JP2005027204A - フィルタ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】良好な周波数特性を持つチェンバリンフィルタ係数を簡素な構成で求めることが可能なフィルタ装置を実現すること。
【解決手段】チェンバリン型のフィルタ部３００は、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数に応じたフィルタリング特性でフィルタリングし、係数演算部２００はフィルタ係数を求めてフィルタ部３００に設定するが、係数演算部２００は、第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）と第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）とを得て、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式で２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を直接求めるので、係数テーブルを不要とし補間演算も不要とした簡素な構成のフィルタ装置を実現することが可能になる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、入力されるデジタル楽音信号を設定される２つのフィルタ係数に応じたフィルタリング特性でフィルタリングするチェンバリン型のフィルタ部と、前記２つのフィルタ係数を求めて前記フィルタ部に設定する係数演算部と、を備えたフィルタ装置に関する。

電子楽器の音色設定用フィルタにあっては、エンベロープやＬＦＯに応じてカットオフ周波数を変化させるため、カットオフ周波数を連続的に変化させる必要があった。しかしながら、カットオフ周波数が連続的に変化するように楽音が聞こえる程度のフィルタ係数をテーブル化しようとすれば、テーブル容量が膨大なものとなってしまう。そのため、従来技術にあっては、周知の補間演算、即ち１次元の補間演算を行い、例えばカットオフ周波数に対応するフィルタ係数のみを補間してデジタルフィルタにフィルタ係数を与えるようにするものが提案されていた（例えば、特許文献１参照。）。

即ち、図５のブロック構成図を参照すると、ＲＯＭ１２に記録された動作プログラムを実行することによってＣＰＵ１０が２つのパラメータであるＦｃ（カットオフ周波数値：増幅度が３ｄＢ低下する周波数を示すパラメータ）、Ｑ（レゾナンス値：周波数特性のピーキング状態の程度を示すパラメータ）を与えると、係数Ｆ補間演算部５０および係数Ｗ補間演算部６０の夫々は、Ｆｃ、Ｑに対応したフィルタ係数の組を係数テーブル４０から得てこれらを補間処理してフィルタ係数Ｆ、フィルタ係数Ｗを求めてフィルタ部３０に設定するようにして、フィルタ部３０のＬＰＦ（ローパスフィルタ）特性等を調整していた。

そして、このフィルタ部３０には、状態変数型マルチモードフィルタであり、一つの２次フィルタでＬＰＦ（ローパスフィルタ）信号、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）信号、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）信号等が出力可能な２つのフィルタ係数Ｆ、Ｗが設定されるチェンバリンフィルタとなっている。しかしながら、このような従来の技術によれば、入力パラメータに応じてフィルタ係数Ｆ、Ｗを所要のものに調整するには大規模の係数テーブルが必要になり、また、補間演算を行う必要もあるためフィルタ装置の規模が大きくなる等の問題があった。

そこで、このチェンバリンフィルタの２つの係数Ｆ、Ｗを演算式で求めることが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。これによれば、例えば「Ｆ＝２π・（Ｆｃ／Ｆｓ）、Ｗ＝１／Ｑ：但しＦｃはカットオフ周波数、Ｆｓはサンプリング周波数、Ｑはレゾナンス値を示すパラメータでＱ＝１の時、レゾナンス値最小、Ｑが無限大の時、レゾナンス値最大」なる簡単な式で２つの係数Ｆ、Ｗを求めている。

特開平６−１９５０７９号公報（第３−４頁、第１図） ジョンダットロ（Jon Dattorro）著、「イフェクトデザイン（Effect Design）」、ジャーナルオブザエーイーエス（Journal of the ＡＥＳ）、（米国）、オーディオエンジニアリングソサエティ（AUDIO ENGINEERING SOCIETY，INC）、１９９７年９月、第４５巻（ｖｏｌ．４５）、第９号（Ｎｏ、９）、ｐ６６０−ｐ６８４

しかしながら、このような演算によって求めた周波数特性は使用することができないものとなっていた。図８は横軸に周波数（単位Ｈｚ）、縦軸に振幅（単位ｄＢ）としたもので、従来の手法によれば、カットオフ周波数を上げていくと、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）出力の周波数特性において、例えば、符合Ａ〜Ｄに示すように周波数特性が持ち上がってしまい、そのままＬＰＦ出力周波数特性として使用することが困難であった。また、この演算式を用いた場合であって、ナイキスト周波数の半分程度以下の範囲であれば、ローパスフィルタとして利用できる特性を持っているので、例えば２倍オーバーサンプリングを行う等して一時的にサンプリング周波数を上げて、このフィルタでフィルタリングした後、元のサンプリング周波数に戻す等の方法も採用されていた。しかしながら、この場合にあっても、本来不要なレゾナンスが残ってしまったり、一時的にサンプリング周波数を上げることから演算量が増加してしまう等の問題があった。

