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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß Oberbegriff von Anspruch
1, eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff
von Anspruch 9 sowie deren Verwendung.
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Elektronische
Kraftfahrzeugsteuergeräte, wie
Regler für
ABS- und/oder ESP-Kraftfahrzeugbremsensteuergeräte umfassen
vielfach redundante Mikroprozessorsysteme und zusätzliche
Leistungsschaltkreise zur Ansteuerung von Lasten, wie beispielsweise
der zur Druckregelung notwendigen elektromagnetischen Ventilspulen.
Moderne elektronische Bremsensteuergeräte für Bremsen umfassen hierzu nur
noch eine begrenzte Anzahl von hochintegrierten Bauelementen, in
denen die meisten diskreten Bauelemente des Reglers in zwei oder
sogar lediglich einem integrierten Bausteinen zusammengefasst sind.
Eine heute übliche
Integrationsstufe umfasst zwei integrierte Schaltkreise, wobei die
Mikrorechnersysteme in einem ersten Bauelement und die Leistungsschaltkreise
in einem zweiten, gemischten Analog/Digital-Schaltkreis zusammengefasst
werden. Im zweiten integrierten Schaltkreis befindet sich außerdem ein
Analog/Digital-Wandler, um die analogen Werte für den Mikrocontroller als Digitalwerte
zur Verfügung
zu stellen.
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Aus
Kostengründen
ist es von Vorteil, einen einzigen A/D-Wandler für mehrere Messungen zu verwenden.
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In
hochwertigen elektronischen ABS- und ESP-Bremsenregelsystemen werden
die Ventilspulen zumindest zum Teil nicht mehr geschaltet, sondern
es erfolgt eine analogisierte Ansteuerung mittels einer pulsweitenmodulierten
Stromregelung (PWM), welche eine nahezu analoge Ansteuerung der
Hydraulikventile zulässt.
Hierzu sind mehrkanalige PWM-Treiberstufen vorgesehen, die beispielsweise mittels
gegenphasig geschalteter MOS-Transistoren aufgebaut sein können. Um
eine kostengünstige
und Platz sparende Lösung
zu ermöglichen,
wird eine solche PWM-Stufe üblicherweise
als eine integrierte Schaltung realisiert, zumal für ein komplexes ESP-System
neben zahlreicher zusätzlicher
Schaltungsteile bis zu acht solcher Stufen vorhanden sein müssen. Ein
reiner Analogverstärker
zur Ansteuerung einer Ventilspule ist aus Gründen zu hoher Verlustleistung
nicht praktikabel.
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Die
grundsätzliche
Vorgehensweise beim Einsatz eines einzigen A/D-Wandlers zur Messung des
Iststroms innerhalb einer PWM-Regelung zur Ansteuerung der oben
erwähnten
Ventilspulen geht aus der WO02/058967 A2 (P 10057) und der WO03/039904
A2 (P 10253) bereits hervor. Gemäß den darin
beschriebenen Schaltungsbeispielen wird eine bestimmte Anzahl vom
Strommesskanälen
entsprechend einer komplexen Prioritätslogik entsprechend einem
Zeitscheibenprinzip dem A/D-Wandler zugeordnet, so dass dessen Wandlungskapazität möglichst
optimal genutzt werden kann.
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Die
Anforderungen an die obigen elektronischen Steuergeräte nehmen
immer mehr zu, da zusätzliche
Funktionen durch das Bremsensteuergerät mit übernommen werden bzw. die Bremssysteme eine
verbesserte Regelgüte
aufweisen sollen. Einige neuere Regelfunktionen, darunter die Kraftfahrzeuglängsregelung
(ACC), welche den Abstand zu einem vorausfahrenden Fahrzeug konstant
hält, fordern über die
reine Möglichkeit
der Einstellung eines analogen Stromes hinaus eine besonders präzise Stromregelung,
da geringste Abweichungen vom gewünschten Stromwert spürbare Unterschiede
im eingestellten Bremsdruck bewirken, so dass eine präzise ACC-Regelung
mit entsprechendem Komfort nicht mehr möglich ist. Bei einer länger andauernden ACC-Regelung
können
zudem bereits leichte Unterschiede zwischen eingestelltem Druck
in Vorder- und Hinterachse zu einem Ausfall der Bremsfunktion einer
Achse führen.
