JP2005055375A - 衛星測位システム及び衛星測位方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】 減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位システムを提供することを目的とする。
【解決手段】衛星からの信号を受信機端末が受信し、衛星と受信機端末との間の疑似距離を求める衛星測位システムである。受信機端末は、疑似パターンＡを記憶させる疑似パターン部22と、搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号を記憶する記憶部７と、疑似パターンＡを作用させ搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部８と、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算する第二演算部９と、同期加算した同期加算ＰＮ信号とレプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部10と、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し遅延値から疑似距離を求める疑似距離検出装置19と、を備える。
【選択図】 図８
【解決手段】衛星からの信号を受信機端末が受信し、衛星と受信機端末との間の疑似距離を求める衛星測位システムである。受信機端末は、疑似パターンＡを記憶させる疑似パターン部22と、搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号を記憶する記憶部７と、疑似パターンＡを作用させ搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部８と、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算する第二演算部９と、同期加算した同期加算ＰＮ信号とレプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部10と、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し遅延値から疑似距離を求める疑似距離検出装置19と、を備える。
【選択図】 図８
Description
本発明は、衛星からの信号により衛星と受信機端末との間の疑似距離を求める衛星測位システム及び衛星測位方法に関する。
測位用衛星は地球上の周りを多数回っており、同一搬送周波数で信号が連続送信されている。各衛星にＰＮコード（ＧＰＳの場合はＣ／Ａコードと呼ばれる）が割り当てられており衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでＰＮコードの極性を反転させて同一搬送波でＰＳＫ変調され連続送信されている。
ＧＰＳ信号の場合、ＰＮコード（Ｃ／Ａコード）は、図１に示すように１msec（１ミリ秒）が１ＰＮフレームとされ、この１ＰＮフレームが、周期的な連続信号として送信されている。
つまり、上記航法データは１ビット｛20msec（50bps ）｝で、この航法データの極性に応じてＣ／Ａコードの極性を反転させている。すなわち航法データが１ならばＣ／Ａコードの極性はそのままであり、航法データが−１ならばＣ／Ａコードも極性が反転する。
つまり、上記航法データは１ビット｛20msec（50bps ）｝で、この航法データの極性に応じてＣ／Ａコードの極性を反転させている。すなわち航法データが１ならばＣ／Ａコードの極性はそのままであり、航法データが−１ならばＣ／Ａコードも極性が反転する。
そして、受信感度を向上させる衛星測位システムとして従来より知られるものに、アシスト型ＧＰＳがある（例えば、特許文献１参照）。このシステムは、図11に示すように、受信ユニット104 は、ＧＰＳ受信アンテナ105 を備えたＲＦからＩＦへのコンバータ106 、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ107 、このＡ／Ｄコンバータ107 からの出力を記録するメモリ（ディジタルスナップショットメモリ）108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル信号処理回路（以下、ＤＳＰ回路と略称する）109 を有する。
そして、この他にＤＳＰ回路109 に接続されたプログラムＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路113 、マイクロプロセッサ114 、ＲＡＭ（メモリ）115 、ＥＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有する。
次に動作について説明する。べースステーション101 は、受信ユニット104 に指令を出して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情報のドップラデータを送信する。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はＤＳＰ回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はＤＳＰ回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。
受信ユニット104 が（例えばベースステーション101 から）ＧＰＳ処理、並びにドップラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワーレギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a〜120eを介して、ＲＦからＩＦへのコンバータ106 、Ａ／Ｄコンバータ107 、メモリ108 、ＤＳＰ回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりＧＰＳ受信アンテナ105 を経て受信されたＧＰＳ衛星からの信号はＩＦ周波数にダウンコンバ−トされた後にディジタル化を実施される。
処理する信号は、通常 100msecから１sec （又は更に長い）の時間に相当する。このような連続データセットは、メモリ108 に格納される。
ＤＳＰ回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にＤＳＰ回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。
ＤＳＰ回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にＤＳＰ回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。
ＤＳＰ回路109 が、対象衛星の各々に対するソードレンジの演算を完結すると、この情報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロセッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりＧＰＳ衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりＧＰＳ衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。
モデム118 はデータコミュニケーションリンク119 を通じてメッセージの送受信の為に別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べースステーション101 でＧＰＳ受信アンテナ102 を経てＧＰＳ信号を連続的に受信することができる。
ＤＳＰ回路109 における位置計算にはメモリ108 に格納されたデータの量及びＤＳＰ回路109 又は幾つかのＤＳＰ回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待される。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する（例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時）。可視的なＧＰＳ衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況（都会の障害状態の様な）下の連続追跡ＧＰＳ受信機に関する性能を改善されたことになる。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する（例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時）。可視的なＧＰＳ衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況（都会の障害状態の様な）下の連続追跡ＧＰＳ受信機に関する性能を改善されたことになる。
上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、処理の目的は局所的に発生する波形に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るために上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから１sec にわたる部分が処理される。受信されるＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード）は、1023ビット＝１msecの反復ソードランダム（ＰＮフレーム）から成り立っている。
そこで、また前後のＰＮフレームを互いに加える。例えば１秒間に1000ＰＮフレームが存在するので、第１のフレームを次の第２のフレームにコヒーレント的に加え、生じたものを第３のフレームに加える。以下、図12(A) 〜図12(E) に示すように順次加えて行く。この結果、１ＰＮフレーム＝1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば２つの間の相対タイミング、すなわちソードレンジ（疑似距離）を確定することができる。上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、図12により説明する。
