JP2005051939A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 入出力電圧比(=出力電圧の値/入力電圧の実効値)が高くても高効率で電力変換ができ尚かつ入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる電源装置を提供する。
【解決手段】 入出力電圧比が高い場合はリレー7をオンにして倍電圧整流モードにする。これにより、入出力電圧比が高くても高効率で電力変換ができる。また、電圧検出回路3の一方の入力側と短絡回路4の一方の入力側を交流電源1に直結せずにリレー7を介して接続する。これにより、入出力電圧比が低い場合にリレー7をオフにして全波整流モードにすると電圧検出回路3及び短絡回路4に電圧が供給されなくなるので、入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる。
【選択図】 図1
【解決手段】 入出力電圧比が高い場合はリレー7をオンにして倍電圧整流モードにする。これにより、入出力電圧比が高くても高効率で電力変換ができる。また、電圧検出回路3の一方の入力側と短絡回路4の一方の入力側を交流電源1に直結せずにリレー7を介して接続する。これにより、入出力電圧比が低い場合にリレー7をオフにして全波整流モードにすると電圧検出回路3及び短絡回路4に電圧が供給されなくなるので、入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関するものである。
入出力電圧比(=出力電圧の値/入力電圧の実効値)が高くても高効率で電力変換ができるようにするために、全波整流モードと倍電圧整流モードを切り換える電源装置がある(例えば、特許文献1)。このような電源装置の一構成例を図2に示す。図2の電源装置は、リアクタ2と、電圧検出回路3と、短絡回路4と、四つのダイオード5a〜5dによって構成される整流回路5と、コンデンサ6a及び6bと、リレー7と、切換回路8と、電源制御回路9とを備えている。図2の電源装置の入力側に商用電源1が接続され、図2の電源装置の出力側にコンプレッサ等の負荷10が接続される。
商用電源1の一端にリアクタ2の一端が接続され、リアクタ2の他端がダイオード5aのアノードとダイオード5bのカソードとに接続される。商用電源1の他端にダイオード5cのアノードとダイオード5dのカソードとリレー7の一端が接続される。負荷10の一端にダイオード5aのカソードとダイオード5cのカソードとコンデンサ6aの一端が接続され、負荷10の他端にダイオード5bのアノードとダイオード5dのアノードとコンデンサ6bの一端が接続される。また、リレー7の他端が、コンデンサ6aの他端とコンデンサ6bの他端とに接続される。
電圧検出回路3は商用電源1の出力電圧のゼロクロスを検出し、その検出結果を電源制御回路9に出力する。電圧検出回路3の一構成例を図3に示す。図3に示す電圧検出回路3はダイオード11及び12と、抵抗13〜16と、発光ダイオード17a及びフォトトランジスタ17bから成るフォトカプラ17とを備えている。商用電源1の一端にダイオード11のアノード及び抵抗15の一端が接続され、商用電源1の他端にダイオード12のアノード及び抵抗16の一端が接続される。ダイオード11のカソードが抵抗13を介して、ダイオード12のカソードが抵抗14を介してそれぞれ発光ダイオード17aのアノードに接続される。抵抗15の他端と抵抗16の他端が発光ダイオード17aのカソードに接続される。また、フォトトランジスタ17bのエミッタ及びコレクタが電源制御回路9に接続される。
短絡回路4は電源制御回路9からの指示に従ってリアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡/開放を切り換え、切換回路8は電源制御回路9からの指示に従ってリレー7のオン/オフを切り換える。
次に図2の電源装置の動作について説明する。まず、昇圧動作について説明する。商用電源1の出力電圧E1、ゼロクロス信号S1、短絡信号S2、及び商用電源1の出力電流I1のタイムチャートを図4に示す。商用電源1の出力電圧E1を入力し、商用電源1の出力電圧E1の絶対値が所定値以下の場合に電圧検出回路3に設けられるフォトカプラ17がオフになり、商用電源1の出力電圧E1の絶対値が所定値以下でない場合に電圧検出回路3に設けられるフォトカプラ17がオンになる。電源制御回路9は、フォトトランジスタ17bのコレクタ−エミッタ間電圧を入力し、その入力した電圧に基づいてフォトカプラ17がオフである場合にHighレベルとなりフォトカプラ17がオンである場合にLowレベルとなるゼロクロス信号S1を生成する。ここで、ゼロクロス信号S1のHighレベル区間は2Tzであり、2Tzの中間時点において商用電源1の出力電圧E1がゼロクロスになる。
電源制御回路9は、ゼロクロス信号S1に基づいて商用電源1の出力電圧E1がゼロクロスになる時点zc(以下、「ゼロクロス点zc」という)を求め、短絡回路4に出力する短絡信号S2のレベルをゼロクロス点zcからT0時間経過後にLowレベルからHighレベルに切り換え、Highレベルに切り換えてからT1時間経過後にLowレベルに戻す。短絡信号S2がHighレベルのとき、短絡回路4がリアクタ2の他端と商用電源1の他端とを短絡するので、図5に示す電流経路a (双方向)でリアクタ2に大きな電流が流れ、リアクタ2に磁気エネルギーが蓄積される。一方、短絡信号S2がLowレベルのとき、短絡回路4がリアクタ2の他端と商用電源1の他端とを開放するので、リアクタ2に蓄えられていた磁気エネルギーが放出され、図5に示す電流経路bでリアクタ2から整流回路5を経由してコンデンサ6a及び6bに電流が流れてコンデンサ6a及び6bが充電され、コンデンサ6a及び6bから成る直列接続体の両端電圧が昇圧する。ここで、T0、T1の値は予め実験やシミュレーション等で決定しておき、電源制御回路9内のメモリ(図示せず)に予め記憶しておく。また、T0、T1の少なくとも1つを変更することにより、昇圧する電圧値を変更することができる。なお、T0、T1の少なくとも1つを変更する方法としては、例えばT0、T1の値をメモリに複数記憶しておいてその中から一つを選択する方法やメモリに記憶しているT0、T1の値を補正する方法等が挙げられる。