Insbesondere sollen relativ kleine Ströme im Bereich von etwa 100
bis 400 mA eine hohe Präzision
aufweisen, da diese Ströme
zum Einstellen kleiner Druckdifferenzen, wie sie für eine Längsregelung
typisch sind, benötigt
werden.
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Bei
PWM-Stufen, die entsprechend den zuvor genannten Patentanmeldungen
WO02/058967 A2 (P 10057) und WO03/039904 A2 (P 10253) ausgeführt sind,
besteht daher der Bedarf, die Genauigkeit der PWM-Stromregelung
noch weiter zu verbessern. Bei einer PWM-Regelung nach dem genannten Stand
der Technik wird im üblichen
Anwendungsfall der Bremsenregelung allgemein betrachtet eine induktive
Last (z.B. Ventilspule) angesteuert. Die induktive Last besitzt
eine bestimmte Induktivität
L sowie einen ohmschen Widerstand R. Aus der Induktivität L lässt sich
eine Zeitkonstante der Last L/R definieren. Abhängig von dieser Zeitkonstanten
und der ansteuernden Frequenz der Pulsweitenmodulation entsteht
ein typischer Verlauf des Stromes IL durch die
induktive Last über
der Zeit t, wie in 1 gezeigt. Durch den Einsatz
eines A/D-Wandlers, welcher mehrfach zur Strommessung in unterschiedlichen
PWM-Kanälen genutzt
wird, kann nicht an mehreren Punkten des Stromverlaufs in 1 der
Strom bestimmt werden. Die Messung des Stroms erfolgt daher, wie
in den oben zitierten Dokumenten beschrieben, zu bestimmten Zeitpunkten
(zeitdiskrete Messungen). Der auf diese Weise bestimmte Stromwert
weicht je nach Messzeitpunkt beträchtlich vom eigentlich für die PWM-Regelung
zu bestimmenden Mittelwert des Stromes ab. Diese Abweichung vom Mittelwert
wird im folgenden auch als Formfehler bezeichnet. Wird, wie in 2 dargestellt,
der Stromwert beispielsweise regelmäßig in der Mitte der Einschaltphase
zum Zeitpunkt tON/2 gemessen, entsteht der
in 2 dargestellte Formfehler als Differenz von Mess-
zu Mittelwert.
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Der
Formfehler wird jedoch nicht nur vom Messzeitpunkt der diskreten
Strommessung beeinflusst, sondern auch von weiteren Betriebsparametern
der PWM-Regelung, wie z.B. der an der Last anliegenden high side-Spannung
sowie vom temperaturabhängigen
aktuellen ohmschen Widerstand der Last. Insbesondere integrierte
Analogschaltungen erreichen nur mit sehr hohem Aufwand eine hohe
Absolutgenauigkeit. Zwar ermöglichen
beispielsweise an sich bekannte differentielle Schaltungstechniken und
an sich bekannte Trimmtechniken eine gewisse Unabhängigkeit
gegenüber
technologischen Schwankungen und Temperatureffekten, allerdings sind
diesen Methoden aufgrund des hohen Aufwands Grenzen gesetzt. Ein
Trimmen der Schaltung über die
Temperatur würde
während
der Fertigung einen sehr hohen Zeitaufwand erfordern und ist daher
im Hinblick auf eine Fertigung mit hohen Stückzahlen wenig vorteilhaft.
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Zur
Strommessung wird in den PWM-Stufen gemäß den bereits erwähnten Patentanmeldungen WO02/058967
A2 (P 10057) und WO03/039904 A2 (P 10253) eine Anordnung aus einem
Sense-FET in Verbindung mit jeweils zugeordnetem Sense-Verstärker eingesetzt.
Der in dieser Anordnung genutzte Sense-FET besitzt typischerweise
einen temperaturabhängigen
Einschaltwiderstand, welcher zumindest bei Strömen im mA-Bereich in Verbindung
mit einem üblicherweise
vorhandenen Offsetfehler des Sense-Verstärkers bereits zu einem recht
hohen Messfehler führt.
