準電圧側との間に接続された帰還抵抗とを備え、前記直流電源の電源電圧が低下して前記コンパレータの入力電圧が基準電圧より低下した場合、前記DC−DCコンバータの出力電圧を前記別の分圧抵抗を介して前記マイクロコンピュータへ停電を予告する停電信号として出力し、その後、前記帰還抵抗を用いることにより前記コンパレータの基準電圧を停電信号の解除電圧まで引き上げることを特徴とする。
ここで、本発明の停電検出回路において、前記停電信号の解除電圧は、前記DC−DCコンバータの出力電圧を、前記別の分圧抵抗及び前記帰還抵抗が直列接続した抵抗値と前記他の2つの分圧抵抗の内前記DC−DCコンバータ側の分圧抵抗とを並列接続し、当該並列接続した抵抗と前記他の2つの分圧抵抗の内前記DC−DCコンバータ側の分圧抵抗ではない方の分圧抵抗とにより分圧した電圧であるものとすることができる。
ここで、本発明の停電検出回路において、前記各分圧抵抗及び前記帰還抵抗は抵抗値許容誤差が炭素被膜抵抗より小さい金属被膜抵抗であるものとすることができる。
本発明の停電検出回路では、直流電源の電源電圧の降圧または停電検出電圧の設定に従来の停電検出回路と異なりツェナーダイオードのツェナー電圧を利用しない。この結果、降圧する電圧または停電検出電圧自体にバラツキが発生してしまうことがないため、マイコンの動作電圧に近い電源電圧の直流電源の場合に、停電が発生していなくても誤って停電として検出してしまうという可能性をなくすことができるという効果がある。
本発明の停電検出回路では、停電を検出していない状態において、DC−DCコンバータの出力電圧は帰還抵抗と抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗とを用いて分圧され、停電検出用の基準電圧としてコンパレータの+側に入力される。停電が検出され停電信号が出力された後、コンパレータの基準電圧である+側の電圧は、DC−DCコンバータの出力電圧を上記金属被膜抵抗および帰還抵抗を用いて分圧された電圧まで引き上げられて、停電信号の解除電圧に設定される。抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗および帰還抵抗の組合せによる分圧電圧をコンパレータへ入力することにより、停電検出電圧と停電信号解除電圧との間の電位差を小さくすることができる。この結果、マイコンの動作電圧に近い電源電圧の直流電源の場合に、停電を検出した後に直流電源が復電しても解除電圧に達することができず停電信号を解除することができないという問題を解消することができるという効果がある。
上述のように、本発明の停電検出回路では従来の停電検出回路において用いられた標準的な炭素被膜抵抗に替えて抵抗値許容誤差の少ない金属被膜抵抗を使用している。このためコンパレータの入力電圧である−側の電圧および基準電圧である+側の電圧がバラツキを生じることなく、精度の高い電圧値での停電検出および停電信号の解除を行なうことができるという効果がある。
以下、実施例について図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施例における直流電源の停電検出回路を含む電子機器を示す回路図である。図1において、符号26は直流電源、21は直流電源26に接続され別個の安定化された小容量の電圧を供給するDC−DCコンバータ、22はDC−DCコンバータ21に接続されDC−DCコンバータ21からの出力電圧を監視するリセット回路、23はDC−DCコンバータ21およびリセット回路22に接続されたマイコンである。図1に示されるように、DC−DCコンバータ21からの出力電圧はマイコン23へ供給されると共にリセット回路22により監視されており、当該出力電圧がマイコン23の動作電圧より低くなった場合、リセット回路22からマイコン23へリセット信号Rが出力される。マイコン23はリセット信号Rが入力された場合、すべての動作を停止する。
図1において、符号25(点線で囲まれた部分)は本発明の一実施例における停電検出回路である。停電検出回路25は、直流電源26の電源電圧が低下した場合、リセット回路22から出力されるリセット信号Rがマイコン23へ入力されマイコン23がその動作を停止してしまう前に、マイコン23へ停電予告である停電信号Fを伝える機能を有している。そのために停電検出回路25は直流電源26の電源電圧の監視を行なう。