そこで、本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、良好な周波数特性を持つチェンバリンフィルタ係数を簡素な構成で求めることが可能なフィルタ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、入力されるデジタル楽音信号を設定される２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）に応じたフィルタリング特性でフィルタリングするチェンバリン型のフィルタ部と、前記２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を求めて前記フィルタ部に設定する係数演算部と、を備え、
前記係数演算部は、
第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）と第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）とを受け付けて、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式で前記２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を直接求め、求めたフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を前記フィルタ部に設定することを特徴とするようにした。

この発明によれば、フィルタ部が、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）に応じたフィルタリング特性でフィルタリングし、係数演算部は前記フィルタ係数を求めて前記フィルタ部に設定するが、この係数演算部は、第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）と第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）とを受け付けて、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式で前記２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を直接求め、求めたフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）をフィルタ部に設定するので、係数テーブルを不要とし補間演算も不要とした簡素な構成でチェンバリンフィルタのフィルタ係数を求めることが可能なフィルタ装置を実現することが可能になる。なお、ここで、第１のパラメータであるカットオフ周波数値Ｆｃは、増幅度が３ｄＢ低下する周波数を示すパラメータであり、第２のパラメータであるレゾナンス値Ｑは、周波数特性のピーキング状態の程度を示すパラメータである。

そして、この簡素な式で、チェンバリンフィルタの２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を求めることができるのは以下に説明する理由による。単純な１次ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタによるＬＰＦ（ローパスフィルタ）では係数によるカットオフ周波数の制御が簡単であることと、チェンバリンフィルタ（後に実施の形態にて詳細に説明）は、それ自体で２次のＩＩＲフィルタを構成していることから、チェンバリンフィルタの伝達関数が１次ＩＩＲを２段縦続接続した場合と同等になるように、チェンバリンフィルタの係数Ｆ、Ｗを考えた。図６は、１次ＩＩＲフィルタを２段縦続接続したもので、１段目は、係数ｋの乗算器４００と加算器４０２とを接続し、この加算器４０２の出力を遅延素子４０４および係数「１−ｋ」の乗算器４０６を介してフィードバックする構成の１次ＩＩＲフィルタとなっており、２段目も同様の構成の１次ＩＩＲフィルタであり、係数ｋの乗算器４１０と加算器４１２とを接続し、この加算器４１２の出力を遅延素子４１４および係数「１−ｋ」の乗算器４１６を介してフィードバックする構成となっている。

この１次ＩＩＲフィルタを２段縦続接続したタイプのフィルタの伝達関数は、図３の最上段に示すものとなる。一方、チェンバリンフィルタのＬＰＦ（ローパスフィルタ）の伝達関数は、図３の最上段から２番目に示すものとなる。そこで、最初に、レゾナンスをかけない状態を想定し、更に、１次ＩＩＲフィルタのカットオフ周波数は、係数ｋだけで容易に制御され、そのときの周波数特性も良好なため、これらの伝達関数が一致するようにチェンバリンフィルタの係数Ｆ、Ｗと係数ｋとを関連付けることを考える。まず、両伝達関数の分子が同じであるとしてｋの２乗とＦの２乗とが等しいことより「Ｆ＝ｋ」が導かれ、分母においては１次の項が等しいとして「−２（１−ｋ）＝−２＋Ｆ・Ｗ＋Ｆ∧２（以下∧は累乗を表現する。この場合のＦ∧２はＦの２乗を意味する）」なる式と、「Ｆ＝ｋ」より「Ｗ＝２−ｋ」が得られる。なお、両伝達関数の分母の２次の項はこれらのＦ、Ｗを代入すると等しくなる。

これらのことから、「Ｆ＝ｋ、Ｗ＝２−ｋ」とすることによって、１次ＩＩＲフィルタを２段縦続接続したものと同じ伝達関数をチェンバリンフィルタのＬＰＦ出力から得られるので、良好な周波数特性のチェンバリンフィルタ係数を簡単に得ることができる。以上はレゾナンスをかけない状態についての説明であるが、以下に、この簡単なフィルタ係数演算式に変形を施して、レゾナンスをかけられるようにすることを考える。さて、レゾナンスＱが最大になる時には、チェンバリンフィルタの係数Ｗは「０」になることが知られており、これを実現するために次の演算を追加した。