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Das
in 2 dargestellte Strommessprinzip erfordert einen
Mindestwert für
die Einschaltdauer des PWM-Signals, damit in jeder Periode ein Stromwert
unter allen Randbedingungen erfasst werden kann. Die Folge dieses
Mindestwerts ist, dass sich abhängig
vom ohmschen Widerstand der Spule, der high side-Spannung an der
Induktivität
und der eingestellten PWM-Frequenz
ein minimaler Strom ergibt, unterhalb dessen keine Regelung mehr
möglich ist.
Im typischen Anwendungsfall einer ACC-Regelung für Kraftfahrzeuge lassen sich
so beispielsweise nur Ströme
bis minimal 200 mA einregeln. ACC-optimierte Strom-Bremsdruck-Kennlinien
einer Ventilspule erfordern aber zumeist kleinere Ströme bis hinab
zu etwa 100 mA.
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Die
Auflösung
eines PWM-Stromreglers bestimmt, mit welchen Genauigkeitsstufen
Ströme
eingestellt werden können.
Diese hängt
im wesentlichen vom maximal einzustellenden Strom sowie von der Auflösung des
zur Messung des Stromistwerts vorgesehenen A/D-Wandlers ab.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, ein Verfahren
und eine Schaltungsanordnung zur PWM-Stromregelung anzugeben, mit dem
eine genauere und sicherere Strom einstellung vorgenommen werden
kann.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch
das Verfahren gemäß Anspruch
1.
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Im
erfindungsgemäßen Verfahren
wird eine Strommessung innerhalb einer integrierten PWM-Regelungsschaltung
mittels zumindest einem A/D-Wandler durchgeführt, welcher insbesondere ebenfalls
in der Schaltung integriert ist. Dabei wandelt der A/D-Wandler einen
elektrischen Wert, welcher zuvor vorzugsweise mit mindestens einem Strommesselement
(z.B. Widerstand) bestimmt worden ist. Vor dem Ermitteln des Iststroms
der PWM-Regelung, welcher mit Hilfe des zumindest einen A/D-Wandler bestimmt
wird, wird der Strom mittels eines Tiefpasses geglättet. Durch
Glättung
des Stromsignals oder eines einem bestimmten Strom entsprechenden
Spannungssignals ist der Zeitpunkt einer A/D-Wandlung weitestgehend
unabhängig
von der aktuellen Lage innerhalb einer PWM-Periode. Die Glättung des
Stromssignals kann entweder im analogen Signalteil oder im digitalen
Signalteil des Strommesspfades stattfinden.
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Zur
Glättung
kann bevorzugt ein analoger Tiefpass oder eine Digitalschaltung
eingesetzt werden, die wie ein Tiefpass wirkt.
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Nach
einer bevorzugten Ausführungsform des
Verfahrens wird eine Autokalibrierung der integrierten Schaltung
durchgeführt,
bei der Korrekturwerte für
den Strom ermittelt und zur Korrektur des Stroms verwendet werden.
Hierdurch kann eine auf Grund der üblicherweise bei elektronischen
Bauelementen und insbesondere auch bei integrierten Analogkompo nenten
begrenzten Absolutgenauigkeit bezüglich des Strommesswertes noch
weiter erhöht werden.
Gemäß dem Verfahren
der Autokalibrierung wird bevorzugt ein kontinuierlicher Abgleich
der Schaltung durchgeführt.
Dieser Abgleich kann so ausgeführt
werden, dass neben Offsetfehlern, welche Langzeitfehler sind, auch
Kurzzeiteffekte, wie Temperatur- und Spannungsschwankungen ausgeglichen
werden.
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Nach
einer ersten bevorzugten Ausführungsform
eines Autokalibrierungsverfahrens wird die Einstellung des Stroms
unter Zuhilfenahme einer digitalen Korrektur der Sollstromanforderung
vorgenommen.
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Die
Korrekturwerte umfassen bevorzugt Offsetwerte und Verstärkungsfaktoren.
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Die
Erfindung betrifft neben dem Verfahren auch eine Schaltungsanordnung
zur Strommessung.