図12は実際のＧＰＳ信号とは異なっており説明のために擬似的な説明用の図として描かれている。航法データが０（−１）または１の区間（20msec）には実際には20フレーム（Ｃ／Ａコード20周期分）が存在するが説明のために４フレームとしてかかれている。図12(A) においてＤＡＴＡ＝０の区間とＤＡＴＡ＝１の区間とでは各フレーム（FRAME ：各1msec ）の位相が互いに逆転している。この状態でＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）が受信アンテナに入力される。
図12(B) はＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）からＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわかりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。
すなわちＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図12(B) の動作はある時点から受信信号（Ｃ／Ａコード）をとりはじめ、この受信信号（Ｃ／Ａコード）を４フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。
すなわちＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図12(B) の動作はある時点から受信信号（Ｃ／Ａコード）をとりはじめ、この受信信号（Ｃ／Ａコード）を４フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。
しかし、注目すべきは、もし受信信号（Ｃ／Ａコード）が最初のＤＡＴＡ＝０のフレーム２（FRAME ２）の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は０となってしまう。 そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはＤＡＴＡの先頭部からうまく取り出すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデータを取り始めるのが実際である。
図12(B) である時点から捕らえられた連続受信信号に対して４周期分（Ｃ／Ａコードを４個分）毎に同期加算して平均する。次に、図12(C) において受信機内部のレプリカＰＮ符号（レプリカＣ／Ａコード）と図12(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピーク値の極性は、図12(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内部のレプリカＰＮ符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。
図12(D) は図12(C) の相関結果の絶対値を取った図を示す。すなわち図12(D) において各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図12(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるＰＮ（Ｃ／Ａコード）信号を多数回加算することで感度（Ｓ／Ｎ）を向上させている。
また従来の他の衛星測位システムについて以下のものがある。
ＧＰＳ受信信号のＣ／ＡコードをＡ／Ｄコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このＣ／Ａコード信号はＧＰＳの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、Ｃ／Ａコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。
ＧＰＳ受信信号のＣ／ＡコードをＡ／Ｄコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このＣ／Ａコード信号はＧＰＳの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、Ｃ／Ａコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。
このシステムは、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機端末に取り入れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号におけるＣ／Ａコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信ＰＮ符号の極性を変化させてＣ／Ａコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得ている。
このシステムは、外部基地局のサーバと受信機端末で受信した受信信号におけるＣ／Ａコード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延があるためである。
そのために、ＧＰＳ測位システムのＧＰＳ端末は正確な時刻信号を出力するタイムサーバに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている（例えば、特許文献２参照）。
米国特許５６６３７３４
米国特許６３２９９４６
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている（例えば、特許文献２参照）。
従来のＧＰＳ測位システムは以上のように構成されているが、ＧＰＳ受信信号に含まれるＰＮ信号の位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。
そのため、このような処理ではＰＮ信号の極性が航法データにより変化しているため、ＰＮ信号の極性により同期加算する時に、図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
また図12(D) と図12(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
そのため、このような処理ではＰＮ信号の極性が航法データにより変化しているため、ＰＮ信号の極性により同期加算する時に、図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
また図12(D) と図12(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
また、従来のＧＰＳ測位システム（特許文献２）においては、同期加算する時に、ＰＮ信号の極性により図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号（ＰＮ信号）に乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果が得られている。
しかし、以下の問題点を有する。この場合、基地局から受信機端末での通信時間が０でないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きくかかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来ないという重大な欠点を持っている。
そこで本発明は、衛星からの信号を建物の中等において受信しても、つまり、減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位システム及び衛星測位方法を提供するものである。
本発明に係る衛星測位システムは、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の疑似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末は、上記衛星受信信号の極性変更用の疑似パターンを記憶乃至発生させる疑似パターン部と、該衛星受信信号を復調させる搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号を記憶する記憶部と、該疑似パターンを該衛星受信信号に作用させ該衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部と、極性を変化させた該ＰＮ信号を同期加算する第二演算部と、同期加算した同期加算ＰＮ信号と上記レプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部と、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し該遅延値から上記疑似距離を求める疑似距離検出装置と、を備えたものである。
また、上記受信機端末は、上記衛星からの上記信号の航法データのうち、該航法データの１ビット区間の上記衛星受信信号に対して処理を行なう。
また、上記受信機端末は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させるよう構成したものである。
また、上記受信機端末は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成したものである。
また、上記受信機端末は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させるよう構成したものである。
また、上記受信機端末は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成したものである。
また、本発明に係る衛星測位方法は、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の疑似距離を求める衛星測位方法に於て、上記受信機端末は、上記衛星受信信号に該受信機端末が予め用意する疑似パターンを作用させて該衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させ、極性を変化させた該ＰＮ信号を同期加算し、同期加算した同期加算ＰＮ信号と該受信機端末が予め用意する搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行ない、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から上記疑似距離を求める。
また、上記受信機端末は、上記衛星からの上記信号の航法データのうち、該航法データの１ビット区間の上記衛星受信信号に対して処理を行なう。
