JP2004531420A5 - - Google Patents

Description

自動車ブレーキシステムの電流測定用回路装置と方法

本発明は、請求項１の前提部分に記載した回路装置と、請求項６の前提部分に記載した方法と、自動車用ブレーキ力コントローラまたはドライビングダイナミクスコントローラにおける本発明による回路装置の使用に関する。

自動車ブレーキ装置のための電子制御装置は、走行安全性に寄与する機能または最近ではブレーキ機能のような基本的な車両機能を益々発揮して来ている。走行安全性を改善するための機能の例は、アンチロックブレーキコントロール（ＡＢＳ）またはドライビングダイナミクスコントロール（ＥＳＰ：電子スタビリティプログラム）である。このようなブレーキング機能は、電気油圧式ブレーキ（ＥＨＢ）または電気機械式ブレーキ（ＥＭＢ）のような最新の電子ブレーキシステムでは、ブレーキの電子制御装置によって行われる。

従って、電子制御装置の信頼性と故障許容性と故障処理に関して、益々多くの要求がなされる。

自動車ブレーキシステム用電子制御装置において、その中に含まれる電子部品の発生する欠陥を検出することができる安全装置を設けることが知られている。このような欠陥を検出すると、例えば制御装置の停止または緊急モードへの制御装置の切換えのような適当な対策を講じることができる。欠陥を検出するために、安全上重要な回路部品は二重または多重に（冗長的に）形成される。多重に設けられた回路部品の機能を比較することによって、多くの場合、発生する欠陥を検出することができる。

電子コントローラでは、特にブレーキ圧力を制御する電気機械式油圧弁を駆動するために、パワー電界効果トランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ、ＦＥＴ）のような半導体要素が使用される。この場合、油圧の制御はパルス幅変調式ドライブ段によって行うことができる（ＰＷＭ変調）。このドライブ段は一般的に、上記の半導体要素を少なくとも１つ含んでいる。

デジタルコトローラを使用する、電流のパルス幅変調制御では、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）を介して所定の時点で電流を測定する必要がある。このような複数のパルス幅変調式ドライバを同時に運転する場合、パルス幅変調式ドライバ段毎にＡ／Ｄコンバータが設けられる。この方法は例えば、実施が困難であり、特に大量生産においてコストが高くつき、そしてＡ／Ｄコンバータが短い時間、多くの場合供される時間の数分の１だけしか必要されないという欠点がある。例えばＡ／Ｄ変換時間が５μｓで、パルス幅変調周波数が４ｋＨｚの場合、Ａ／Ｄコンバータは２％の出力しか発揮しない。

本発明の目的はこれらの欠点を克服することである。

本発明によれば、請求項１記載の回路装置が提案される。

本発明では好ましくは、複数のパルス幅変調式ドライバ段の電流値の測定が、パルス幅変調式ドライバ段の数よりも少ない数の、負荷電流を個別的に制御するための電流測定装置によって行われる。

好ましくはコイルのような誘導負荷を作動させるために設けられたドライバ段は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、センスＦＥＴ（感知ＦＥＴ）等のような１個または複数の半導体切換え要素を含んでいる。負荷は好ましくは、油圧式ブレーキ装置の電磁式操作弁の弁コイルである。

電流測定装置は好ましくは実質的にＡ／Ｄコンバータである。複数のパルス幅変調式ドライバ段のために１個のＡ／Ｄコンバータが使用されると有利である。変換すべき他のチャンネルが時間的に重要でないときには、Ａ／Ｄコンバータは変換すべき他のチャンネルを処理することができる。

個々のパルス幅変調式ドライバ段のための電流測定の順序および／または時点を、本発明による回路装置によって編成（整理）しなければならないことが判った。この場合、電流測定が省略されないようにすべきある。これは不安定な制御を生じる。更に、編成によって生じる不正確さが、電流測定時の測定誤差にできるだけつながらないようにすべきである。

