JP2005165917A - ２線式伝送器 - Google Patents

Abstract

【課題】 マイクロプロセッサ手段を使用しないアナログ電子回路による演算を用い、センサ信号のゲタ分が演算精度の障害とならない高速の２線式伝送器を実現する。
【解決手段】 プロセスの物理量変化に応じて基準周波数から所定の割合で増加又は減少する周波数を有するセンサ信号を電流出力に変換する２線式伝送器において、
前記センサ信号と前記基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力し、前記物理量変化に対応した周波数信号を出力するヘテロダイン回路を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、プロセスの物理量変化に応じて基準周波数から所定の割合で増加又は減少する周波数を有するセンサ信号を電流出力に変換する２線式伝送器に関する。

自励振する２個の振動子を有する振動式圧力センサ及びこのセンサを用いた２線式伝送器に関連する先行技術文献としては次のようなものがある。

特開平１−６８３７号公報 特開平３−２２０８０６号公報 横河技報Vol.36 No.1(1992) 「DPharp電子式差圧伝送器」

図４は、非特許文献３の図８に記載されている従来の２線式伝送器の一例を示す回路構成図である。伝送器は、点線のブロックＡで示したカプセル部と、Ｂで示した変換部とで構成されている。

カプセル部Ａにおいて、１は導入される高圧と低圧の差で変位する受圧ダイアフラム、２はこのダイアフラム上に形成された自励振する２個の振動子を有するレゾナントセンサである。これら要素に関する具体的な構造及び作動原理については、特許文献１に詳細に開示されている。

３は、レゾナントセンサ２の駆動回路であり、周波数の異なる２個の自励振回路ＯＳＣ１及びＯＳＣ２を有し、各自励振回路の基準周波数より測定する差圧のスパンに対応して一定割合で増加又は減少する周波数ｆｒ及びｆｃを有するセンサ信号を出力する。この自励振回路に関しては、特許文献２に詳細に開示されている。

４はカプセル部の温度センサであり、センサ信号ｆｒ及びｆｃの温度補償用である。５はカプセル部における各種信号処理のパラメータを設定するためのセンサパラメータ設定手段である。

変換部Ｂにおいて、６はマイクロプロセッサ手段であり、カプセル部Ａの駆動回路３からの２個のセンサ信号ｆｒ, ｆｃ、温度センサ４の測定値、センサパラメータ設定手段５の設定情報を入力する。さらに変換部Ｂのパラメータ設定手段７からの設定情報、温度センサ８の測定値、ゼロ調手段９からの外部ゼロ調節信号を入力して信号処理し、測定すべき差圧に比例したディジタル信号ｆｄを出力する。

マイクロプロセッサ手段６は、物理量に関する信号処理の他、レンジ設定、自己診断、通信制御の機能を有している。１０はクロック信号発生回路であり、マイクロプロセッサ手段６に動作クロック信号ＣＬを供給する。

１１は出力回路であり、マイクロプロセッサ手段６のディジタル信号ｆｄを入力してＤ/Ａ変換した後、測定すべき差圧のスパンに対応したスパンを有する例えば４−２０ｍＡの電流出力Ｉｏｕｔに変換して伝送線１４, １４´を介して外部に出力する。

１２はＨＡＲＴプロトコルで制御される通信回路であり、電流出力Ｉｏｕｔに重畳して受信計器側より伝送されるディジタル信号をマイクロプロセッサ手段６に渡し、マイクロプロセッサ側の情報を受けて出力回路１１の電流出力Ｉｏｕｔをディジタル変調して受信計器側に伝送する通信処理を実行する。

１３は電源回路であり、電流出力Ｉｏｕｔの固定分（４ｍＡ）の範囲で２線式伝送器を構成する各要素への動作電圧を供給する。２線式伝送器の必須要件として、全消費電流が電流出力Ｉｏｕｔの固定分以内にあることが求められているので、消費電流の小さい部品選定や消費電流を制限した使用方法が取られている。

１５は伝送線１４, １４´を介して外部に設けられた直流電源、１６は伝送線に直列挿入された受信抵抗であり、この抵抗による電圧信号が受信計器に導かれ、更にフィールドバスを経由して上位装置と通信する。