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In
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist im Signalpfad zur Messung des Stroms zumindest ein Tiefpass
(11) zur Glättung
des Stromsignals vorgesehen. Zur Wandlung des Strommesswertes ist
zumindest ein A/D-Wandler (19) und zumindest ein Strommesselement
(30, 30')
vorhanden. Der Tiefpass kann entweder ein durch ein Analogfilter oder
ein Digitalfilter realisiert sein, wobei je nach dem um welche Filterart
es sich handelt, der Tiefpass im Strommesssignalpfad entweder vor
oder nach dem A/D-Wandler angeordnet ist.
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Weitere
bevorzugte Ausführungsformen
ergeben sich aus den Unteransprüchen
und der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand von
Figuren.
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Es
zeigen
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1 den
Stromverlauf in einer PWM-geregelten induktiven Last bei einer Regelungsschaltung nach
dem Stand der Technik,
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2 nur
eine PWM-Periode des 1 entsprechenden Stromverlaufs
nach dem Stand der Technik,
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3 eine
schematische Darstellung einer Endstufenschaltung mit Rezirkulationspfad
nach dem Stand der Technik,
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4 eine
Schaltungsanordnung zur Strommessung im Ansteuerpfad und Rezirkulationspfad,
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5 ein
Diagramm zur Darstellung der Glättung
des Stromsignals IL durch Tiefpassfilterung,
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6 eine
entsprechende Glättung
des Stromsignals IL durch Tiefpassfilterung
bei zu niedriger Grenzfrequenz des Filters,
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7 eine
entsprechende Glättung
des Stromsignals IL durch Tiefpassfilterung
mit dynamischer Anpassung der Grenzfrequenz des Filters,
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8 ein
Ausführungsbeispiel
für eine Schaltungsanordnung
mit Auto-Kalibrierungseinrichtung,
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9 und 10 ein
zweites Ausführungsbeispiel
für eine Schaltungsanordnung
mit Auto-Kalibrierungseinrichtung und zusätzlicher Bereichsanpassung.
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Die
in 3 dargestellte schematisierte Darstellung einer
Endstufenschaltung mit low side-Ansteuertreiber 1 und Rezirkulationstreiber 2 dient
zur Erläuterung
der dargestellten Ströme
während
einer PWM-Ansteuerung der induktiven Last L. Über low side-Treiber 1 wird
Last L gegen Masse geschaltet, wodurch der Spulenstrom bei noch
nicht erreichtem Maximalstrom exponentiell ansteigt. Im abgeschalteten
Zustand der PWM-Ansteuerung ist Treiber 2 leitend, so dass
der Abklingstrom der Spule über
Rezirkulationspfad 3 fließen kann. Dies führt zu einem
exponentiellen Abklingen des Stroms.
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird auch der Strom des Rezirkulations-Pfades 3 zur
Messung des Iststroms der Stromregelung gemessen. Hierdurch ergibt
sich der Vorteil, dass auch bei kürzeren Anschaltzeiten der PWM-Ansteuerung
eine Strommessung möglich
ist.
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In
der Schaltungsanordnung gemäß 4 wird
das Strommesssignal 5, 6 des Rezirkulationstreibers 2 und
das Strommesssignal 7, 8 des Ansteuertreibers 1 zu
einem gemeinsamen Summensignal 9 zusammengeführt und über einen
Tiefpass 11 geleitet. Eine aufwändige Priorisierungslogik für A/D-Wandler 10,
welche die Reihenfolge bei der Auswertung mehrerer PWM-Stufen festlegt,
kann somit entfallen. Tiefpass 11, 12 ist als
Filter erster Ordnung bestehend aus trimmbarem Widerstand 12 und
Kondensator 35 ausgeführt,
wobei durch die Trimmbarkeit von Widerstand 12 die Zeitkonstante
des Tiefpasses verändert
werden kann.
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Das
Messen der Ströme
im jeweiligen Leistungspfad
1 bzw.
2 erfolgt auf
an sich bekannte Weise mittels Sense-FETs. Sense-FETs stellen ein
um mehrere Größenordnungen
(z. B. Faktor 100–1000) reduziertes
Abbild des Laststroms, der durch die Power-FETs fließt, zur
Verfügung.
Messstrom
5,
6 bzw.
7,
8 wird über Sense-Verstärker OP2
bzw. OP1 verstärkt.