また、上記受信機端末は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させる。
また、上記受信機端末は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理する。
また、上記受信機端末は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させる。
また、上記受信機端末は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理する。
本発明によれば、受信機端末内部の擬似パターンにより、搬送波成分を含む受信ＰＮ信号の極性を同一化させるため、同期加算および相関計算により感度（信号対雑音比）を著しく向上できる。
従来のように、航法データによるＣ／Ａコード信号の位相反転の境目を検出するために外部基地局からのＧＰＳ航法データを必要としないため、また受信機端末内部で受信する信号の航法データを必要としないため、ノイズに埋もれた搬送波成分を含むＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星との擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
従来のように、航法データによるＣ／Ａコード信号の位相反転の境目を検出するために外部基地局からのＧＰＳ航法データを必要としないため、また受信機端末内部で受信する信号の航法データを必要としないため、ノイズに埋もれた搬送波成分を含むＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星との擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
図１は、ＧＰＳ衛星受信信号におけるＰＮ信号（Ｃ／Ａコード）構造を説明する説明図であり、図２は、衛星測位システムの概要を説明するブロック図である。
なお、本発明において、受信ＰＮ信号は搬送波（キャリア）が重畳されたものとして説明している。つまり、以下において、ＰＮ信号とは、搬送波成分を含むＰＮ信号としている。
なお、本発明において、受信ＰＮ信号は搬送波（キャリア）が重畳されたものとして説明している。つまり、以下において、ＰＮ信号とは、搬送波成分を含むＰＮ信号としている。
本発明は、衛星Ｓからの信号を受信機端末11が受信し、受信した衛星受信信号により受信機端末11が衛星Ｓとの間の疑似距離を求める衛星測位システム及び方法である。
図２において、Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、１は基地局である。基地局１は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３にてＧＰＳ信号を受信する。
図２において、Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、１は基地局である。基地局１は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３にてＧＰＳ信号を受信する。
ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３は受信した衛星受信信号（ＧＰＳ信号）からドップラ情報４を抽出する。また基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ２位置との擬似距離を抽出する。これらの情報は送信部５で、通信手段Ｌを介して受信機端末11に送信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Ｌは携帯電話回線、地上放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる（電磁的方法による）手段はすべて対象としている。
11はＧＰＳ受信機端末である。基地局１からドップラ情報４及び基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離６の情報はＧＰＳ受信機端末11の受信部12で受信される。
放送電波の周波数がＧＰＳ電波（信号）の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はＧＰＳ受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段Ｌ（回線、放送、携帯電話、インターネットなど）により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図２は１台のＧＰＳ受信機端末11を示している。
放送電波の周波数がＧＰＳ電波（信号）の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はＧＰＳ受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段Ｌ（回線、放送、携帯電話、インターネットなど）により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図２は１台のＧＰＳ受信機端末11を示している。
14はＧＰＳ受信機端末11のアンテナ部である。ＧＰＳ受信機端末11（アンテナ部14）の場所は、衛星Ｓが直接見えるところのみならず、（通常の野外での受信以外に）木の陰や、建物の中などＧＰＳ電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
受信部13はＧＰＳ受信信号───搬送波成分を含むＰＮ信号───のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部分である。デジタル化された搬送波成分を含むＰＮ信号はメモリ（ＲＡＭ）15───ＧＰＳ信号蓄積部───に記憶される。
なお、以上の構成は従来よりあるＧＰＳ技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。
受信部13はＧＰＳ受信信号───搬送波成分を含むＰＮ信号───のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部分である。デジタル化された搬送波成分を含むＰＮ信号はメモリ（ＲＡＭ）15───ＧＰＳ信号蓄積部───に記憶される。
なお、以上の構成は従来よりあるＧＰＳ技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。
そして、本発明の衛星測位システムが有する受信機端末11は、疑似パターンＡを衛星受信信号に作用させ衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部８と、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算する第二演算部９と、同期加算した同期加算ＰＮ信号と搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部10と、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し遅延値から疑似距離を求める疑似距離検出装置19と、を備える。
なお、以下、第一演算部８を極性変更装置17とし、第二演算部９と第三演算部10とを同期加算・相関計算装置18としている。
なお、以下、第一演算部８を極性変更装置17とし、第二演算部９と第三演算部10とを同期加算・相関計算装置18としている。
そして、20msec区間のＧＰＳ信号を蓄積する場合の実施例について説明する。なお、後述するが本発明では任意の蓄積時間にも適用できる。
連続する衛星Ｓからの信号のうち、20msec区間は、航法データの１ビット区間と同じ時間となる。
図２において、21は受信機端末11が有する信号処理部である。この中のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19は機能ブロックを示し、信号処理部21では蓄積された20msec間のＰＮ信号の極性（＋−）をすべて同一化した状態とし、同期加算、相関計算を行なって疑似距離を求める。
連続する衛星Ｓからの信号のうち、20msec区間は、航法データの１ビット区間と同じ時間となる。
図２において、21は受信機端末11が有する信号処理部である。この中のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19は機能ブロックを示し、信号処理部21では蓄積された20msec間のＰＮ信号の極性（＋−）をすべて同一化した状態とし、同期加算、相関計算を行なって疑似距離を求める。
ＰＮコード極性変更装置17は、疑似パターン部22にて用意（記憶）する衛星受信信号の極性変更用の20種類の擬似パターンＡを、メモリ15にて蓄積した20msecの衛星受信信号───搬送波成分を含むＰＮ信号───に作用させ、信号の極性を変化させ、蓄積した信号の極性を変更させる装置である。つまり、後にも説明するが、ＰＮコード極性変更装置17によりメモリ15に蓄積された搬送波成分を含むＰＮ信号の極性は、20種類の擬似パターンＡにより、それぞれにおいて極性が変更される。
そして、このそれぞれの搬送波成分を含むＰＮ信号に対して、それぞれ同期加算・相関計算装置18で同期加算、相関計算を行う。その後、擬似距離検出装置19はその中から相関計算ピーク値が最大値になる値（遅延値τ）を検出することにより、受信機端末11と衛星Ｓとの擬似距離を検出する。この検出された遅延値τは、ＰＮ信号の極性がすべて同一化された20msecのデータで同期加算、相関計算を行った結果に等しい。
20msec内の極性を同一化させたＰＮ信号により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最大に改善される。そして、擬似距離検出装置19が、20msec内のＰＮ信号の極性を同一化してノイズ低減が最大に改善された状態の擬似距離を検出するものである。
ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局と各衛星との擬似距離の情報により位置計算装置20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局と各衛星との擬似距離の情報により位置計算装置20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