このような構成をとるマイクロプロセッサ手段を用いた従来の２線式伝送器では、マイクロプロセッサ手段の処理速度を上げるためにクロック信号ＣＬの周波数を高くすると前記の消費電流の問題が発生し、電流出力Ｉｏｕｔの固定分（４ｍＡ）の範囲で伝送器を構成することができなくなるので、現在の技術では処理速度は９０乃至２５０ｍＳｅｃが限界である。

一方、センサ信号の周波数は、ｆｒが１１０ｋＨＺ、ｆｃが６６ｋＨｚであり、これらが圧力変化によりリアルタイムに変化するので、応答速度は１０μＳｅｃのオーダーである。従って、伝送器としての応答速度は、マイクロプロセッサ手段の存在がボトルネックとなり、高速の２線式伝送器実現の障害要因となっている。

そこで、マイクロプロセッサ手段を使用しないで、高速かつ低消費電流のアナログ電子回路でセンサ信号ｆｒ, ｆｃの演算を実行することを仮定する。この場合、センサ信号の変化率Δｆ／Ｆは１０％程度であるから、この信号をダイレクトにアナログのＤＣ電圧に変換すると、変換されたＤＣ電圧の９０％が信号とは関係無いゲタ分となり、信号分はわずか１０％である。

振動式センサでは、２個の周波数ｆｒとｆｃの差を演算することで初めて物理量に比例した信号が得られる。ｆｃとｆｒの周波数は前記のように異なっており、ＤＣに変換した電圧も異なる。それらを引き算する場合、ゲタ分の処理が演算精度上大きな課題となり、アナログ電子回路による高速の２線式伝送器実現の障害要因となっている。

従って本発明が解決しようとする課題は、マイクロプロセッサ手段を使用しないアナログ電子回路による演算を用い、センサ信号のゲタ分が演算精度の障害とならない高速の２線式伝送器を実現することにある。

このような課題を達成するために、本発明の構成は次の通りである。
（１）プロセスの物理量変化に応じて基準周波数から所定の割合で増加又は減少する周波数を有するセンサ信号を電流出力に変換する２線式伝送器において、
前記センサ信号と前記基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力し、前記物理量変化に対応した周波数信号を出力するヘテロダイン回路を備えたことを特徴とする２線式伝送器。

（２）前記センサは、周波数の異なる第１及び第２基準周波数に対して一方は増加し、他方は減少する第１及び第２センサ信号を出力することを特徴とする（１）に記載の２線式伝送器。

（３）前記第１センサ信号と前記第１基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力する第１ヘテロダイン回路と、
前記第２センサ信号と前記第２基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力する第２ヘテロダイン回路と、
を備えたことを特徴とする（２）に記載の２線式伝送器。

（４）前記第１ヘテロダイン回路より出力される前記第１基準周波数から増加又は減少する前記物理量に対応した周波数信号を電圧信号に変換する第１Ｆ／Ｖ変換回路と、
前記第２ヘテロダイン回路より出力される前記第２基準周波数から減少又は増加する前記物理量に対応した周波数信号を電圧信号に変換する第２Ｆ／Ｖ変換回路と、
これら第１及び第２Ｆ／Ｖ変換回路の出力差を電流出力に変換するＶ／Ｉ変換回路と、
を備えたことを特徴とする（３）に記載の２線式伝送器。

（５）前記センサは、圧力の差により変位するダイアフラム上に設けられた、自励振する第１及び第２振動子で形成されたことを特徴とする（１）乃至（４）のいずれかに記載の２線式伝送器。

（６）前記第１及び第２ヘテロダイン回路に入力される基準周波数信号の近傍周波数信号は、前記第１及び第２基準周波数の間の周波数を有することを特徴とする（３）乃至（５）のいずれかに記載の２線式伝送器。

以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
（１）マイクロプロセッサ手段を使用しないアナログ電子回路構成をとることにより、電流出力Ｉｏｕｔの固定分（４ｍＡ）の範囲内の消費電流で高速の２線式伝送器を実現することができる。
（２）ヘテロダイン回路の導入により、センサ信号のゲタ分が除かれるので、ゲタ分が演算精度の障害とならない高速の２線式伝送器を実現することができる。

以下、本発明を図面により詳細に説明する。図１は本発明を適用した２線式伝送器の一実施形態を示す回路構成図である。図４で説明した従来伝送器と同一要素には同一符号を付し、説明を省略する。以下、本発明の特徴部につき説明する。