Der in
4 dargestellte FSD-FET
13 dient der schnelleren
Absenkung des Stromes (Abkommutierung), wie dies in Patentanmeldung
DE 10 2004 017 239 (P
10676) erläutert
ist. Mittels dieser an sich bekannten Stromabsenkung kann die Abklingzeit
des Spulenstroms von ca. 10 ms auf ca. 1,5 ms verringert werden.
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Die
Ströme
ILS und IHS stellen
die Ströme
des low side- bzw. Rezirkulationspfades dar. Die Summe der beiden
Ströme
ILS + IHS erzeugt
einen Spannungsabfall an Messwiderstand Rmess.
der über
Operationsverstärker
OP3 verstärkt
wird. Damit die Ströme
ILS und IHS den
gleichen Richtungssinn aufweisen, wird der Strom aus dem low side-Messkreis über einen Stromspiegel 14 geführt. Über Operationsverstärker OP3
wird die an Rmess abfallende Spannung verstärkt. Alternativ
kann die Schaltung auch so ausgelegt werden, dass Verstärker OP3
als Spannungsfolger arbeitet.
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Nach
einem nicht dargestellten, alternativen Schaltungsbeispiel kann
auch der gemessene low side-Strom direkt und der Rezirkulationsstrom über einen
NMOS-Stromspiegel zusammengeführt
werden. Allerdings ist hierzu erforderlich, dass Verstärker OP3
als invertierender Operationsverstärker mit dem Messwiderstand
Rmess in der Rückkopplungsleitung ausgeführt ist,
wobei der positive Eingang auf ein Referenzpotenzial gelegt wird.
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Da
während
des Betriebs der Schaltung immer nur entweder der Strom ILS oder der Strom IHS fließt, steht
am Ausgang von Verstärker
OP3 innerhalb einer PWM-Periode sowohl während der Anschalt- als auch
während
der Abschaltzeit ein im wesentlichen kontinuierliches Signal zur
Verfügung.
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In 5 ist
mit IL das ausgangsseitig an Verstärker OP3
(4) anliegende Spannungssignal im zeitlichen Verlauf
bezeichnet. Da jedem Spannungswert ein bestimmter Stromwert zugeordnet
ist, werden aus Gründen
der Einfachheit die entsprechenden Spannungswerte als Ströme bezeichnet.
Iavg bezeichnet das Signal, welches am Ausgang
des Tiefpasses 11, 12 anliegt. In 5 ist
erkennbar, dass das Signal Iavg noch eine
kleine Restwelligkeit aufweist. Auf Grund der Induktivität der Last
ist der Strom IL starken Schwankungen unterworfen.
Bei zeitdiskreten Messungen des Stroms ergeben sich zumindest dann,
wenn die Messungen zu unterschiedlichen Zeitpunkten geschehen, unterschiedliche
Strommesswerte. Durch Tiefpass 11, 12, dessen Grenzfrequenz
anpassbar ist, wird das Signal IL geglättet. Zeitdiskrete
Strommessungen, denen das geglättete
Signal Iavg zu Grunde gelegt wird, sind
dann gegenüber
Messungen am ungeglätteten
Signal IL erheblich genauer durchführbar.
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In 6 ist
beispielhaft ein sich vergleichsweise schnell ändernder Laststrom IL dargestellt, bei dem das durch den Tiefpassfilter 12, 11 geleitete
geglättete
Stromsignal nicht mehr schnell genug folgt. In diesem Fall muss
zur Sicherstellung einer funktionierenden PWM-Regelung die Zeitkonstante
des Tiefpasses herabgesetzt werden. Eine entsprechend niedrige Zeitkonstante
führt dann
jedoch zu einer nicht vollständigen
Glättung
des Signals und schließlich
zu einer gewissen Verringerung der Stromregelgenauigkeit. Die Grenzfrequenz
kann zwar im Mittel so eingestellt werden, dass sich einerseits
eine Signalglättung
ergibt, andererseits das Stromsignal noch schnell genug auf Stromänderungen
reagiert jedoch ist damit noch nicht die höchstmögliche Strommessgenauigkeit
erreicht.