図３はＧＰＳ受信機端末11を詳細化したハードウェアブロック図を示す。図２の各ブロックの符号は図３のブロックの符号と対応する。図２のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19、位置計算装置20は機能ブロックである。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を信号処理部21に示している。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を信号処理部21に示している。
図３において、14は受信アンテナ部、13はＧＰＳ受信部であり、高周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34、Ｉ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、90度移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38，39を有し、また、15は情報を一時記憶するためのメモリ（ＲＡＭ）、また、21は信号処理部であり、ＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、擬似パターンＡを記憶乃至発生させる擬似パターン部（ＲＯＭ）22、ＤＳＰ部41のＤＳＰ用ＲＯＭ44、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46でありＣＰＵ部42と接続された記憶部７を有する。 12は図２の基地局１からの情報を放送や通信手段Ｌを通じて得るための受信部である。また、信号処理部21のＲＡＭ45の中のメモリ配置を図４に示す。
次に、図３における動作の概要について説明する。
受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GHZ 帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。これに周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36で、互いに直交するＩとＱのＰＮ符号が取り出される。
この動作を図５に示す。図５はＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36の動作概要を示す図であり、図５においてＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38、Ａ／Ｄコンバータ39、メモリ15は、図３の符号と対応する。
47，48は乗算器である。49，50は帯域フィルター（バンドパスフィルター）である。
受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GHZ 帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。これに周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36で、互いに直交するＩとＱのＰＮ符号が取り出される。
この動作を図５に示す。図５はＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36の動作概要を示す図であり、図５においてＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38、Ａ／Ｄコンバータ39、メモリ15は、図３の符号と対応する。
47，48は乗算器である。49，50は帯域フィルター（バンドパスフィルター）である。
70MHz 帯に周波数変換部33でダウンコンバートされたＧＰＳ受信信号は、PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないものとして説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分のみである。
図３の周波数シンセサイザ部34からの信号および90度移相器37で90度位相の異なる信号は、周波数シンセサイザ部34からの角周波数を w1 とすると、互いに直交する搬送波 cos(w1 t)、 sin(w1 t)で表される。これらの直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) とを乗算器47，48で乗算して帯域フィルター49，50を通すとPN.cos ((w + w1 + Δw)t ＋Φ) 、−PN.sin ((w + w1 + Δw)t ＋Φ) が得られる。これらの変換はＩ，Ｑ変換器として汎用的に使われているものである。
これら互いに直交する信号（アナログ信号）はそれぞれＡ／Ｄコンバータ38，39にて、アナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。これら２つの信号を20msec間（航法データ１ビット区間の長さ）、メモリ（ＲＡＭ）15に蓄積する。なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、Ｉ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38、Ａ／Ｄコンバータ39のそれぞれは汎用的なものであり一般に広く使われている。
図３の（デジタル）信号処理部21は、受信部12を通じて得られたデータを取り入れるために、受信部12に接続されたＣＰＵ部42、それと接続されたメモリ（ＲＡＭ）45、メモリ（ＲＯＭ）46、メモリ（ＲＡＭ）45に接続されたＤＳＰ部41、これに接続されたメモリ（ＲＯＭ）44、そして、擬似パターン部22とを備えている。擬似パターン部22はあらかじめ記憶された擬似パターンの記憶部分（ＲＯＭ）である。またＣＰＵ部42とＤＳＰ部41は互いに接続されている。ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46でマイクロプロセッサとして動作する。
ＲＯＭ46はデジタル信号処理の実行プログラムも記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部、すなわちＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46、ＲＯＭ44の構成は、従来からのＣＰＵ、ＤＳＰ、メモリ（ＲＡＭ、ＲＯＭ）を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われ、知られているものである。
そして、デジタル信号処理部21により、図２のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19、位置計算装置20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合について説明する。
図２の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19の機能ブロック動作を説明する図が図８である。
擬似パターン部22の擬似パターンＡは図８のＡ1 からＡ20までの20種類で一組のパターンである。この疑似パターンＡは、〔００００…〕というような連続した０のデータ列と、〔１１１１…〕というような連続した１のデータ列と、の組みあわせからなる20ビットのもので、０の個数と１の個数の和が20ビットからなる。即ち、Ａ1 からＡ20はすべて20ビットからなる擬似パターンＡである。
擬似パターン部22の擬似パターンＡは図８のＡ1 からＡ20までの20種類で一組のパターンである。この疑似パターンＡは、〔００００…〕というような連続した０のデータ列と、〔１１１１…〕というような連続した１のデータ列と、の組みあわせからなる20ビットのもので、０の個数と１の個数の和が20ビットからなる。即ち、Ａ1 からＡ20はすべて20ビットからなる擬似パターンＡである。
擬似パターンＡの実施例について図８のＡ1 からＡ20について以下説明する。Ａ1 は０が１個、他の19ビットは連続した１のデータ列である〔０１１１…１〕。Ａ2 は２ビット連続した０のデータ列と、他の18ビットは連続した１のデータ列である〔００１１…１〕。つまり、ｋを１から20までのどれかの整数とすればＡｋはｋビット連続した０のデータ列と、（20−ｋ）ビットが連続した１のデータ列である。また、他の実施例として、これらの擬似パターンＡは、０のかわりに１、１のかわりに−１としても良い。
次に、デジタル信号処理部21の動作について説明する。
図２におけるデジタル信号処理部21の機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図７に示す。図７において機能ブロックであるドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19、位置計算装置20は、図２のデジタル信号処理部21における機能ブロックに対応している。
図７のＦ1 からＦ10までは、それぞれの機能ブロックが処理しているソフトウェアブロック（工程）である。
図２におけるデジタル信号処理部21の機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図７に示す。図７において機能ブロックであるドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出装置19、位置計算装置20は、図２のデジタル信号処理部21における機能ブロックに対応している。
図７のＦ1 からＦ10までは、それぞれの機能ブロックが処理しているソフトウェアブロック（工程）である。
まずメモリ15より20msecの受信信号を取り入れる（工程Ｆ1 ）。図３におけるＡ／Ｄコンバータ38，39からメモリ15に蓄積されたＩ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、−0.5PN.sin((w +Δw +w1 )t＋Φ) はドップラ成分を含んでいる。次に、ドップラ周波数Δw は外部（基地局１）から取り入れられる（工程Ｆ2 ）。
このドップラ周波数Δw は、図２の基地局１（サーバ）からＧＰＳ受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はＣＰＵ部42で受け取りＲＡＭ45に記憶される。
このドップラ周波数Δw は、図２の基地局１（サーバ）からＧＰＳ受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はＣＰＵ部42で受け取りＲＡＭ45に記憶される。