ドライバ段で使用可能なセンスＦＥＴの機能は例えば米国特許第５，０７９，４５６号明細書または独国特許出願公開第１９５２０７３５号公報から明らかである。パワーＦＥＴの負荷電流は、表面の小さな類似のＦＥＴを、半導体材料上ですぐ近くに並列に接続することによって測定可能である。小さなＦＥＴを流れる電流はパワーＦＥＴの負荷電流にほぼ比例するがしかし、電流は、パワーＦＥＴとセンスＦＥＴの間の消費チップ面積の比に実質的に一致する、構造的に決定される比だけ、負荷電流よりも小さい。

電流測定を編成するために、回路装置内に制御手段が設けられる。この制御手段は要求されるときに、ドライバ段の電流測定装置に対する、Ａ／Ｄコンバータの入力部の割り当てを制御する。

本発明による回路装置は好ましくは、構造的なユニット、特に半導体基板である。この半導体基板の上に、電流測定装置、測定チャンネルを減少させるための装置、最終段およびＡ／Ｄコンバータがまとめられている。

本発明は更に、請求項６記載の方法に関する。

本発明によれば、電流測定の時点が編成された時間的な順序によって制御される。

編成は第１の実施形によれば、排他的な最高の優先権が予め定めた時間的な順序で各々のドライバ段に交互に割り当てられるように行われる。

要求の処理は状況に応じて、特に次のステップに従って行われる。
Ａ）Ａ／Ｄコンバータによって先ず最初に、ドライバ段の要求がそのときの最高の優先順位で処理される。
Ｂ）ステップＡ）の終了後、処理されていない他の要求がメモリ（例えばキュー）内に存在するかどうかが検査される。
Ｃ）ステップＢ）の検査において要求が存在するときには、記憶された要求が処理される。
Ｄ）ステップＢ）の検査において要求が存在しないときには、ドライバ段に基づかないＡ／Ｄ変換のための要求が実施される。

本発明の好ましい第１の実施形では、メモリがキューとして編成されているので、常に前に入力された要求が後で入力された要求の前に処理される（先着順サービス）。

電流測定を編成するための好ましい第２の実施形では、メモリ内容が順番に処理される。この順番は個々の要求を処理するためにどの位の時間が供されるかを考慮する。これによって特に、一般的に測定の時間が動作パルスの最終長さによって制限されるという事実が考慮される。従って、記憶された要求の処理はこの実施形では、動作パルスの端エッジの時点を考慮した順序で行われる。そのために特に、ドライバ段の要求は、実際のデューティサイクル（ｄｃ）の値の順序で分類され、この順序に従って処理される。その際、分類が、最小のデューティサイクルの値を有する要求を先ず最初に処理するように順序で行われると特に有利である。上記の実施形に従って電流測定を編成することにより、現在のタイムスライスを有するドライバ段に最高の優先度を付与する上記の他のステップを省略することできるという利点がある。

上記のように、メモリが空であり、そのときのタイムスライス内に充分な時間が供されるときには、ドライバ段からの要求ではないＡ／Ｄ変換要求を処理することができる。更に、残りの時間を、設定された順序でＡ／Ｄチャンネルを処理するために使用すると合目的である。

本発明による回路装置は、自動車ブレーキシステムと制御システムのための電子制御装置、特に統合ブレーキシステムで使用すると特に有利である。この統合ブレーキシステムでは、電子制御装置（ＥＣＵ）が油圧式制御装置（弁ブロック、ＨＣＵ）と共に１つのモノリスブロックにまとめられている。