次に、停電検出回路25の動作を説明する。図1に示されるように、直流電源26の電源電圧は直列に接続された抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R21およびR22(2つの分圧抵抗)により分圧される。停電検出回路25では従来の停電検出回路15と異なり抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R21等を使用するため、精度の高い分圧比で入力電圧である接点P1における電圧を入力電圧としてコンパレータ24の−側に入力することができる。
コンパレータ24から出力される停電信号Fは、停電を検出していない状態ではLowレベルとなっている。このため、抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗(帰還抵抗)R24の片側でありコンパレータ24の出力である停電信号Fに接続している方(接点P3)は、等価的に直流電源26の−側に接続している状態となっている。この状態では、DC−DCコンバータ21の出力電圧は帰還抵抗R24と抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R26(他の2つの分圧抵抗の内DC−DCコンバータ21側の分圧抵抗ではない方の分圧抵抗)とが並列接続した抵抗値と、抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R23(他の2つの分圧抵抗の内DC−DCコンバータ21側の分圧抵抗)とにより分圧され、分圧された接点P2における電圧が停電検出用の基準電圧としてコンパレータ24の+側に入力される。
ここで、直流電源26の電源電圧が低下して、コンパレータ24の入力電圧である−側の電圧(接点P1における電圧)が基準電圧である+側の電圧(接点P2における電圧)より低下した場合、コンパレータ24からの出力はハイインピーダンス(Highレベル)となる。この場合、コンパレータ24の+側の電圧は停電検出電圧である。一方、DC−DCコンバータ21に接続された他の抵抗値許容誤差の小さい金属被膜R25(別の分圧抵抗)によりDC−DCコンバータ21の出力電圧が供給され、停電を予告する停電信号Fとしてマイコン23へ出力される。
この後、帰還抵抗R24はコンパレータ24の出力が上述のようにハイインピーダンス(Highレベル)となるため未接続状態となり、帰還抵抗R24と抵抗R26とが並列接続した状態から等価的に抵抗R25と直列接続された状態となる。この結果、コンパレータ24の基準電圧である+側の電圧は、DC−DCコンバータ21の出力電圧を、抵抗R25および帰還抵抗R24が直列接続した抵抗値と抵抗R23とを並列接続し、当該並列接続した抵抗と抵抗R26とにより分圧された電圧まで引き上げられて、停電信号Fの解除電圧に設定される。つまり、帰還抵抗R24を設けることにより、コンパレータ24の出力がHighレベルになる時の閾値電圧ThL(停電検出電圧)とLowレベルになる時の閾値電圧ThH(解除電圧)との2つの閾値電圧(ThL<ThH)を設けることができる。出力がHighレベルとLowレベルとの間(出力フルスケール)に対するヒステリシス(閾値電圧の差:ThH−ThL)は、帰還抵抗R24等の比率で決めることができる。以上のようにしてコンパレータ24をヒステリシス・コンパレータとして用いることにより、コンパレータ24の入力電圧である−側の電圧にノイズが乗ってしまい、基準電圧である+側の電圧付近で上下した場合であっても、2つの閾値電圧によりコンパレータ24の出力は安定するため、停電信号Fのチャタリングを防ぐことができる。
図1に示される回路において、例えば直流電源26の電源電圧が約4.9〜5.1Vであり、DC−DCコンバータ21の定格入力電圧が約4.5〜24Vであり、マイコン23の動作電圧(所定の動作電圧の例)が約3.3Vの場合、約4.5〜4.9Vの範囲で停電検出電圧および停電信号解除電圧の設定を行なうことが必要である。上述の本発明の一実施例である停電検出回路25を用いることにより、停電検出電圧を約4.5V、停電信号解除電圧を約4.7Vに設定することが可能となる。この停電検出電圧および停電信号解除電圧は、直流電源26の電源電圧が異なっても一定の電圧である。例えば直流電源26の電源電圧が24Vである場合でも、停電検出電圧を約4.5V、停電信号解除電圧を約4.7Vに設定することが可能となる。すなわち、停電検出電圧および停電信号解除電圧の検出精度を高くすることができ、異なる電源電圧であっても検出電圧を一定に保つことができる。
以上より、本発明の一実施例によれば、直流電源26の電源電圧の降圧または停電検出電圧の設定に従来の停電検出回路と異なり、ツェナーダイオードZD11のツェナー電圧を利用していない。この結果、降圧する電圧または停電検出電圧自体にバラツキが発生してしまうことがないため、マイコン23の動作電圧に近い電源電圧の直流電源26の場合に、停電が発生していなくても誤って停電として検出してしまうという可能性をなくすことができる停電検出回路25を提供することができる。