１次ＩＩＲフィルタを２段縦続接続したフィルタで、カットオフ周波数を最低にし、レゾナンスを最大に上げた時、即ち、直流分ＤＣにピークが立つ状態の時の伝達関数は、図３の上から３番目のようになる。この時、チェンバリンフィルタではフィルタ係数Ｗが「０」になるので、係数Ｆについて考える。但し、１次ＩＩＲフィルタと全く同じ伝達関数とはならないので、伝達関数の分母の項だけに注目し、フィルタの極が一致するとすれば、分母の１次の項が等しいことから「−２＝−２＋Ｆ・Ｗ＋Ｆ∧２」即ち、「Ｆ∧２＋Ｆ・Ｗ＝０」となり、これと「Ｗ＝０」より、「Ｆ＝０」となる。また、分母の２次の項では「Ｗ＝０」により「Ｆ・Ｗ＝０」となるのでフィルタ係数Ｆは求められない。

次に、１次ＩＩＲフィルタの２段縦続接続で、カットオフ周波数を最大にしてレゾナンスを最大にかけたときの伝達関数と、チェンバリンフィルタの伝達関数とから、チェンバリンフィルタのフィルタ係数Ｆを求める。１次ＩＩＲフィルタの２段縦続接続でカットオフ周波数、レゾナンスともに最大の場合の伝達関数は、図３の最下段（最上段から４番目）のようになる。ここで、伝達関数の分母のみについて考え、フィルタの極を一致させるものとする。両伝達関数の分母の１次の項が等しいとして「２＝−２＋Ｆ・Ｗ＋Ｆ∧２」、即ち「Ｆ∧２＋Ｆ・Ｗ＝４」となり、これと「Ｗ＝０」より、Ｆの２乗が４となり、「Ｆ＝２」が得られる。

したがって、「カットオフ周波数最小でレゾナンス最大の時は、Ｆ＝０、Ｗ＝０」となり、また、「カットオフ周波数最大でレゾナンス最大の時はＦ＝２、Ｗ＝０」とすると、レゾナンス最大のときのチェンバリンフィルタ用フィルタ係数Ｆ、Ｗが得られる。これらと、レゾナンスなしの時のｋを用いた係数演算式「Ｆ＝ｋ、Ｗ＝２−ｋ」と、レゾナンスのパラメータＱ（ここではＱが「０」の時レゾナンス最小、Ｑが「１」の時レゾナンス最大とする）から、レゾナンスを可変にすることを考える。

Ｆについては、「（１）レゾナンス最小（Ｑ＝０）の時、カットオフ周波数に係わらずＦ＝ｋ」、「（２）レゾナンス最大（Ｑ＝１）の時でカットオフ最小（ｋ＝０）の時、Ｆ＝０」、「（３）レゾナンス最大（Ｑ＝１）の時でカットオフ最大（ｋ＝１）の時、Ｆ＝２」となるので、これらを直線で結んで「Ｆ＝（１＋Ｑ）・ｋ」となる。一方、Ｗについては、カットオフ周波数に係わらず、「（１）レゾナンス最小（Ｑ＝０）の時、Ｗ＝２−ｋ」、「（２）レゾナンス最大（Ｑ＝１）の時、Ｗ＝０」となるので、これらを直線で結んで「Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−ｋ）」となる。

したがって、これらをまとめると「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｑ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」となり、簡単な演算でチェンバリンフィルタのフィルタ係数Ｗ、Ｆが求まり、大きな係数テーブルを不要とすることができるようになる。また、このフィルタ係数をチェンバリンフィルタに使用すると、レゾナンスをかけない状態ではその周波数特性は１次ＩＩＲフィルタを２段縦続接続したものと等しくなり、また、レゾナンスをかけた場合では最大ナイキスト周波数まで発振させることが可能となるため、これまでのチェンバリンフィルタの欠点を解消できるようになる。