次に、以下のようなアルゴリズムでドップラ補正が行われる（工程Ｆ3 ）。ドップラ補正情報Δw でメモリ15に蓄積された離散化されたＩ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、−0.5PN.sin((w +Δw +w1 )t＋Φ) に対してドップラ補正を行う動作を図６に示す。
図６はプログラムで行う機能ブロック図である。26，27，28，29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。ｔは離散化された値でｔ＝０：Δｔ：Ｗ×Ｔであり、ｔは０からＷ×Ｔまでサンプル間隔Δｔで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をｆKHz とする。ここではｆ＝Ｎとして説明する。Ｔ＝１msec；Ｗ＝20とする。サンプリング間隔ΔｔはΔｔ＝１／ｆとなる。
図６はプログラムで行う機能ブロック図である。26，27，28，29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。ｔは離散化された値でｔ＝０：Δｔ：Ｗ×Ｔであり、ｔは０からＷ×Ｔまでサンプル間隔Δｔで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をｆKHz とする。ここではｆ＝Ｎとして説明する。Ｔ＝１msec；Ｗ＝20とする。サンプリング間隔ΔｔはΔｔ＝１／ｆとなる。
図５のメモリ15に蓄積された離散化されたＩ信号、Ｑ信号の信号（データ）は、図６のように、入力信号0.5PN.cos((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、−0.5PN.sin((w +Δw +w1 )t＋Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算器26，27，28，29で乗算して、加算器30、減算器31を通すと−0.25PN.sin(( w+w1 )t＋Φ) 、0.25PN.cos(( w+w1 )t＋Φ) が得られる。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算器26，27，28，29で乗算して、加算器30、減算器31を通すと−0.25PN.sin(( w+w1 )t＋Φ) 、0.25PN.cos(( w+w1 )t＋Φ) が得られる。
乗算器26，27，28，29、加算器30、減算器31は、プログラム（演算手段）にて容易に実現可能である。すなわち以下の計算を行う。
Ｉ，Ｑ信号のデジタルデータPN.cos ((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、−PN.sin ((w +Δw +w1 )t＋Φ) の入力信号をＳＩin= −0.5PN.sin((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、ＳＱin= 0.5PN.cos((w +Δw +w1 )t＋Φ) とおいて、−ＳＩin×cos(Δwt) ＋ＳＱin×sin(Δwt) 、ＳＱin×cos ( Δwt) −ＳＩin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）、0.25PN.cos (( w +w1 )t＋Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するＩ，ＱのＰＮ信号をそれぞれ図４のメモリ部51，61に蓄積する（工程Ｆ4 ）。この蓄積されたデータはドップラ成分Δw が含まれない。
Ｉ，Ｑ信号のデジタルデータPN.cos ((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、−PN.sin ((w +Δw +w1 )t＋Φ) の入力信号をＳＩin= −0.5PN.sin((w +Δw +w1 )t＋Φ) 、ＳＱin= 0.5PN.cos((w +Δw +w1 )t＋Φ) とおいて、−ＳＩin×cos(Δwt) ＋ＳＱin×sin(Δwt) 、ＳＱin×cos ( Δwt) −ＳＩin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）、0.25PN.cos (( w +w1 )t＋Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するＩ，ＱのＰＮ信号をそれぞれ図４のメモリ部51，61に蓄積する（工程Ｆ4 ）。この蓄積されたデータはドップラ成分Δw が含まれない。
図９はＩ，Ｑ信号のどちらか片方が蓄積されたデータの例を示す。図９は20行Ｎ列の行列からなる。この図において横軸の１行Ｎ列はＰＮ信号（Ｃ／Ａコード）１周期分（１msec）をＮKHz でサンプリングしたのでＮ個１行分でＰＮ信号１周期分に相当する。すなわち１行分はＰＮ信号１周期分（１フレームに相当）である。そして、20msec分のデータを収集したので20行からなることを示す。
これら行列に対して以降次のような表現で行列を定義して説明を行う。D(M1:M2,N1:N2)はM1行目からM2行目およびN1列目からN2列目の行列と定義する。NI:N2 はN1からN2までの自然数を示すものとして説明する。D(A,B:C)は A行目の B列から C列目を示す
従って、図９の行列はD(1:20,1:N) で表現できる（図９はN=204600で示す）。
これら20行Ｎ列の離散化されたＩ, ＱのＰＮ信号（データ）に対して、ＰＮ極性を同一化して同期加算、相関計算結果を得る動作について以下説明する。なお、この同期加算と相関計算とは、搬送波成分（キャリア）を含むＰＮ信号に対して行なわれるものである。
すなわちフローチャート図７の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出手段19の動作に入る。
従って、図９の行列はD(1:20,1:N) で表現できる（図９はN=204600で示す）。
これら20行Ｎ列の離散化されたＩ, ＱのＰＮ信号（データ）に対して、ＰＮ極性を同一化して同期加算、相関計算結果を得る動作について以下説明する。なお、この同期加算と相関計算とは、搬送波成分（キャリア）を含むＰＮ信号に対して行なわれるものである。
すなわちフローチャート図７の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、疑似距離検出手段19の動作に入る。
この動作を図８により説明する。実際には図８のブロックが、Ｉ信号、Ｑ信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じであるため、ここではどちらか一方の信号について説明する。
図８において、22は擬似パターン部である。Ａ1 ，Ａ2 ，…Ａ20は20個からなる１組の疑似パターンであり、Ａ1 からＡ20は、図示するように、左から０を１個ずつシフトしたデータから成る擬似パターンである。
図６の出力である−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）、0.25PN.cos（( w +w1 )t＋Φ）の各信号はメモリ部51，61（図４）に蓄積されている。以下0.25PN.cos（( w +w1 )t＋Φ）の信号について説明する（−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）についても動作は同様である）。
図８において、22は擬似パターン部である。Ａ1 ，Ａ2 ，…Ａ20は20個からなる１組の疑似パターンであり、Ａ1 からＡ20は、図示するように、左から０を１個ずつシフトしたデータから成る擬似パターンである。
図６の出力である−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）、0.25PN.cos（( w +w1 )t＋Φ）の各信号はメモリ部51，61（図４）に蓄積されている。以下0.25PN.cos（( w +w1 )t＋Φ）の信号について説明する（−0.25PN.sin（( w +w1 )t＋Φ）についても動作は同様である）。
Ｐ1 からＰ20までは入力信号であるＰＮ信号（ここでは0.25PN.cos（( w +w1 )t＋Φ））の各行にそれぞれＡ1 からＡ20の一組の擬似パターンを夫々乗算する乗算器である。ただし各擬似パターンＡ1 …Ａ20のデータの０の値は、乗算において、−１と置き換えて乗算する。つまり、Ａ1 からＡ20の擬似パターンを図９のD(1:20,1:N) の各行（全部で20行）に乗算する。以下乗算の説明をする。なお、値０は−１と置き換えている。そして、−１を乗算することは、符号が反転するのでＰＮ信号（コード）の極性が反転することを意味する。１を乗算するときは極性は変化しないことを意味する。
擬似パターンＡ1 からＡ20は、それぞれＡ1 (1:N),Ａ2 (1:N),Ａ3 (1:N),…Ａ20(1:N) で表される。乗算器Ｐ1 では一つ目の擬似パターンＡ1 を図９のD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にＡ1 (1) ＝０、D(2,1:N)にＡ1 (2) ＝１、D(3,1:N)にＡ1 (3) ＝１…D(20,1:N) にＡ1 (20)＝１を乗算する。この結果D1(1:20,1:N)をメモリ部Ｒ1 （図10）に記憶する。
乗算器Ｐ2 では次の擬似パターンＡ2 をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にＡ2 (1) ＝０,D(2,1:N) にＡ2 (2) ＝０,D(3,1:N) にＡ2 (3) ＝１…D(20,1:N) にＡ2 (20)＝１を乗算する。この結果D2(1:20,1:N)をメモリ部Ｒ2 （図10）に記憶する。
同様におなじ計算を以下繰り返し、乗算器Ｐ19では擬似パターンＡ19をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にＡ19(1) ＝０,D(2,1:N) にＡ19(2) ＝０,D(3,1:N) にＡ19(3) ＝０, …D(20,1:N) にＡ19(20)＝1 を乗算する。この結果D19(1:20,1:N) をメモリ部Ｒ19に記憶する。
同様におなじ計算を以下繰り返し、乗算器Ｐ19では擬似パターンＡ19をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にＡ19(1) ＝０,D(2,1:N) にＡ19(2) ＝０,D(3,1:N) にＡ19(3) ＝０, …D(20,1:N) にＡ19(20)＝1 を乗算する。この結果D19(1:20,1:N) をメモリ部Ｒ19に記憶する。