図１において、２１及び２２は、図４で示したレゾナントセンサ２を構成する自励振する第１及び第２振動子であり、第１振動子２１はダイアフラムの周辺部に配置され、高い周波数（１１０ｋＨｚ）で励振され、この周波数より物理量の変化に応じて所定の割合で周波数が増加するセンサ信号ｆｒを駆動回路３を介して出力する。

第２振動子２２はダイアフラムの中央部に配置され、低い周波数（６６ｋＨｚ）で励振され、この周波数より物理量の変化に応じて所定の割合で周波数が減少するセンサ信号ｆｃを駆動回路３を介して出力する。

１０１及び１０２は本発明の特徴部を形成する第１及び第２ヘテロダイン回路である。１０３ｒ及び１０３ｃは、第１及び第２基準周波数発生回路である。第１基準周波数発生回路１０３ｒは、高い周波数（１１０ｋＨｚ）の基準周波数信号ｆｘｒを発生する。第２基準周波数発生回路１０３ｃは、低い周波数（６６ｋＨｚ）の基準周波数信号ｆｘｃを発生する。

第１ヘテロダイン回路１０１は、センサ信号ｆｒと第１基準周波数信号ｆｘｒを入力し、ヘテロダイン検波により物理量変化に対応して増加する周波数信号Ｆｘｒを出力する。同様に、第２ヘテロダイン回路１０２は、センサ信号ｆｃと第２基準周波数信号ｆｘｃを入力し、ヘテロダイン検波により物理量変化に対応して減少する周波数信号Ｆｘｃを出力する。

１０４及び１０５は、第１及び第２Ｆ／Ｖ変換回路であり、夫々周波数信号Ｆｘｒ及びＦｘｃを入力し、電圧信号Ｖｒ及びＶｃを出力する。１０６は差動増幅器であり、電圧信号Ｖｒ及びＶｃの差（Ｖｒ−Ｖｃ）を演算して出力する。

１０７は、Ｖ／Ｉ変換回路であり、電圧信号（Ｖｒ−Ｖｃ）を入力し、そのスパンに対応した電流出力Ｉｏｕｔ（４−２０ｍＡ）に変換して伝送線１４, １４´に供給する。１０８はゼロ調節回路、１０９はスパン調節回路である。

図２により、第１ヘテロダイン回路１０１の基本回路構成を説明する。センサ信号ｆｒは第１のローパスフィルタＬＰＦ−１、バッファ増幅器Ｑ１を経て一対のバッファ増幅器Ｑ２及びＱ３に分配される。

バッファ増幅器Ｑ２及びＱ３の出力は、可逆的に開閉操作されるスイッチＳＷ１及びＳＷ２を介して第２のローパスフィルタＬＰＦ−２に導かれる。スイッチＳＷ１は第１基準周波数信号発生回路１０３ｒの基準周波数信号ｆｘｒで開閉操作され、スイッチＳＷ２は基準周波数信号ｆｘｒの位相を反転するインバータＩＮＶを介して開閉操作される。

センサ信号ｆｒをフーリエ展開すると、
fr=4/π{sin(2πfrt)+ sin(6πfrt)/3+ sin(10πfrt)/5+…} （１）
となるが、高周波成分は第１のローパスフィルタＬＰＦ−１で除去されるので、基本的には周波数ｆｒの正弦波となる。

スイッチＳＷ１及びＳＷ２によるｆｒとｆｘｒとのスイッチングにより得られるヘテロダイン検波出力Ｆｘｒ´は、
Fxr´=sin(2πfxrt)* sin(2πfrt)
=0.5sin{2π(fxr+fr)t}+0.5sin{2π(fxr-fr)t} （２）
となる。

この信号を第２のローパスフィルタＬＰＦ−２に入れることで、（２）式第１項の和の成分を除去して、
Fxr=0.5sin{2π(fxr-fr)t} （３）
が得られる。

第２ヘテロダイン回路１０２の構成、作用も同様であり、その出力Ｆｘｃは、
Fxc=0.5sin{2π(fxc-fc)t} （４）
が得られる。

図３は、本発明の他の実施形態を示す２線式伝送器の回路構成図である。図１の実施形態では、基準周波数信号ｆｘｒ及びｆｘｃを発生する２個の基準周波数発生回路１０３ｒ及び１０３ｃを設けた構成を示したが、図３では１個の基準周波数発生回路１０３により、基準周波数信号ｆｘｒ及びｆｘｃの中間の周波数を有する基準周波数信号ｆｘｍを第１及び第２ヘテロダイン回路１０１及び１０２に共通に供給する。