また、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数に応じたフィルタリング特性でフィルタリングするフィルタ部と、前記フィルタ係数を求めて前記フィルタ部に設定する係数演算部と、第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）とその数だけ所定値をかけあわせた累乗値（所定値のＦｃ乗：Ｆｃｑ）との組を複数組記憶する記憶部と、を備え、
前記係数演算部は、
前記記憶部の記憶内容を参照して、与えられた前記第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）に対応する累乗値（Ｆｃｑ）を得る手段と、
与えられた第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）と前記得られた累乗値を「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃｑ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃｑ）」なる式に代入して前記フィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を求める手段と、を含むことを特徴とするフイルタ装置も提供される。この発明においても、係数テーブルを不要とし補間演算も不要とした簡素な構成のフィルタ装置を実現することが可能になる。

本発明によれば、良好な周波数特性を持つチェンバリンフィルタ係数を簡素な構成で求めることが可能なフィルタ装置を実現することが可能になるという効果が得られる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照しつつ説明する。なお、本発明において、「チェンバリンフィルタ」とは、一般に、一つの２次ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタからＬＰＦ（ローパスフィルタ）、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）の出力を同時に得ることができるフィルタであり、状態変数型フィルタとも称され、アナログの状態変数型フィルタをデジタルに置きかえることで設計されるものである。

図１は本発明の実施形態のフィルタ装置１のブロック構成図である。このフィルタ装置１は、入力されるデジタル楽音信号を設定される２個のフィルタ係数Ｆ、Ｗに応じたフィルタリング特性でフィルタリングするチェンバリン型のフィルタ部３００と、フィルタ係数Ｆ、Ｗを演算して求め、求めたフィルタ係数Ｆ、Ｗをフィルタ部３００に設定する係数演算部２００とを備えている。

そして、ＣＰＵ１０は、ＲＯＭ１２に格納されたプログラムにしたがった動作等によって、ローパスフィルタのカットオフ周波数値（Ｆｃ：増幅度が３ｄＢ低下する周波数）とレゾナンス値（Ｑ：周波数特性のピーキング状態の程度を示すパラメータ）を２つのパラメータとして供給するように構成されている。この際、カットオフ周波数値Ｆｃとレゾナンス値Ｑは直接、係数演算部２００に供給される。

そして、係数演算部２００は、先に説明した「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる簡単な式でフィルタ部３００のフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めて、フィルタ部３００に設定するように構成されている。したがって、各々のフィルタ係数Ｆ、Ｗを求める式が簡単な式であるため、係数テーブル等を不要とし極めて簡単な演算式でフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めることが可能になる。

図４はフィルタ部３００（チェンバリンフィルタ）の構成例であり、加算器９０、９１、９３、９５、遅延素子９７、９８とフィルタ係数Ｆを有する乗算器９２、９４と、フィルタ係数Ｗを有する乗算器９６とで構成されている。より詳細には、このチェンバリンフィルタは、第１の加算器である加算器９０と、第２の加算器である加算器９１と、フィルタ係数Ｆ（第１のフィルタ係数）を有する第１の乗算器である乗算器９２と、第３の加算器である加算器９３と、フィルタ係数Ｆ（第１のフィルタ係数）を有する第２の乗算器である乗算器９４と、第４の加算器である加算器９５とを直列に接続し、第１の遅延素子である遅延素子９８によってフィルタ出力を第２の加算器である加算器９１および第４の加算器である加算器９５へ帰還させるように構成し、更に、第２の遅延素子である遅延素子９７によって第３の加算器である加算器９３の出力をこの加算器９３へ帰還させると共にフィルタ係数Ｗ（第２のフィルタ係数）を有する第３の乗算器である乗算器９６を介して第１の加算器である加算器９０へ帰還させるように構成されている。そして、乗算器９２、乗算器９４、乗算器９６のフィルタ係数Ｆ、Ｗは係数演算部２００によって簡単な式によって求められ設定される。

そして、図４に示すようにフィルタリング信号としてＢＲＦ（バンドリジェクトフィルタ）信号、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）信号、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）信号、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）信号として装置外部に出力される。かくして、フィルタ係数Ｆ、Ｗを所要の値に設定することにより、楽音信号の所望のフィルタリング信号が出力されるように構成されている。

（動作）
フィルタ装置１の全体動作を説明すると以下のようになる。ＣＰＵ１０が２つのパラメータＦｃ、Ｑを供給する。この際、パラメータＦｃとパラメータＱは直接、係数演算部２００に供給される。次いで、係数演算部２００は、パラメータＦｃ、パラメータＱが与えられると、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる簡単なフィルタ係数演算式でフィルタ部３００のフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めて、これをフィルタ部３００に設定する。係数調整されたフィルタ部３００は、調整された周波数特性で楽音信号のＢＲＦ信号、ＨＰＦ信号、ＢＰＦ信号、ＬＰＦ信号を出力する。