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Durch
Einsatz eines adaptiven Tiefpasses mit veränderbarer Grenzfrequenz kann
unter Beibehaltung einer bauteilsparenden Schaltung zugleich eine
gute Glättung
als auch eine verbesserte Dynamik erreicht werden. Die Veränderung
der Grenzfrequenz kann zum Beispiel durch Ansteuerung eines MOS-Transistors
als steuerbaren Widerstand 12 erfolgen, welcher einen für den vorliegenden
Einsatzzweck ausreichend linearen Widerstandsbereich besitzt. Alternativ
kann an Stelle von Transistor 12 beispielsweise eine Switched-Capacitor-Schaltung
eingesetzt werden, in der sich über
eine zur Ansteuerung verwendete Hilfsfrequenz ein variabler Widerstand
einstellen lässt.
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An
Hand von 7 wird nachfolgend die Adaption
der Grenzfrequenz des Filters erläutert. Soll ein konstanter
Strom IL im Zeitbereich 15 präzise eingeregelt
werden, kann die Grenzfrequenz fg des Tiefpasses
auf einen vergleichsweise niedrigen Wert eingestellt werden. Wird
der PWM-Regler durch eine neue Sollstromanforderung zu einer vergleichsweise schnellen
Stromänderung
(siehe Zeitbereich 16) veranlasst, wird die Grenzfrequenz
des Tiefpasses so weit heraufgesetzt, dass eine ausreichende Dynamik gewährleistet
ist. Bei Annäherung
von Soll- und Istwert des Stromes (siehe Bereich 17) wird
die Grenzfrequenz fg sodann wieder – was erfindungsgemäß bevorzugt
ist – sukzessive
reduziert, um eine hohe Stromregelgenauigkeit zu erreichen.
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Die
in 8 dargestellte Schaltung stellt ein Ausführungsbeispiel
mit Auto-Kalibrierungseinrichtung dar und geht von dem Schaltungsbeispiel
in 4 aus. Zusätzlich
zur Schaltung in 4 ist eine digitale, also programmierbare
Referenzstromquelle 22 vorhanden, mit der ein Referenzstrom
Iref erzeugt werden kann. Iref wird über entsprechende
Leitungen in den Strompfad der Last eingespeist, wobei der Strom
außerdem über einen
in 9 dargestellten Messwiderstand RRef_sense geführt ist.
Da eine besondere Genauigkeit der Referenzstromquellen nicht erforderlich
ist, können
diese zweckmäßigerweise
einfach aus in geeigneter Menge parallelgeschalteter elementarer
Transistoren aufgebaut sein. Zur Bestimmung des durch die digitale
Stromquelle erzeugten Stroms ist ein externer Messwiderstand (RRef_sense in 9 bzw. Rref_redun in 10) vorgesehen. "Extern" bedeutet hier, dass
der Messwiderstand im Gegensatz zu den übrigen Schaltungsbauelementen nicht
Bestandteil der integrierten Schaltung ist. Ein ebenfalls nicht
dargestellter Spannungsabgriff an besagtem Messwiderstand wird A/D-Wandler 10 zugeführt. Weiterhin
ist zusätzlich
eine digitale Kompensationsstufe 18 vorhanden. Kompensationsstufe 18 umfasst
einen Digitaleingang 23, mit dem ein von der Software vorgegebener
Sollwert (symbolisiert durch Kasten 19) abhängig vom
Digitaleingang korrigiert werden kann, z.B. indem ein Offsetwert
digital addiert bzw. subtrahiert wird. Das offsetkompensierte Digitalsignal 20 gelangt
dann in einen digitalen PID-Regler 21, welcher zur Generierung
des duty cycle der PWM (d.c.) dient. Die Stromquellen ILS bzw.
IHS symbolisieren den gemessenen low side-
bzw. Rezirkulati onsstrom. Wenn das am Ausgang des A/D-Wandlers auftretende
digitale Ergebnis nicht mit dem erwarteten übereinstimmt, ist diese Abweichung
ein Maß für den Fehler,
der durch low side- bzw. Rezirkulationsmesspfad gemacht wird.