本発明の一実施例によれば、停電を検出していない状態において、DC−DCコンバータ21の出力電圧は帰還抵抗R24と抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R26とが並列接続した抵抗値と、抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R23とにより分圧され、分圧された接点P2における電圧が停電検出用の基準電圧としてコンパレータ24の+側に入力される。停電が検出された後、コンパレータ24の基準電圧である+側の電圧は、DC−DCコンバータ21の出力電圧を、抵抗R25および帰還抵抗R24が直列接続した抵抗値と抵抗R23とを並列接続し、当該並列接続した抵抗と抵抗R26とにより分圧された電圧まで引き上げられて、停電信号Fの解除電圧に設定される。以上のように、抵抗値許容誤差の小さい金属被膜抵抗R23、R25、R26および帰還抵抗R24の組合せによる分圧電圧をコンパレータ24へ入力することにより、停電検出電圧と停電信号解除電圧との間の電位差を小さくすることができる。この結果、マイコン23の動作電圧に近い電源電圧の直流電源26の場合に、停電を検出した後に直流電源26が復電しても解除電圧に達することができず停電信号Fを解除することができないという問題を解消することができる停電検出回路25を提供することができる。
本発明の一実施例によれば、従来の停電検出回路において用いられた標準的な炭素被膜抵抗に替えて抵抗値許容誤差の少ない金属被膜抵抗R23等を使用している。このためコンパレータ24の入力電圧である−側の電圧および基準電圧である+側の電圧がバラツキを生じることなく、精度の高い電圧値での停電検出および停電信号Fの解除を行なうことができる停電検出回路25を提供することができる。
本発明の活用例として、上述のように停電検出電圧および停電信号解除電圧の検出精度を高くすることができ、異なる電源電圧であっても検出電圧を一定に保つことができることから、メモリバックアップ機能を有し定格電圧が異なる直流電源に接続しても動作可能な可搬型の電子機器への適用が挙げられる。
11,21 DC−DCコンバータ、 12,22 リセット回路、 13,23 マイコン、 14,24 コンパレータ、 15 従来の停電検出回路、 16,26 直流電源、 25 本発明の停電検出回路。
Claims (3)
- 直流電源に接続されたDC−DCコンバータから安定化された電圧を供給される所定の動作電圧を有するマイクロコンピュータと、該DC−DCコンバータの出力電圧を監視して該出力電圧が該所定の動作電圧以下に低下した場合に該マイクロコンピュータへリセット信号を送るリセット回路とを備えた電子機器における停電検出回路であって、
前記直流電源の電源電圧を分圧する2つの分圧抵抗と、
前記DC−DCコンバータの出力電圧を分圧する、前記2つの分圧抵抗と異なる他の2つの分圧抵抗と、
前記2つの分圧抵抗間の接点に入力電圧側が接続され、前記他の2つの分圧抵抗間の接点に基準電圧側が接続され、出力側が前記DC−DCコンバータの出力電圧を分圧する、前記他の2つの分圧抵抗と異なる別の分圧抵抗と接続されたコンパレータと、
前記コンパレータの出力側と基準電圧側との間に接続された帰還抵抗とを備え、
前記直流電源の電源電圧が低下して前記コンパレータの入力電圧が基準電圧より低下した場合、前記DC−DCコンバータの出力電圧を前記別の分圧抵抗を介して前記マイクロコンピュータへ停電を予告する停電信号として出力し、その後、前記帰還抵抗を用いることにより前記コンパレータの基準電圧を停電信号の解除電圧まで引き上げることを特徴とする停電検出回路。 - 請求項1記載の停電検出回路において、前記停電信号の解除電圧は、前記DC−DCコンバータの出力電圧を、前記別の分圧抵抗及び前記帰還抵抗が直列接続した抵抗値と前記他の2つの分圧抵抗の内前記DC−DCコンバータ側の分圧抵抗とを並列接続し、当該並列接続した抵抗と前記他の2つの分圧抵抗の内前記DC−DCコンバータ側の分圧抵抗ではない方の分圧抵抗とにより分圧した電圧であることを特徴とする停電検出回路。
- 請求項1又は2記載の停電検出回路において、前記各分圧抵抗及び前記帰還抵抗は抵抗値許容誤差が炭素被膜抵抗より小さい金属被膜抵抗であることを特徴とする停電検出回路。
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