そして、乗算器Ｐ20では擬似パターンＡ20をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にＡ20(1) ＝０,D(2,1:N) にＡ20(2) ＝０,D(3,1:N) にＡ20(3) ＝０, …D(20,1:N) にＡ20(20)＝０を乗算する。この結果D20(1:20,1:N) をメモリ部Ｒ20に記憶する。
以上、それぞれ乗算した結果は図10に示すように、各20行Ｎ列のデータD1(1:20,1:N),D2(1:20,1:N),D3(1:20,1:N), …D20(1:20,1:N) は、メモリ部Ｒ1 ，Ｒ2 …Ｒ19，Ｒ20として、図４のメモリ部52，62に記憶される (工程Ｆ5 ）。
以上、それぞれ乗算した結果は図10に示すように、各20行Ｎ列のデータD1(1:20,1:N),D2(1:20,1:N),D3(1:20,1:N), …D20(1:20,1:N) は、メモリ部Ｒ1 ，Ｒ2 …Ｒ19，Ｒ20として、図４のメモリ部52，62に記憶される (工程Ｆ5 ）。
次に、これら各20行Ｎ列のデータについてそれぞれ同期加算を行う。一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して１周期の信号をｓ個のサンプリングパルスでサンプリングしてｍ周期分データを取ると、D(1:ｍ，1:ｓ) のデータを取得できる（ｓは標本個数、ｍは加算回数）。このときＭ行目の同期加算平均結果は数１に示す式となる。
信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、ｍ回の加算により雑音の成分は１／√ｍに減少することが知られている。本発明の実施例ではｍ＝20である。そのため本発明の同期加算による雑音軽減は１／√20である。
それぞれ同期加算した結果は、図10のメモリ部Ｒ1 ，Ｒ2 …Ｒ20にて記憶する。また、メモリ部Ｒ1 の同期加算結果はＵ1 (1,1:N) として、メモリ部Ｒ2 の同期加算結果はＵ2 (2,1:N) として、…メモリ部Ｒ20の同期加算結果はＵ20(20,1:N)として全体として図４のメモリ部53，63に記憶される（工程Ｆ6 ）。
そして、これら各１行Ｎ列の20組データのそれぞれと図８の受信機端末11が予め有している搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う。レプリカＰＮ符号や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
そして、これら各１行Ｎ列の20組データのそれぞれと図８の受信機端末11が予め有している搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う。レプリカＰＮ符号や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
一般にＧＰＳ衛星Ｓは地球上を複数個回っており、各衛星Ｓからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Ｓに対応したＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ばれる）でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。
たとえば1575.42 MHz を、衛星Ｓ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ｓ2 はＰＮ信号ｂで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ｓ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには受信機端末11側であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ｓ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
たとえば1575.42 MHz を、衛星Ｓ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ｓ2 はＰＮ信号ｂで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ｓ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには受信機端末11側であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ｓ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
そして、衛星Ｓ2 を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Ｓから発射される各衛星Ｓに対応するすべてのＰＮ信号をもっていなければ、各衛星Ｓの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているＰＮ信号を搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号としている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ｓに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭ46───記憶部７───に記憶させている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ｓに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭ46───記憶部７───に記憶させている。
また、一般にデータＸをx(n)（ただし n＝0:N ）、データＹをh(n)（ただし n＝0:N ）、ｋを整数として０≦ｋ≦Ｎとしたとき、数２の式のように表現する。
そして、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) を計算する。ここでｙ (ｋ) の計算においてデータの加算回数はＮ個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、Ｎ回の加算により雑音の成分は１／√Ｎに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は１／√Ｎである。そして、この計算を相関計算という。（等価な相関計算は高速演算としてＦＦＴを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。）
また、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) のそれぞれの絶対値で、ｙ(nn)の絶対値が最大の値であれば、ｙ(nn)の絶対値を相関のピーク値とする（ただし０≦nn≦Ｎ）。このときのnnを遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値ｙ(nn)を求めることを、相関のピークを求めるという。
また、ここでデータＸが信号をｍ回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は数３の式となる。
また、ここでデータＸが信号をｍ回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は数３の式となる。
そして、本発明ではＰＮ信号をx(n)、レプリカＰＮ符号をh(n)、ｍを同期加算回数、ＮをＰＮ信号１周期分のサンプル数とし、実施例としてｍ＝20、Ｎ＝204600を想定している。
従って、20msecのＧＰＳデータ取得のみで、雑音軽減量は上記数３の式の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。
従って、20msecのＧＰＳデータ取得のみで、雑音軽減量は上記数３の式の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。
同期加算の結果、Ｕ1 (1,1:N),Ｕ2 (2,1:N),Ｕ3 (3,1:N) …Ｕ20(20,1:N)の20組のデータは、メモリ部53，63に記憶されているが、これら各１行Ｎ列の20組データのそれぞれと図８の搬送波成分を有するレプリカＰＮ符号とで、相関計算部Ｃにて、相関計算を行う。 つまり、相関計算部Ｃ1 にて、同期加算部Ｕの同期加算結果Ｕ1 (1,1:N) と、レプリカＰＮ符号との相関計算を行う。そして、相関計算部Ｃ1 での相関計算の結果である１行Ｎ列のデータＣ1 (1,1:N) を記憶させる。同様にして相関計算部Ｃ2 の相関計算の結果Ｃ2 (2,1:N) を記憶させ、これを順次繰り返し、相関計算部Ｃ20の相関計算の結果Ｃ20(20,1:N)を記憶させる。
なお、Ｉ信号の相関計算について行なったが、Ｑ信号についても同様の計算を行う。
なお、Ｉ信号の相関計算について行なったが、Ｑ信号についても同様の計算を行う。
そして、Ｉ信号の相関計算結果はメモリ部54（図４）に記憶させ、記憶データをＣ−Ｉ(1:20,1:N)と表現する。
また、Ｑ信号の相関計算結果はメモリ部64（図４）に記憶させ、記憶データはＣ−Ｑ(1:20,1:N)と表現する。
次にＩ信号、Ｑ信号の合成を行う。Ｃ−Ｉ(1:20,1:N)、Ｃ−Ｑ(1:20,1:N)から合成したＣ−ＩＱ(1:20,1:N)の行列を作る。
すなわち、Ｃ−Ｉ(1:20,1:N)、Ｃ−Ｑ(1:20,1:N)のそれぞれのｘ行目、ｚ列目の項のデータで〔｛Ｃ−Ｉ(x,z) ｝2 ＋｛Ｃ−Ｑ(x,z) ｝2 〕0.5 を計算し、その結果をＣ−ＩＱ(1:20,1:N)のx 行目、z 列目の項のデータとする。
x＝1:20、 z＝1:N について同様にそれぞれ計算を行った結果をＣ−ＩＱ(1:20,1:N)として、これをメモリ部70に記憶させる（図４）。
また、Ｑ信号の相関計算結果はメモリ部64（図４）に記憶させ、記憶データはＣ−Ｑ(1:20,1:N)と表現する。
次にＩ信号、Ｑ信号の合成を行う。Ｃ−Ｉ(1:20,1:N)、Ｃ−Ｑ(1:20,1:N)から合成したＣ−ＩＱ(1:20,1:N)の行列を作る。
すなわち、Ｃ−Ｉ(1:20,1:N)、Ｃ−Ｑ(1:20,1:N)のそれぞれのｘ行目、ｚ列目の項のデータで〔｛Ｃ−Ｉ(x,z) ｝2 ＋｛Ｃ−Ｑ(x,z) ｝2 〕0.5 を計算し、その結果をＣ−ＩＱ(1:20,1:N)のx 行目、z 列目の項のデータとする。