続いて、昇圧動作を行っていない状態での全波整流モードの動作と倍電圧整流モードの動作について説明する。
リレー7がオフである場合、図2の電源装置の等価回路は図6に示すようになり、商用電源1の半周期毎に電流経路cと電流経路dとが切り替わり、コンデンサ6a及び6bから成る直列接続体の両端電圧は約140[V]となる。すなわち、リレー7がオフである場合に全波整流モードとなる。
一方、リレー7がオンである場合、図2の電源装置の等価回路は図7に示すようになり、商用電源1の半周期毎に電流経路eと電流経路fとが切り替わり、コンデンサ6a及び6bの両端電圧がそれぞれ約140[V]となるためコンデンサ6a及び6bから成る直列接続体の両端電圧は約280[V]となる。すなわち、リレー7がオンである場合に倍電圧整流モードとなる。
したがって、全波整流モードにおいて昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行うと、約140[V]に昇圧分を加えた値の電圧が負荷10に出力され、倍電圧整流モードにおいて昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行うと、約280[V]に昇圧分を加えた値の電圧が負荷10に出力される。
電源制御回路9は切換回路8を制御し負荷10が所望する電圧に応じて全波整流モードと倍電圧整流モードを切り換える。負荷10が所望する電圧が所定値以上である場合は倍電圧整流モードとなり、負荷10に供給する電圧は所定値以上になる。また、負荷10が所望する電圧が所定値未満である場合は全波整流モードとなり、負荷10に供給する電圧は所定値未満になる。例えば、負荷10がモータの場合、負荷10が高回転や高負荷であるときは負荷10が所望する電圧が所定値以上となるため倍電圧整流モードとなって負荷10に供給する電圧の値は高くなり、負荷10が低回転や軽負荷であるときは負荷10が所望する電圧が所定値未満となるため全波整流モードとなって負荷10に供給する電圧の値は低くなる。
このように入出力電圧比(=負荷10に供給する電圧の値/商用電源1の出力電圧E1の実効値)が高い場合に倍電圧整流モードにすることで、入出力電圧比が高くてもリアクタ2の鉄損を小さくできるため高効率で電力変換ができる。
特開2000−188867号公報
通常は、負荷10が高電圧を必要とする状態である場合に倍電圧整流モードにして昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行い、全波整流モード(リレー7がオフ)にするときには省エネルギー運転等の制御をする場合がほとんどであり一般的に昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行う必要がない。
しかしながら、図2の電源装置においては、電圧検出回路3と短絡回路4が商用電源1に直結されているため、一般に昇圧動作を行わない全波整流モードにおいても、電圧検出回路3と短絡回路4とに電流が流れることになり、電圧検出回路3と短絡回路4とで無駄な電力が消費されることになる。
本発明は、上記の問題点に鑑み、入出力電圧比(=出力電圧の値/入力電圧の実効値)が高くても高効率で電力変換ができ尚かつ入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる電源装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係る電源装置は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置であって、前記交流電源の一端にその一端が接続されるリアクタと、前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との短絡/開放を所定のタイミングで切り換えるスイッチ手段と、前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との両端電圧を直流電圧に変換する整流手段と、前記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに切り換える切換手段と、前記整流手段が全波整流モードのときに前記スイッチ手段の一部又は全部への電圧供給を停止する手段と、を備える構成とする。
このような構成によると、入出力電圧比が高い場合に前記切換手段が前記整流手段を倍電圧整流モードにすることで、入出力電圧比が高くても前記リアクタの鉄損を小さくすることができ高効率で電力変換ができる。また、前記整流手段が全波整流モードのときに前記スイッチ手段の一部又は全部への電圧供給を停止する手段を備えるので、一般に昇圧動作を行わない全波整流モードにおいて前記スイッチ手段の一部又は全部に電流が流れなくなり、前記スイッチ手段での無駄な電力消費が低減される。したがって、入出力電圧比が低い場合に前記切換手段が前記整流手段を全波整流モードにすることで、入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる。