次に、パルス幅変調方式の複数のドライバ段の電流測定のための電流測定装置に課せられた要求について詳しく説明する。

本発明の他の有利な実施形は、従属請求項と、本発明の実施の形態を含む、図に基づく次の説明とから明らかになる。

図３に示した本発明による回路装置の作用の説明を先ず最初に図１を参照して行う。誘導負荷、例えば弁またはモータのコイルにおける電流Ｉ（参照符号２６）の調節（部分図ｂ）は、ＦＥＴ７のパルス幅変調方式の動作によって行われる（図２）。負荷電流は電流フィードバックによって調整される。部分図ａ）はドライバ段のための動作信号１４の変化を示している。動作パルス３７は方形である。すべてのドライブ段で等しい（共通の周期）動作周期ＴＰＷＭの持続時間は、時間ｔＯＮ（参照符号１）とｔＯＦＦとからなっている。従って、ＴＰＷＭ＝ｔＯＮ＋ｔＯＦＦである。デューティサイクルｄｃはｄｃ＝ｔＯＮ／ＴＰＷＭである。ｔＯＮの間、負荷が作動し、ｔＯＦＦの間制御トランジスタが遮断され、再循環電流がそのために設けられた電流路を経て流れる。この電流路はダイオードまたはアクティブ回路によって形成される。ｄｃが所定の値の場合、制御トランジスタの動作時間のために、ｔＯＮ＝ｄｃ×ＴＰＷＭが生じる。再循環時間はｔＯＦＦ＝（１−ｄｃ）×ＴＰＷＭに従って計算される。図１の曲線は理想的な状態を示している。コイルの時定数τが周期ＴＰＷＭよりも長いとき、コイルを通る電流は近似的には直線に沿って変化する。部分図ｂ）に示すように、コイル電流は、動作パルス３７の終端エッジ３７の手前の時点で測定すべきである。電流測定ができるだけ正確な時点ｔＯＮ／２で行われるときに、コイル電流の平均値を有利に決定することができる。

図２には、誘導負荷を作動させるためのドライバ段の一例が示してある。負荷の作動はローサイドドライバまたはハイサイドドライバ（図示していない）を介して行うことができる。部分図ａ）において、メインＦＥＴ７の主経路には測定抵抗２が配置されている。この測定抵抗から、電流比例電圧ＵＳを端子８，９で読み取ることができる。部分図ｂ）において、電流はセンス（感知）ＦＥＴ７′の分離された電流路を経て電流測定のために使用される。

コイル電流の測定は好ましくは、ドライバが作動しているとき、すなわち時間ｔＯＮの間、特に半分の作動時間ｔＯＮ／２にできるだけ近い時点で行われる。これは、この時点で検出された電流値はコイル電流の平均値２５に近似的に一致するという利点がある。その代わりに、再循環時間ｔＯＦＦの間に再循環ドライバによって例えばほぼｔＯＦＦ／２の時点でコイル電流を測定することができる。

図３は、Ａ／Ｄコンバータを電流測定のために使用する、本発明による回路装置の一例を示している。この装置は複数のパルス幅変調制御の複数のドライバ段１０と、所定の数の付加的なＡ／Ｄコンバータチャンネル３５，３５′と、アナログマルチプレクサ４を手前に接続配置したＡ／Ｄコンバータ３を備えている。制御手段５はドライバ段１０に接続され、このドライバ段から信号ライン１２を経て要求信号を受け取る。制御手段５はライン３１を介してＡ／Ｄコンバータを制御する。ライン３０はマルチプレクサ４を制御するために役立つ。ライン１９を経て電流測定信号としてのアナログ信号がＡ／Ｄコンバータに供給される。Ａ／Ｄコンバータ３３のデジタル出力はチャンネル３５，３５′（Ｃｈ１，Ｃｈ２）の変換された値または決定された電流値を記憶する記憶場所３２，３２′に案内される。制御手段５は更に、書き込みライン３４を備えている。この書き込みラインによって、Ａ／Ｄコンバータのデジタル出力部３３から記憶場所３２，３２′へのアクセスが制御される（デマルチプレクサ）。ドライバ段の電流値を有する記憶場所３２からデータライン３６がドライバ段１０まで延び、デジタル化された電流信号を伝送する。

周期ＴＰＷＭは好ましくは同じ長さのタイムスライス１１（図４参照）に完全に分割される。この場合、決定されたタイムスライスが各々のドライバ段１０に割り当てられる。ドライバ段の数はｋで示してある。タイムスライスｔｔｉｍｅ−ｓｌｏｔの幅については、ｔｔｉｍｅ−ｓｌｏｔ＝（１／ｋ）×ＴＰＷＭが当てはまる。これによって、短いデューティサイクルでのすべてのドライバパルスの同時スタート時に電流測定のために供される時間帯ｔｏｎが、供される時間内ですべての電流測定を行うために短すぎるという問題が解決される。