x＝1:20、 z＝1:N について同様にそれぞれ計算を行った結果をＣ−ＩＱ(1:20,1:N)として、これをメモリ部70に記憶させる（図４）。
図８における擬似距離検出装置19の動作について説明する。擬似距離検出装置19は相関計算部Ｃ1 ，Ｃ2 …Ｃ20にて得られた結果でありメモリ部70に記憶されているＣ−ＩＱ(1:20,1:N)を、20行Ｎ列のデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索する。すなわちＣ−ＩＱ(z，τ) の絶対値が最大ならば、Ｃ−ＩＱ(z,1:N) の中で得られた相関ピーク値Ｃ−ＩＱ(z, τ) の絶対値と、遅延量τが検出結果である。
この遅延量τが求まれば、この遅延量τから擬似距離（衛星ＳとＧＰＳ受信機端末11との間の距離）を求めることができる。なお、遅延量τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており容易に実現できる。
その後、図２の位置計算装置20のブロックにて、基地局１からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算装置20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
その後、図２の位置計算装置20のブロックにて、基地局１からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算装置20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
以上の動作は遅延量τを求めるのに、20行Ｎ列の離散化されたＧＰＳ受信信号（ＰＮコード）に対して、ＰＮ極性を最大限同一化させた状態で同期加算および相関計算を行って遅延量τを得たことと等価である。そして、実施例としてｍ＝20、Ｎ＝204600としており、20msec（航法データ１ビットの時間相当）のＧＰＳ信号の取得のみで、ＰＮ極性を同一化した状態で遅延量τを求めたのと等価であるので、雑音軽減量は数４の式の結果に近い効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。したがって超微弱信号であっても、位置計測が可能となる。
ＧＰＳ測位システムにおいて、ビルの中等においては、従来では自己位置を決定することはほとんど不可能であったが、本発明により、ＧＰＳ受信機端末11で受信できる感度を、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき、位置計測を可能とする。
また、基本的に20msec（航法データ１ビットの時間相当）のＧＰＳデータ取得のみで、超高感度を実現している。取得した20msec（航法データ１ビットの時間相当）のＧＰＳデータにおいて、20個の擬似パターンＡをあらかじめ用意し、これをＧＰＳ受信信号に作用させることにより、ＰＮ極性を同一化した状態で遅延量τを求めたのと等価にした。つまり、本発明はビルの中など、超微弱信号であっても、ＧＰＳによる位置計測を可能にできる。
また、基本的に20msec（航法データ１ビットの時間相当）のＧＰＳデータ取得のみで、超高感度を実現している。取得した20msec（航法データ１ビットの時間相当）のＧＰＳデータにおいて、20個の擬似パターンＡをあらかじめ用意し、これをＧＰＳ受信信号に作用させることにより、ＰＮ極性を同一化した状態で遅延量τを求めたのと等価にした。つまり、本発明はビルの中など、超微弱信号であっても、ＧＰＳによる位置計測を可能にできる。
さらに、従来のようにＰＮ信号の極性が航法データにより変化しているため、ＰＮ信号の極性により同期加算する時に信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上が十分でないという欠点を排除できるという効果を奏する。
また本動作は実施例ではＰＮ信号 D(1:20,1:N)のデータで説明したが、Ｄ／Ａコンバータのサンプリング周波数を変えて、D(1:20,1: ｍ) のｍを変更しても良い。相関計算部ではｍを増大することによりより良い感度（Ｓ／Ｎ）向上ができる。
また本動作は実施例ではＰＮ信号 D(1:20,1:N)のデータで説明したが、Ｄ／Ａコンバータのサンプリング周波数を変えて、D(1:20,1: ｍ) のｍを変更しても良い。相関計算部ではｍを増大することによりより良い感度（Ｓ／Ｎ）向上ができる。
次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図２におけるドップラ補正部16，極性変更装置17, 同期加算・相関計算装置18, 疑似距離検出装置19の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図６の機能ブロック、乗算器26，27，28，29、加算器30、減算器31について、図８の乗算器Ｐ1 〜Ｐ20、相関計算部Ｃ1 〜Ｃ20の機能ブロックをハードウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。
また図８で、擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ20をあらかじめＲＯＭ46に用意したが、プログラムにより、等価な方法でパタ−ンを発生させてもよい。たとえば１行20列のすべて１または０などの20個のデータを左シフト、右シフトさせるなどで発生させて上記説明したものと等価なパターンを発生させても良い。
また擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ20の20個のパターンを用意したが、図８のＡ20はすべて０のパターンであり、これは乗算器Ｐ20の計算で極性をすべて変更して同期加算、相関計算を行い、相関ピーク値の絶対値をとることになるので、図示省略するが、疑似パターンＡ20、乗算器Ｐ20を省略して19個の擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ19としても良い。
さらに、図８で、擬似パターンＡの０のかわりに１、１のかわりに０と変えても良い。この場合も、疑似パターンＡ20はすべて１のパターンであり、疑似パターンＡ20、乗算器Ｐ20を省略して19個の擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ19としても良い。
また擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ20の20個のパターンを用意したが、図８のＡ20はすべて０のパターンであり、これは乗算器Ｐ20の計算で極性をすべて変更して同期加算、相関計算を行い、相関ピーク値の絶対値をとることになるので、図示省略するが、疑似パターンＡ20、乗算器Ｐ20を省略して19個の擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ19としても良い。
さらに、図８で、擬似パターンＡの０のかわりに１、１のかわりに０と変えても良い。この場合も、疑似パターンＡ20はすべて１のパターンであり、疑似パターンＡ20、乗算器Ｐ20を省略して19個の擬似パターンＡ1 ，Ａ2 …Ａ19としても良い。
さらに、別の実施の形態としては、図８において、20msecの受信ＰＮ信号を対象としたが、これ以外の場合にも適用できる。すなわち、図８において、入力ＰＮ信号がＤmsecであれば 各擬似パターンの長さは１行Ｄ列で、擬似パターンＡの個数は、その数だけ用意すれば適用できる。
つまり、本発明の衛星測位システムによる測位方法は、受信機端末11が、衛星受信信号に受信機端末11が予め用意する疑似パターンＡを作用させて該衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させ、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算し、同期加算した同期加算ＰＮ信号と受信機端末11が予め用意する搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行ない、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、遅延値から疑似距離を求めている。
そして、受信機端末11は、衛星Ｓからの信号の航法データのうち、航法データの１ビット区間の衛星受信信号に対して、処理を行ない、また、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させている。
そして、受信機端末11は、衛星Ｓからの信号の航法データのうち、航法データの１ビット区間の衛星受信信号に対して、処理を行ない、また、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させている。
これにより、本発明は、従来ある問題点を解消するものであり、受信機端末11内部にあらかじめ用意した符号で受信信号（ＰＮ信号）の極性をすべて同一にして、同期加算及び相関計算を、または同期加算を行うことにより、同期加算などにおいて信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上が劣化することを完全に排除している。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度（Ｓ／Ｎ）の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段（方法）を得るものである。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度（Ｓ／Ｎ）の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段（方法）を得るものである。
また、本発明は、衛星受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために、従来技術のように外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果を持ったものとできる。
つまり、外部基地局から通信手段Ｌにより航法データを受信しなくても、例えばビル中に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、（外部基地局からの衛星Ｓの航法データを使わないで）受信機端末11自身で、ＰＮ信号のすべての極性を同一化して、同期加算する。従って、通信手段Ｌによる外部からの航法データに依存することなく、ＰＮ信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