また、前記スイッチ手段が、前記リアクタの他端と前記交流電源の他端とを短絡/開放する短絡回路と、前記交流電源から出力される交流電圧の位相を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路の検出結果に応じて前記短絡回路を制御して前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との短絡/開放の切り換えタイミングを制御する制御回路と、を備えるようにする。このような構成によると、例えば倍電圧整流モードにおいて昇圧動作を行うときに前記交流電源の半周期毎に1回前記リアクタの他端と前記交流電源の他端を短絡する制御が可能となるので、前記スイッチ手段がPWM(Pulse Width Modulation)制御を用いなくて済む。PWM制御を用いると、切り換え回数が増加するのでスイッチング喪失が増加し、また前記リアクタに高周波電流が流れるので鉄損が増加するため、前記スイッチ手段がPWM制御を用いないようにすることで入出力電圧比が高い場合における消費電力の低減を図ることができる。
また、前記負荷に供給する直流電圧が所定値以上のときに前記整流手段が倍電圧整流モードとなり、前記負荷に供給する直流電圧が所定値未満のときに前記整流手段が全波整流モードとなるようにする。これにより、入出力電圧比が高い場合は前記切換手段が前記整流手段を倍電圧整流モードにするので、入出力電圧比が高くても前記リアクタの鉄損を小さくすることができ高効率で電力変換ができる。また、入出力電圧比が低い場合に前記切換手段が前記整流手段を全波整流モードにするので、入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる。
本発明によると、入出力電圧比が高くても高効率で電力変換ができ尚かつ入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる電源装置を実現することができる。
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係る電源装置の一構成例を図1に示す。尚、図1において図2と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
図1の電源装置が図2の電源装置と異なる点は、電圧検出回路3と短絡回路4が商用電源1に直結されていないことである。図1の電源装置では、電圧検出回路3の一方の入力側が交流電源1の一端に接続され、短絡回路4の一方の入力側がリアクタ2を介して交流電源1の一端に接続され、電圧検出回路3の他方の入力側と短絡回路4の他方の入力側がリレー7を介して交流電源1の他端に接続されている。
このような構成によると、リレー7がオンである倍電圧整流モードのときは電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給され、リレー7がオフである全波整流モードのときは電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されない。したがって、一般に昇圧動作を行わない全波整流モードにおいて電圧検出回路3と短絡回路4とに電流が流れなくなり、電圧検出回路3と短絡回路4とで無駄な電力が消費されなくなる。
図1の電源装置の昇圧動作は図2の電源装置の昇圧動作と同一であるので説明を省略する。また、図1の電源装置の昇圧動作を行っていない状態での全波整流モードの動作と倍電圧整流モードの動作は図2の電源装置の昇圧動作を行っていない状態での全波整流モードの動作と倍電圧整流モードの動作と同一であるので説明を省略する。
全波整流モードでは電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されないため、昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)が行われることがない。したがって、全波整流モードでは約140[V]の電圧が負荷10に出力される。
一方、倍電圧整流モードでは電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されているため、昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行うことができる。倍電圧整流モードにおいて昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行うと、約280[V]に昇圧分を加えた値の電圧が負荷10に出力され、倍電圧整流モードにおいて昇圧動作(リアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡・開放の繰り返し)を行わないと、約280[V]の電圧が負荷10に出力される。
電源制御回路9は切換回路8を制御し負荷10が所望する電圧に応じて全波整流モードと倍電圧整流モードを切り換える。負荷10が所望する電圧が所定値以上である場合は倍電圧整流モードとなり、負荷10に供給する電圧は所定値以上になる。また、負荷10が所望する電圧が所定値未満である場合は全波整流モードとなり、負荷10に供給する電圧は所定値未満になる。例えば、負荷10がモータの場合、負荷10が高回転や高負荷であるときは負荷10が所望する電圧が所定値以上となるため倍電圧整流モードとなって負荷10に供給する電圧の値は高くなり、負荷10が低回転や軽負荷であるときは負荷10が所望する電圧が所定値未満となるため全波整流モードとなって負荷10に供給する電圧の値は低くなる。
このように入出力電圧比(=負荷10に供給する電圧の値/商用電源1の出力電圧E1の実効値)が高い場合に倍電圧整流モードにすることで、入出力電圧比が高くてもリアクタ2の鉄損を小さくできるため高効率で電力変換ができる。また、このように入出力電圧比が低い場合に全波整流モードにすることで、上述したように電圧検出回路3と短絡回路4とに電流が流れなくなるので、入出力電圧比が低い場合における消費電力の低減を図ることができる。