したがって、この実施の形態によれば、フィルタ部３００が、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数Ｆ、Ｗに応じたフィルタリング特性でフィルタリングし、係数演算部２００はフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めてフィルタ部３００に設定するが、この係数演算部２００は、第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）と第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）とを直接受け付けて、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式で２つのフィルタ係数Ｆ、Ｗを直接求め、求めたフィルタ係数Ｆ、Ｗをフィルタ部３００に設定するので、係数テーブルを不要とし補間演算も不要とした簡素な構成でチェンバリンフィルタのフィルタ係数を求めることが可能なフィルタ装置を実現することが可能になる。

図９は本発明を適用したフィルタ装置１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）出力の周波数特性の説明図であり、横軸に周波数（単位Ｈｚ）、縦軸に振幅（単位ｄＢ）としたもので、従来の手法に比べて（図８参照）、カットオフ周波数を上げていっても、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）出力の周波数特性において、特性曲線の持ち上がり等は発生せず、フィルタ係数が調整されても良好なローパスフィルタ特性を得ることができることが分かる。

（他の実施形態）
図７は他の実施形態のフィルタ装置２のブロック構成図である。このフィルタ装置２は、図１のフィルタ装置１において、ＣＰＵ１０と係数演算部２００との間にＦｃ指数変換テーブル１００を設けた点に特徴があり、その他の構成上の点は図１のフィルタ装置１と変る点がなく、フィルタ装置１の構成要素と同一のものには同一符合を付している。このフィルタ装置２においては、ユーザの鍵入力操作に応じて、Ｆｃが指数関数的に変化する楽器装置等において、本発明を適用した場合を想定している。

即ち、このフィルタ装置２は、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数Ｆ、Ｗに応じたフィルタリング特性でフィルタリングするチェンバリン型のフィルタ部３００と、フィルタ係数を演算して求め、求めたフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）をフィルタ部３００に設定する係数演算部２００とを備えている。また、このフィルタ装置２はＣＰＵ１０と係数演算部２００との間にＦｃ指数変換テーブル１００を備えている。図２に示すように、このテーブル１００は、パラメータＦｃと２のＦｃ乗の値（Ｆｃｑ：２（所定値）をＦｃで示す数だけかけあわせた累乗値）の組を複数組記憶している。図２に示す例では、Ｆｃ「ａ」、「ｂ」、…、に対して夫々「２のａ乗」、「２のｂ乗」、…、が組になって記憶されている。

そして、Ｆｃが与えられると、係数演算部２００は、このＦｃに対応する２のＦｃ乗の値をテーブル１００の記憶内容を参照して得るように構成され、毎回、累乗値を演算することが不要となる。

そして、ＣＰＵ１０は、ＲＯＭ１２に格納されたプログラムにしたがった動作等によって、ローパスフィルタのカットオフ周波数値（Ｆｃ：増幅度が３ｄＢ低下する周波数）とレゾナンス値（Ｑ：周波数特性のピーキング状態の程度を示すパラメータ）を２つのパラメータとして供給するように構成されている。この際、レゾナンス値Ｑは直接、係数演算部２００に供給される一方、カットオフ周波数ＦｃはＦｃ指数変換テーブル１００に供給される。先にも説明したように係数演算部２００は、Ｆｃに対応する２のＦｃ乗の値をテーブル１００の記憶内容を参照して得る。

そして、２つのパラメータを用いて定義された式にカットオフ周波数値と２のＦｃ乗値（Ｆｃｑ）を代入してフィルタ係数Ｆ、Ｗを求める。具体的には、先に説明した「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式のＱの値はＣＰＵ１０から直接得た値を代入する一方、Ｆｃの値には、Ｆｃ指数変換テーブル１００から得られた、２のＦｃ乗値である「Ｆｃｑ」を代入して、２つのフィルタ係数Ｆ、Ｗを得る。したがって、このフィルタ装置２にあっても、各々のフィルタ係数Ｆ、Ｗを求める式が簡単な式であるため、係数テーブル等を不要とし極めて簡単な演算式でフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めることが可能になる。

（動作）
フィルタ装置２の全体動作を説明すると以下のようになる。ＣＰＵ１０が２つのパラメータＦｃ、Ｑを供給する。この際、パラメータＱは直接、係数演算部２００に供給される一方、パラメータＦｃはＦｃ指数変換テーブル１００に供給される。