各々のドライバ段がそのタイムスライスの開始時に始動するので、ドライバ段が同じ時間に始動することはない。これはしかし、１個のドライバ段が対応するタイムスライスよりも長く作動可能であることと、例えばドライバの動作信号が常に１００％変調されることを排除しない。ドライバ段がそれに割り当てられた信号ライン１２を経てＡ／Ｄコンバータに要求信号（Ｒｅｑｕｅｓｔ）を送るときに、電流測定がＡ／Ｄコンバータによって行われる。このＡ／Ｄコンバータは要求信号を受け取った後で直ちにまたは遅れた時点でアナログデジタル変換を行う。

要求信号の処理時に、制御手段５は、ドライバ段がそれに割り当てられたタイムスライス内にある時点で最高の優先順位を有する、すなわち先ず最初に処理されるように作用する。図４はドライバ段Ｎｏ．１〜６のための６つのタイムスライス１１を示している。各々のドライバ段に信号Ｐ１〜Ｐ６が割り当てられる。この場合、専ら、割り当てられた優先順位の時間内で、その都度の信号が“ハイ”にセットされる。特に小さなデューティサイクルの信号を処理するためには、上記ケースにおいて実際に処理されている要求（例えば進行中のＡ／Ｄ変換）を直ちに中断すること（Ｉｎｔｅｒｒｕｐｔ）が得策である。しかし、きわめて小さなデューティサイクルの信号の処理を省略するときに、先ず最初に進行中の測定を終了し、そしてそのときに優先するドライバ段の測定をそれに続いてすぐに行うこともできる。

ドライバ段のタイムスライスの経過後、この段はその優先権を失う。優先権を持たないドライバ段によって要求信号を発生すると、要求信号に関するＡ／Ｄコンバータの要求は制御手段５によってキュー（Ｑｕｅｕｅ）に入力される。このキューは、そのときに最も高い優先順位を有するドライバ段がその電流測定を終了するかまたは電流測定を必要としないときに処理される。キューの処理時に、先ず最初に受け取った要求は先ず最初に処理される（先着順サービス）。キューが電流測定要求の処理によって完全に終了すると、Ａ／Ｄコンバータは他の信号の測定のために使用可能である。従って、例えば連続的なモードを設けることできる。このモードでは、ＰＷＭ段に割り当てられていない他の信号チャンネル３５，３５′が一定の順序で処理される。

電流測定と電流制御のための前述のコンセプトは、最小に調節可能なデューティサイクル（ｄｃ）に関して下限（ｔｏｎ−ｍｉｎ）を有する。ｄｃがｔｏｎ−ｍｉｎよりも小さいと、供される時間はもはや電流測定のために充分ではない。そこで、本発明に従い、少なくともｄｃが小さい値の場合に電流測定がその都度ドライバ段あたり１個の記憶素子によって行われ、それによってドライバ段の電流値が長い時間の間Ａ／Ｄ変換のために供されることにより、デューティサイクルの下限を低下させると有利である。記憶素子はコンデンサによって簡単に実現可能である。このコンデンサはドライバ段が働かなくなった時点で出力部に生じる電圧を維持する。