ｆｘｒが１１０ｋＨｚ、ｆｘｃが６６ｋＨＺとしたとき、ｆｘｍは例えば９０ｋＨｚに選定する。このようにｆｘｍをずらすことによって、物理量がゼロのときにヘテロダイン回路の出力周波数はゲタ分を持つことになるが、その影響は小さく、基準周波数信号を単一にして回路構成を簡略化するメリットが大きい。

以上説明したヘテロダイン回路を導入した本発明の効果を検証すると、ヘテロダイン回路を用いないで直接Ｆ／Ｖ変換回路にて１００ｋＨｚを０−１Ｖに変換する設定とした場合、物理量のスパン変化で周波数が１００ｋＨｚから１１０ｋＨｚに変化すると仮定すると、得られるアナログ電圧は１Ｖから１．１Ｖである。即ち、外乱のゲタ分の１Ｖの上にて得られるアナログ有効電圧は０．１Ｖにすぎない。

これに対して、図３の実施形態で基準周波数信号ｆｘｍを９０ｋＨｚとした場合、ヘテロダイン回路により、Ｆｘｒ値は１０ｋＨｚから２０ｋＨｚの変化となり、Ｆ／Ｖ変換回路にて２０ｋＨｚを０−１Ｖに変換する設定とすれば、得られるアナログ電圧は、０．５Ｖから１．０Ｖである。

ヘテロダイン回路を使用しない場合のＳ／Ｎは、０．１／１＝０．１であるが、ヘテロダイン回路を用いた本発明のＳ／Ｎは、０．５／０．５＝１となり、ヘテロダイン回路の導入でＳ／Ｎが１０倍に改善されたことがわかる。

本発明を適用した２線式伝送器の一実施形態を示す回路構成図である。 第１ヘテロダイン回路の基本構成図である。 本発明の他の実施形態を示す２線式伝送器の回路構成図である。 従来の２線式伝送器の一例を示す回路構成図である。

符号の説明

２１ 第１振動子
２２ 第２振動子
３ 駆動回路
３１ 第１自励振回路
３２ 第２自励振回路
１０１ 第１ヘテロダイン回路
１０２ 第２ヘテロダイン回路
１０３ｒ 第１基準周波数発生回路
１０３ｃ 第２基準周波数発生回路
１０４ 第１Ｆ／Ｖ変換回路
１０５ 第２Ｆ／Ｖ変換回路
１０６ 差動増幅器
１０７ Ｖ／Ｉ変換回路
１０８ゼロ調節回路
１０９スパン調節回路
１４、１４´ 伝送線
１５ 直流電源
１６ 負荷抵抗

Claims (6)

1. プロセスの物理量変化に応じて基準周波数から所定の割合で増加又は減少する周波数を有するセンサ信号を電流出力に変換する２線式伝送器において、
   前記センサ信号と前記基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力し、前記物理量変化に対応した周波数信号を出力するヘテロダイン回路を備えたことを特徴とする２線式伝送器。
2. 前記センサは、周波数の異なる第１及び第２基準周波数に対して一方は増加し、他方は減少する第１及び第２センサ信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の２線式伝送器。
3. 前記第１センサ信号と前記第１基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力する第１ヘテロダイン回路と、
   前記第２センサ信号と前記第２基準周波数信号又はその近傍周波数信号とを入力する第２ヘテロダイン回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項２に記載の２線式伝送器。
4. 前記第１ヘテロダイン回路より出力される前記第１基準周波数から増加又は減少する前記物理量に対応した周波数信号を電圧信号に変換する第１Ｆ／Ｖ変換回路と、
   前記第２ヘテロダイン回路より出力される前記第２基準周波数から減少又は増加する前記物理量に対応した周波数信号を電圧信号に変換する第２Ｆ／Ｖ変換回路と、
   これら第１及び第２Ｆ／Ｖ変換回路の出力差を電流出力に変換するＶ／Ｉ変換回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項３に記載の２線式伝送器。
5. 前記センサは、圧力の差により変位するダイアフラム上に設けられた、自励振する第１及び第２振動子で形成されたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の２線式伝送器。
6. 前記第１及び第２ヘテロダイン回路に入力される基準周波数信号の近傍周波数信号は、前記第１及び第２基準周波数の間の周波数を有することを特徴とする請求項３乃至５のいずれかに記載の２線式伝送器。
   
   

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