次いで、係数演算部２００は、Ｆｃが与えられると、このＦｃに対応する２のＦｃ乗の値（Ｆｃｑ）をテーブル１００の記憶内容を参照して得る。そして、係数演算部２００は、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃｑ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃｑ）」なる簡単なフィルタ係数演算式でフィルタ部３００のフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めて、これをフィルタ部３００に設定する。係数調整されたフィルタ部３００は、調整された周波数特性で楽音信号のＢＲＦ信号、ＨＰＦ信号、ＢＰＦ信号、ＬＰＦ信号を出力する。

したがって、本実施形態によれば、チェンバリン型のフィルタであるフィルタ部３００が、入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数Ｆ、Ｗに応じたフィルタリング特性でフィルタリングし、係数演算部２００はフィルタ係数を求めてフィルタ部３００に設定するが、この係数演算部２００は、Ｆｃ指数変換テーブル１００（記憶部）の記憶内容を参照して、与えられた第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）に対応する累乗値（Ｆｃｑ）を得て、直接与えられた第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）と上記累乗値とを「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃｑ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃｑ）」なる式に代入してフィルタ係数Ｆ、Ｗを求めるので、係数テーブルを不要とし補間演算も不要とした簡素な構成のフィルタ装置を実現することが可能になる。しかも、ユーザの鍵入力操作に応じて、Ｆｃが指数関数的に変化する楽器装置等において、本発明を適用することが極めて容易としている。

以上本発明の実施の形態について説明したが、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で上記実施形態に種々の変形や変更を施すことが可能となる。また、フィルタ装置１の構成を可能な限り専用のＬＳＩ等のハードウエアで実現することもできるし、その機能を可能な限りＣＰＵ（又はＤＳＰ）が動作プログラムを実行することによって実現することも可能である。また、図２に示すＦｃ指数変換テーブル１００にあっては、２のＦｃ乗を設定しているが２以外の所定値のＦｃ乗を設定するようにしても良い。

以上説明してきたように、チェンバリンフィルタ係数を簡素な構成で求めることが可能で、楽音信号等の処理に好適なフィルタ装置を提供することができる。

本発明の実施の形態のフィルタ装置１の構成図である。 Ｆｃ指数変換テーブルの構成図である。 各種フィルタとその伝達関数の説明図である。 フィルタ部２００の構成図である。 従来技術の説明図である。 １次ＩＩＲフィルタの２段縦続接続したタイプのフィルタの説明図である。 他の実施形態のフィルタ装置２の構成図である。 従来方式の周波数特性（ＬＰＦ出力）の説明図である。 本方式の周波数特性（ＬＰＦ出力）の説明図である。

符号の説明

１ フィルタ装置
２ フィルタ装置
１０ ＣＰＵ
１２ ＲＯＭ
９０ 加算器
９１ 加算器
９３ 加算器
９４ 乗算器
９５ 加算器
９６ 乗算器
９７ 遅延素子
９８ 遅延素子
１００ Ｆｃ指数変換テーブル
２００ 係数演算部
３００ フィルタ部

Claims (2)

1. 入力されるデジタル楽音信号を設定される２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）に応じたフィルタリング特性でフィルタリングするチェンバリン型のフィルタ部と、前記２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を求めて前記フィルタ部に設定する係数演算部と、を備え、
   前記係数演算部は、
   第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）と第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）とを受け付けて、「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃ）」なる式で前記２つのフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を直接求め、求めたフィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を前記フィルタ部に設定することを特徴とするフィルタ装置。
2. 入力されるデジタル楽音信号を設定されるフィルタ係数に応じたフィルタリング特性でフィルタリングするフィルタ部と、前記フィルタ係数を求めて前記フィルタ部に設定する係数演算部と、第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）とその数だけ所定値をかけあわせた累乗値（所定値のＦｃ乗：Ｆｃｑ）との組を複数組記憶する記憶部と、を備え、
   前記係数演算部は、
   前記記憶部の記憶内容を参照して、与えられた前記第１のパラメータであるカットオフ周波数値（Ｆｃ）に対応する累乗値（Ｆｃｑ）を得る手段と、
   与えられた第２のパラメータであるレゾナンス値（Ｑ）と前記得られた累乗値を「Ｆ＝（１＋Ｑ）・Ｆｃｑ、Ｗ＝（１−Ｑ）・（２−Ｆｃｑ）」なる式に代入して前記フィルタ係数（Ｆ、Ｗ）を求める手段と、を含むことを特徴とするフィルタ装置。

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