そして、本発明は20msecの短時間の連続信号を受信するのみで、Ａ／Ｄコンバータ38，39におけるサンプリング数を増大することで相関計算において感度（Ｓ／Ｎ比）を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Ｓとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記ＰＮ信号はＧＰＳ受信ＰＮ信号や、Gallileo受信ＰＮ信号等にも適用できる。
そして、本発明は20msecの短時間の連続信号を受信するのみで、Ａ／Ｄコンバータ38，39におけるサンプリング数を増大することで相関計算において感度（Ｓ／Ｎ比）を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Ｓとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記ＰＮ信号はＧＰＳ受信ＰＮ信号や、Gallileo受信ＰＮ信号等にも適用できる。
以上のように、本発明によれば、衛星Ｓからの信号を受信機端末11が受信し、受信した衛星受信信号により受信機端末11が衛星Ｓとの間の疑似距離を求める衛星測位システムに於て、受信機端末11は、衛星受信信号の極性変更用の疑似パターンＡを記憶乃至発生させる疑似パターン部22と、衛星受信信号を復調させる搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号を記憶する記憶部７と、疑似パターンＡを衛星受信信号に作用させ衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部８と、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算する第二演算部９と、同期加算した同期加算ＰＮ信号とレプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部10と、該相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し遅延値から疑似距離を求める疑似距離検出装置19と、を備えるため、受信機端末11内部の擬似パターンＡにより、受信ＰＮ信号の極性を同一化させるため、同期加算および相関計算により感度（信号対雑音比）を著しく向上できる。
また、搬送波を含むＰＮ信号に対して処理を行なうため、サンプリング数を大とすることにより、ノイズの低減が図れて感度を向上させることができる。
また、搬送波を含むＰＮ信号に対して処理を行なうため、サンプリング数を大とすることにより、ノイズの低減が図れて感度を向上させることができる。
さらに、従来のように、航法データによるＣ／Ａコード信号の位相反転の境目を検出するために外部基地局からのＧＰＳ航法データを必要としないため、また受信機端末11内部で受信する信号の航法データを必要としないため、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
また、受信機端末11は、衛星Ｓからの信号の航法データのうち、航法データの１ビット区間の衛星受信信号に対して処理を行なうため、必要な衛星受信信号が短くて済み、受信時間による待ち時間がなくなり、応答性が極めて良くなる。
また、受信機端末11は、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させるよう構成したため、ノイズを低減でき、感度の向上が図れる。
また、受信機端末11は、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させるよう構成したため、ノイズを低減でき、感度の向上が図れる。
また、受信機端末11は、１フレームの搬送波成分を含むＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成したため、ノイズがさらに低減でき、また、精度を高め、感度を良くすることができる。
また、本発明は、衛星Ｓからの信号を受信機端末11が受信し、受信した衛星受信信号により受信機端末11が衛星Ｓとの間の疑似距離を求める衛星測位方法に於て、受信機端末11は、衛星受信信号に受信機端末11が予め用意する疑似パターンＡを作用させて衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させ、極性を変化させたＰＮ信号を同期加算し、同期加算した同期加算ＰＮ信号と受信機端末11が予め用意する搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行ない、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、遅延値から疑似距離を求めるため、受信機端末11内部の擬似パターンＡにより、受信ＰＮ信号の極性を同一化させるため、同期加算および相関計算により感度（信号対雑音比）を著しく向上できる。
また、搬送波を含むＰＮ信号に対して処理を行なうため、サンプリング数を大とすることにより、ノイズの低減が図れて感度を向上させることができる。
また、搬送波を含むＰＮ信号に対して処理を行なうため、サンプリング数を大とすることにより、ノイズの低減が図れて感度を向上させることができる。
さらに、従来のように、航法データによるＣ／Ａコード信号の位相反転の境目を検出するために外部基地局からのＧＰＳ航法データを必要としないため、また受信機端末11内部で受信する信号の航法データを必要としないため、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
また、受信機端末11は、衛星Ｓからの信号の航法データのうち、航法データの１ビット区間の衛星受信信号に対して処理を行なうため、必要な衛星受信信号が短くて済み、受信時間による待ち時間がなくなり、応答性が極めて良くなる。
また、受信機端末11は、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させるため、ノイズを低減でき、感度の向上が図れる。
また、受信機端末11は、１ビット区間の衛星受信信号の１フレームを単位として、１ビット区間の搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させるため、ノイズを低減でき、感度の向上が図れる。
また、受信機端末11は、１フレームの搬送波成分を含むＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するため、ノイズがさらに低減でき、また、精度を高め、感度を良くすることができる。
７ 記憶部
８ 第一演算部
９ 第二演算部
10 第三演算部
11 受信機端末
19 疑似距離検出装置
22 疑似パターン部
Ａ 疑似パターン
Ｓ 衛星
８ 第一演算部
９ 第二演算部
10 第三演算部
11 受信機端末
19 疑似距離検出装置
22 疑似パターン部
Ａ 疑似パターン
Ｓ 衛星
Claims (8)
- 衛星（Ｓ）からの信号を受信機端末（11）が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の疑似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末（11）は、上記衛星受信信号の極性変更用の疑似パターン（Ａ）を記憶乃至発生させる疑似パターン部（22）と、該衛星受信信号を復調させる搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号を記憶する記憶部（７）と、該疑似パターン（Ａ）を該衛星受信信号に作用させ該衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させる第一演算部（８）と、極性を変化させた該ＰＮ信号を同期加算する第二演算部（９）と、同期加算した同期加算ＰＮ信号と上記レプリカＰＮ符号とで相関計算を行なう第三演算部（10）と、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し該遅延値から上記疑似距離を求める疑似距離検出装置（19）と、を備えたことを特徴とする衛星測位システム。
- 上記受信機端末（11）は、上記衛星（Ｓ）からの上記信号の航法データのうち、該航法データの１ビット区間の上記衛星受信信号に対して処理を行なう請求項１記載の衛星測位システム。
- 上記受信機端末（11）は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させるよう構成した請求項２記載の衛星測位システム。
- 上記受信機端末（11）は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成した請求項３記載の衛星測位システム。
- 衛星（Ｓ）からの信号を受信機端末（11）が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の疑似距離を求める衛星測位方法に於て、上記受信機端末（11）は、上記衛星受信信号に該受信機端末（11）が予め用意する疑似パターン（Ａ）を作用させて該衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させ、極性を変化させた該ＰＮ信号を同期加算し、同期加算した同期加算ＰＮ信号と該受信機端末（11）が予め用意する搬送波成分を含むレプリカＰＮ符号とで相関計算を行ない、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から上記疑似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。
- 上記受信機端末（11）は、上記衛星（Ｓ）からの上記信号の航法データのうち、該航法データの１ビット区間の上記衛星受信信号に対して処理を行なう請求項５記載の衛星測位方法。
- 上記受信機端末（11）は、上記１ビット区間の上記衛星受信信号の１フレームを単位として、該１ビット区間の搬送波成分を含む上記ＰＮ信号の極性を変化させる請求項６記載の衛星測位方法。
- 上記受信機端末（11）は、１フレームの搬送波成分を含む上記ＰＮ信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理する請求項７記載の衛星測位方法。
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