次に、図４に基づいて、図３の回路装置の運転中の２つの極端なケースについて詳しく説明する。時間インターバル２７（ＴＰＷＭ）は６つの時間インターバル１１に分割されている。
極端なケース１
最終段Ｎｏ．４はきわめて小さなｄｃ値（約５％）を有する信号パルス１３（ＶＤＲＶＥＮ４）によって作動させられる。このｄｃ値は同時に、例の回路にとって下限値である。信号パルスの幅はｔｏｎ−ｍｉｎによって示してある。Ａ／Ｄコンバータの測定値またはそのサンプル時間は、少なくともＡ／Ｄ変換または現在の値のサンプリングが時間ｔｏｎ−ｍｉｎ内に終了するように選定しなければならない。そうでないと、コントロールが不安定になる。Ａ／Ｄコンバータの測定時間は後述するように推定可能である。
極端なケース２
第２のケースは同時に発生した最大数の要求に関する。後述のように、６つのタイムスライスの場合優先順位なしの要求が最大で３つ可能であり、優先順位を有する要求が１つ可能である。優先順位なしの同時要求は、ドライバ段Ｎｏ．１が時間ｔＯＮ＝ＴＰＷＭの間、すなわち最大時間の間１００％のｄｃで作動させられ、ドライバ段Ｎｏ．２が２／３×１００％のｄｃで作動させられ、ドライバ段Ｎｏ．３が１／３×１００％のｄｃで作動させられるときに得られる。優先順位を有する１つの要求は、極端なケース１に関連して上述したタイムスライス４の内で信号１３を発生する。図４においては見やすくするめに、ドライバ段Ｎｏ．３とＮｏ．４の動作信号だけが記入してあり、ドライバ段Ｎｏ．１とＮｏ．２の信号は記入されていない。従って、１８と１３はドライバ段Ｎｏ．３とＮｏ．４の動作信号を示している（ＶＤＲＶＥＮ３，４）。図４の下側には更に、ドライバ段Ｎｏ．３とＮｏ．４の電流変化が定性的に示してある（Ｉ３，Ｉ４）。動作信号１３のパルス始端と、動作信号Ｎｏ．１（スタート時点は任意である）とＮｏ．２とＮｏ．３のパルス始端は、ｔＯＮ／２が時点１６に位置するように選定される。時点１６で、例えばドライバ段Ｎｏ．１によって、電流測定要求（矢印１５）が発生させられる。このドライバ段はその優先権を既に失っている。優先権を有するドライバ段Ｎｏ．４による要求の場合、他の要求が発生させられる。従って、順序（シーケンス信号）２８によってＡ／Ｄコンバータによって処理すべき４つの要求（リクエスト信号）が存在する。ドライバ段Ｎｏ．４（ＶＯ４）の処理の終了後、キューは最大で３つの（他の）要求（ＶＯ１，ＶＯ２，ＶＯ３）で満たされる。従って、回路装置のパラメータは、処理すべき要求を全タイムスライスＮｏ．４（ｓｌｏｔ＃）で処理することできるように設計すべきである。なぜなら、ドライバ段Ｎｏ．３が停止しているからである。

既に述べたように、全部のドライバの数が６個であるとき、極端なケースではすべてのドライバ段の作動時に、ドライバ段について最大で４つの同時要求がなされる。これは、場合によっては同様に作動するドライバ段Ｎｏ．５と６も要求信号を発生し得ることを排除しない。しかしながら、論理的な考察から、この要求はドライバ段Ｎｏ．１〜４の要求と重なる時点１６では存在せず、従って時点では一般的に既に処理されているかあるいはまだ発生していない。
電流測定の必要時間の推定
測定の必要時間を計算するために、実質的にＡ／Ｄコンバータの必要時間（ｔｃｏｎｖ）が考慮されるがしかし、測定回路の過渡的な作用も必要な読み込み時間に含まれる。この読み込み時間は以下においてｔｓａｍｐｌｅによって示す（図４の参照符号１７）。Ａ／Ｄコンバータの必要時間を短縮するために、測定値を先ず最初に読み込み、そして一時的に記憶し（サンプルおよび保持、パイプライン化）、それによって現在の値がまだ変換されている間、入力部で既に次の値が読み込まれるＡ／Ｄコンバータを使用すると特に合目的である。矢印２３によって示す、Ａ／Ｄコンバータ入力部１９のクロックサンプリング（ポーリング）によって、他の時間遅延または不安定が生じる。ポーリング時点は一般的に、クロック操作によって、電流測定要求の時点と正確には一致しない。これによって、時間の遅延が生じる。以下において、この時間の遅延をｔｐｏｌｌｉｎｇで示す。電流測定要求がポーリング操作のすぐ後で生じるときに、最大の偏差が発生するので、ｔｐｏｌｌｉｎｇは値ｔｃｏｎｖの最大値と見なすことができる。従って、次式
ｔｐｏｌｌｉｎｇ−ｍａｘ＝ｔｃｏｎｖ
が当てはまる。