上述した実施形態では全波整流モードのときに電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されない構成としたが、電圧検出回路3及び短絡回路4のいずれか一方を商用電源1に直結して全波整流モードのときに商用電源1の出力電圧を電圧検出回路3と短絡回路4のいずれか一方に供給し他方に供給しない構成としても入出力電圧比が低い場合における消費電力を従来の電源装置に比べて低減することができる。この場合、リアクタ2の他端と商用電源1の他端とが開放しているときは短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されても短絡回路4に流れる電流は微少であるため、短絡回路4を商用電源1に直結することが望ましい。尚、当然の事ながら、入出力電圧比が低い場合における消費電力を最も低減することができるのは、全波整流モードのときに電圧検出回路3及び短絡回路4に商用電源1の出力電圧が供給されない構成である。
また、上述した実施形態では倍電圧整流モードにおいて昇圧動作を行うときに商用電源1の半周期毎に1回リアクタ2の他端と商用電源1の他端とが短絡されたが、電圧検出回路3を取り除き、電源制御回路9が短絡回路4によるリアクタ2の他端と商用電源1の他端との短絡/開放をPWM制御するようにしてもよい。この場合、電源制御回路9内に三角波発振回路や比較器等から成るPWM信号生成回路が設けられるが、入出力電圧比が低い場合における電源制御回路9の消費電力を低減するために全波整流モードのときに当該PWM信号生成回路に電力が供給されないようにすることが望ましい。例えば、当該PWM信号生成回路と駆動電源との間にスイッチを設け、当該スイッチを切換回路8が制御することによって、全波整流モードのときに当該PWM信号生成回路に電力が供給されないようにすることができる。
1 商用電源
2 リアクタ
3 電圧検出回路
4 短絡回路
5 整流回路
6a、6b コンデンサ
7 リレー
8 切換回路
9 電源制御回路
10 負荷
11、12 ダイオード
13〜16 抵抗
17 フォトカプラ
2 リアクタ
3 電圧検出回路
4 短絡回路
5 整流回路
6a、6b コンデンサ
7 リレー
8 切換回路
9 電源制御回路
10 負荷
11、12 ダイオード
13〜16 抵抗
17 フォトカプラ
Claims (3)
- 交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置であって、
前記交流電源の一端にその一端が接続されるリアクタと、
前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との短絡/開放を所定のタイミングで切り換えるスイッチ手段と、
前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との両端電圧を直流電圧に変換する整流手段と、
前記整流手段を全波整流モードと倍電圧整流モードとに切り換える切換手段と、
前記整流手段が全波整流モードのときに前記スイッチ手段の一部又は全部への電圧供給を停止する手段と、
を備えることを特徴とする電源装置。 - 前記スイッチ手段が、
前記リアクタの他端と前記交流電源の他端とを短絡/開放する短絡回路と、
前記交流電源から出力される交流電圧の位相を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の検出結果に応じて前記短絡回路を制御して前記リアクタの他端と前記交流電源の他端との短絡/開放の切り換えタイミングを制御する制御回路と、
を備える請求項1に記載の電源装置。 - 前記負荷に供給する直流電圧が所定値以上のときに前記整流手段が倍電圧整流モードとなり、前記負荷に供給する直流電圧が所定値未満のときに前記整流手段が全波整流モードとなる請求項1又は請求項2に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003282265A JP2005051939A (ja) | 2003-07-30 | 2003-07-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003282265A JP2005051939A (ja) | 2003-07-30 | 2003-07-30 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005051939A true JP2005051939A (ja) | 2005-02-24 |
Family
ID=34267527
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003282265A Pending JP2005051939A (ja) | 2003-07-30 | 2003-07-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2005051939A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112805658A (zh) * | 2018-10-19 | 2021-05-14 | 三菱电机株式会社 | 电源检测电路控制方法以及电路系统 |
-
2003
- 2003-07-30 JP JP2003282265A patent/JP2005051939A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN112805658A (zh) * | 2018-10-19 | 2021-05-14 | 三菱电机株式会社 | 电源检测电路控制方法以及电路系统 |
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