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In
der Schaltung entsprechend 8 wird zunächst ein
Messstrom Iref in den low side-Pfad und anschließend in
den Rezirkulations-Pfad eingespeist und mittels der Strommessschaltung
jeweils der Iststrom bestimmt. Durch Vergleich des Iststroms mit dem
bekannten Messstrom Iref wird ein Korrekturwert bestimmt,
welcher in Form einer digitalen Korrektur in Kompensationsschaltung 18 zur
Korrektur des Sollwerts 19 berücksichtigt wird. Werden die
Vergleichsmessungen differentiell durchgeführt, kann hierbei vorteilhafterweise
auch eine Berücksichtigung
des A/D-Wandlerfehlers erfolgen. Die Kompensationsschaltung führt zu einer
erheblich präziseren
Stromeinstellung bei der PWM-Regelung, insbesondere dann, wenn durch
entsprechende Einspeisung des Messstroms Iref jeder
Messpfad separat in seiner Qualität bewertet wird. Dies kann
besonders einfach dadurch erfolgen, dass der Messstrom zugleich
den low side-Pfad und den Rezirkulations-Pfad durchläuft. Ein
weiterer Vorteil der vorstehend beschriebenen Kompensationsschaltung
besteht darin, dass preiswertere Analog-IC's mit geringerer Präzision eingesetzt werden können.
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Die
in 9 und 10 dargestellte Schaltung stellt
ein zweites Ausführungsbeispiel
mit Auto-Kalibrierungseinrichtung dar, wobei aus Gründen der
vereinfachten Darstellung in 9 die Schaltungsteile
für den
low side-Pfad und in 10 die Schaltungsteile für den Rezirkulations-Pfad
dargestellt sind. Die Schaltung ähnelt
der Schaltung in 8 und 4, so dass
nachfolgend nur auf die bestehenden Unterschiede eingegangen wird.
Im Gegensatz zur Stromsummation in 4 wird bei dem
Konzept gemäß 9 und 10 der
Strommesswert des low side-Pfads und des Rezirkulationspfads über ein
Spannungssignal miteinander verknüpft (Knotenpunkt 33).
Prinzipiell kann an Stelle der beispielgemäßen analogen Signalverarbeitung auch
eine Verarbeitung von Digitaldaten erfolgen. In diesem Fall wäre die Verknüpfung zweckmäßigerweise
mittels eines digitalen Summenglieds zu realisieren. Mit Schalter 24 (24' in 10)
kann der Referenzstrom Iref, der von Referenzstromquelle 22 (22' in 10)
eingespeist Wird, über
Messwiderstand RRef_Sense (RRef_redun in 10)
Oder durch den low side-Pfad 1 (Rezirkulationspfad 2 in 10)
geleitet werden. Entsprechend wird mittels Schaltern 25 und 26 (25' und 26' in 10)
der Eingang des A/D-Wandlers 10 entweder mit RRef_Sense oder
dem low side-Pfad 1 verbunden. Die Anordnung aus Leistungs-FET 27 (31 in 10)
und Sense-FET 28 (32 in 10) im
low side-Pfad 1 umfasst zusätzliche Verstärkerstufen 27' und 28', welche eine
Anpassung des Messbereichs erlauben (siehe Beschreibung weiter unten).
Der Offset lässt
sich mit Offset-Kompensationsstufe 29 (29' in 10)
kompensieren, welche mit dem Eingang des Operationsverstärkers OP4
verbunden ist. In 10 ist der Ausgang der Kompensationsstufe 29' mit ähnlich wirkenden
weiteren Differenz-Verstärkerstufen 34, 36 verbunden,
die weiter unten noch näher
erläutert
werden. Am Ausgang 37 von Verstärkerstufe 36 steht
ein analoges Stromsignal für
den Rezirkulations-Pfad zur Verfügung,
welcher mit Klemme 38 in 9 verbunden
ist.
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Auf
welche Weise die einzelnen Messpfade des low side-Pfads und des
Rezirkulationspfads durch den Einsatz von trimmbaren Stromquellen
und Widerständen
abgeglichen werden können,
wird nachfolgend beschrieben. Genauer gesagt bedeutet dies, dass
die Referenzstrommessungen jeweils für den low side-Pfad und den Rezirkulationspfad
eigens durchgeführt
werden müssen.
Zunächst
wird ein definierter Strom über
RRef_Sense (9) geleitet.
Dabei befinden sich die Schalter 24 und 25 in
der in 9 durchgezogen gezeichneten Stellung. IRef wird mittels A/D-Wandler 10 ausgelesen.