優先順位をつけたドライバ段（極端なケース１、符号２１参照）のサンプリングと要求の間の最大待ち時間は、ｔｗａｉｔ−ｐｒｉｏ−ｍａｘで表され、次式
ｔｗａｉｔ−ｐｒｉｏ−ｍａｘ＝ｔｐｏｌｌｉｎｇ−ｍａｘ＋ｔｓａｍｐｌｅ＝２×ｔｃｏｎｖ
に従って計算される。

ドライバ段の電流を適時に測定するためには、先ず最初に、Ａ／Ｄコンバータによるサンプリングの過程が時間インターバルｔｏｎの間終了することが要求される。従って、
ｔｗａｉｔ−ｐｒｉｏ−ｍａｘ≦ｔｏｎ−ｍｉｎ
が当てはまる。ここで、ｔｏｎ−ｍｉｎはｔｏｎの最小の値である。

ここで行うべき計算のために適した例は、既に述べた、小さなｔｏｎ（パルス１３、ドライバ段Ｎｏ．４）を有する極端なケース１である。曲線２０はこれによって負荷で生じる電流を示す。電流要求は時点１６の直後の時点ｔｏｎ／２で行われる。

ドライバ段Ｎｏ．３の例で既に説明した第２の極端なケースは、Ａ／Ｄコンバータの必要時間について他の境界条件を定める。この場合、既に述べたように、要求の最大数が存在する。要求とＡ／Ｄコンバータによるその処理の間の最大待ち時間（以下においてｔｗａｉｔ−ｍａｘで表す）は、図において両方向矢印２２で示してある。従って、ｔｗａｉｔ−ｍａｘは、
ｔｗａｉｔ−ｍａｘ＝ｔｐｏｌｌｉｎｇ−ｍａｘ＋ｔｓａｍｐｌｅ＋３×ｔｃｏｎｖ＝５×ｔｃｏｎｖ
に従って計算される。一般的に、
ｔｗａｉｔ−ｍａｘ＝ｔｐｏｌｌｉｎｇ−ｍａｘ＋ｔｓａｍｐｌｅ＋（ｋ／２）×ｔｃｏｎｖ
の関係がある。

第２の境界条件として、
ｔｗａｉｔ−ｍａｘ≦ｔｔｉｍｅ−ｓｌｏｔ
が当てはまる。

進行中の変換の上記の中断（Ｉｎｔｅｒｒｕｐｔ）によって、ｔｗａｉｔ−ｐｒｉｏ−ｍａｘを１×ｔｃｏｎｖだけ小さくすることができる。これによって、ｔｗａｉｔ−ｍａｘは変化しない。

過渡状態での電流のリップル２９（図１参照）は、ｔｏｆｆ時間の間コイルの負荷解除によって決定される。それによって、リップルは負荷解除の時定数（およびコイルのＬ）と現在のデューティサイクルに依存する。リップルから、ｔｏｎ時間の間電流増大を検出することができる。これから、電流がｔｗａｉｔ−ｐｒｉｏまたはｔｗａｉｔの間どの位変化したかを計算することができる。これによって、本発明による方法によって甘受しなければならない誤差が得られる。

過渡状態でのパルス幅変調制御のための信号変化を示す図である。 ローサイドドライバにおいて電流を測定する電流測定装置の回路図である。 Ａ／Ｄコンバータとパルス幅変調動作式ドライバ段と付加的なＡ／Ｄコンバータチャンネルを備えた本発明による回路装置を示す図である。 図３の回路装置におけるいろいろな信号変化を示すグラフである。