Dann wird dieser definierte Strom auch an FET 27' angelegt. Schalter 24, 25 und 26 befinden
sich nun in der gestrichelt dargestellten Schalterstellung. Der
durch Sense-FET 28 fließende Strom wird mittels A/D-Wandler 10 ausgelesen.
Anschließend
werden die obigen Messungen mit einem geringeren Strom noch einmal
wiederholt. Entsprechend der mit verschiedenen Referenzströmen durchgeführten Messungen
wird eine Verstärkungs-Trimmung über einen
digitalen Trimmwiderstand 30 (30' in 10) in 4 vorgenommen.
Des Weiteren erfolgt eine Offset-Trimmung mit Schaltungsteil 29.
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Bevorzugt
werden die oben beschriebenen Kalibrierungsschritte sowohl für den low
side- (9) als auch für
den Rezirkulationspfad (10) iterativ durchgeführt, wobei
sich mit zunehmender Zahl von Schritten die Genauigkeit bestehend
aus Offset und Verstärkungsfaktor
schrittweise erhöht.
Nach ein paar wenigen Iterationsschritten kann das Verfahren in
der Regel bereits abgebrochen werden, da sich die Genauigkeit des
iterativen Verfahrens dann nur noch in geringem Maße erhöht.
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Die
obigen Schaltungsbeispiele betreffen jeweils einen Lastansteuerungskanal
einer mehrkanaligen PWM-Endstufe. Teile der Schaltungen, wie etwa
der externe Messwiderstand RRef_Sense sind
jedoch nur einmal vorhanden und werden durch jeden Kanal der Stufe
verwendet. Entsprechend müssen die
Referenzstrommessungen, die den externen Messwiderstand betreffen,
lediglich einmal durchgeführt
werden. Alle weiteren Kalibriermessungen müssen für jeden Endstufenkanal gesondert
durchgeführt werden.
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Die
oben beschriebene Kalibriermethode kann auch zu späteren Zeitpunkten – auch während der
Regelung – wiederholt
bzw. fortgesetzt werden unter der Voraussetzung, dass der betreffende
zu kalibrierende Kanal zu dieser Zeit nicht durch die PWM-Ansteuerung
angesteuert wird.
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Die
Schaltungsbeispiele in 9 und 10 umfassen
neben den FETs 27, 28, 31 und 32 außerdem noch
zusätzliche
Schaltungsmittel 28, 28', 28'', 32, 32' und 32'' zur Erhöhung der Auflösung im aktiven
Strombereich. Bei einem 10 Bit A/D-Wandler ist die Auflösung über einen Bereich von 3 A auf
ca. 3 mA begrenzt. Eine höhere
Auflösung
kann durch eine Beschränkung
des messbaren Strombereichs auf einen bestimmten, benötigten Dynamikbereich erreicht
werden. So ist z.B. mit der in 8 bzw. 9 gezeigten
Schaltung durch das separate Hinzuschalten gleichgroßer Sense-FETs 28' und 32' eine Umschaltung
zwischen 1 A, 2 A und 3 A messbarem Maximalstrom möglich. Entsprechend
ergibt sich eine mögliche
Auflösung
von 1 bis 3 mA im jeweiligen Bereich.
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Die
Auswahl des Strommessbereichs kann durch Logik erfolgen, z.B. durch
Berücksichtigung des
aktuellen Sollwertes des Stroms.
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Entsprechend
kann die Auflösung
des A/D-Wandlers auch dadurch besser ausgenutzt werden, indem ein
geeigneter Offset-Wert zunächst
subtrahiert und später,
nach der A/D-Wandlung,
wieder addiert wird.
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Zusätzlich ist
es möglich,
nach einem weiteren Beispiel für
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
diese mit Fail-Safe
Strukturen 34 so zu erweitern, dass ein redundantes Stromsignal
zur Verfügung
steht. Es ist dabei besonders zweckmäßig, wenn A/D-Wandler 10 ein
gegenüber
dem anderen Redundanz-Pfad (Differenz-Verstärkerstufe 36 bestehend
aus Spannnungsfolger-OP und nachgeschaltetem Differenz-OP) invertiertes
(siehe Differenzverstärker 34)
oder geändertes
Messsignal an Leitung 39 zur Verfügung gestellt wird, wodurch
die A/D-Wandlung überprüft werden
kann.