JP2004531132A5

JP2004531132A5 -

Info

Publication number: JP2004531132A5
Application number: JP2002586486A
Authority: JP
Filing date: 2002-05-01
Publication date: 2009-04-02
Anticipated expiration: 2022-05-01

Description

周波数調整及び周波数逓降変換のためのスイッチキャパシターネットワーク

この特許出願は、２００１年５月１日に出願された米国特許出願６０／２８７８６１に基づく優先権の主張を伴う。

本発明は通信システムに関し、周波数調整や、後段の増幅器またはステージ変換において使用する下位の周波数への周波数逓降変換を実行するためのスイッチドキャパシターネットワークの使用を開示する。

無線周波数（ＲＦ）信号の広帯域を取得して、ＲＦ信号の周波帯を、中間周波数（ＩＦ）の周波帯へ逓降変換し、その後、所要信号を表すＩＦ周波数へ合わせることにより、ＩＦ信号の周波帯から所要信号を選択するために、広帯域無線周波数（ＲＦ）フロントエンドを用いることが知られている。

さらに、ＩＦ信号の所要周波帯以外の信号を除去するＩＦ帯域フィルターを構成するために、スイッチドキャパシターネットワークを使用することも示されている。

通信情報、すなわち調整信号を回復させるために、ＩＦ信号のような信号により、ベースバンドに直接テロダイン効果を生じさせることが知られている。

しかしながら、ベースバンドに信号に直接ヘテロダイン効果を生じさせると、フェーズ（Ｉ及びＱ）情報の損失をもたらす惧れがある。したがって、所定の場合には、オリジナル信号より下位の周波数であるが、ベースバンドにまでは至らない周波帯に変換されることが望ましい。

８８〜１０８ＭＨｚを使用する従来の民間ＦＭ放送周波帯のような信号の全周波帯の信号を取得するためには、２０ＭＨｚのＩＦ帯域幅が必要であり、ＩＦ中心周波数は１０ＭＨｚ以上としなければならない。例えば、２５ＭＨｚのＩＦ周波数がそのとき使用される場合、中間周波増幅器は、１５ＭＨｚから３５ＭＨｚのバンドパスを有していなければならない。しかしながら、そのようなＩＦ周波数及び帯域幅で動作するアナログＩＦネットワークは、通常高価であり、残音が生じやすく、且つ、または損失が大きい。

さらに、自動利得制御（ＡＧＣ）回路は、ＩＦ帯域幅と同様な帯域幅を有していなければならず、それにより、さらにＡＧＣ回路類に関してのコスト、ノイズ及び損失の問題が生じる。さらに、ＲＦ周波帯からＩＦ周波帯までの広帯域の変換プロセスは、イメージや、所要信号周波数付近の周波数を有し、信号強度が所要信号と比較可能か、或いはそれよりも大きい信号である近隣の信号に帰着する。たとえ強い信号が不適当な信号であっても、強いイメージまたは近隣の信号を、ＡＧＣ回路に強い信号を検出させ、利得をそれに応じて減じさせることにより可能である。これらのプロセスは、受信機の雑音指数を上げる効果があり、所要信号を上昇させて、或いは時には逓降させて、雑音レベルに近づける。

スイッチドキャパシターネットワークは、集積回路（ＩＣ）の上に、或いはその一部として統合することができ、それにより、スペースを省略することができる。さらに、スイッチドキャパシターネットワークは、典型的なＩＦフィルターよりも、一般的なコストを低減させ、同等な除去特性を提供する。さらに、スイッチドキャパシターネットワークは多くの場合、他の形式のＩＦフィルターほど損失がなく、それにより、中間周波増幅器の数を減じることができる。したがって、先行技術はスイッチドキャパシターネットワークのいくつかの使用や利点を開示している。

しかしながら、スイッチドキャパシターネットワークは信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方を実行するために使用することについては開示せず、また示唆もない。

さらに、先行技術は、偽名、近隣のチャンネル或いは偽造の変換製品の信号強度に反応しないＡＧＣ制御をどのように生成することができるか開示せず、また示唆もない。

本発明は、所要信号の周波数調整及び所要信号の変換に提供されるスイッチドキャパシターネットワークであり、低域通過トポロジーにおけるバンドパスフィルター機能を実行する間のベースバンド付近の所要信号について、ＩＦ信号のような、下位のＩＦ周波数にヘテロダイン効果を生じさせる。

本発明は、所要信号を選択するためにスイッチドキャパシターネットワークのサンプリング周波数を選択することにより、より下位、或いはベースバンド付近の周波数へ、選択された入力信号を逓降変換するための入力信号をアンダーサンプリングすることにより、また、所要の帯域幅を提供するためにスイッチドキャパシターネットワークの特性を選択し、所要信号を選択するためにスイッチドキャパシターネットワークのサンプリング周波数を選択することにより、これらの機能を達成する。もし使用されれば、より下位のＩＦ周波数により、さらに中間周波増幅器とＡＤ変換器の帯域幅要件を低減させることができる。

本発明は、さらに偽名、近隣のチャンネル或いは偽造の転換製品の信号強度に反応しないＡＧＣコントロールを提供する。この改良は、同相と直角位相信号を導き出すためにＩＦ信号の位相情報を維持し、１つ或いはこれらの信号の双方のからＡＧＣ制御信号を導き出すことにより達成される。

本発明は、このように通信手段における、低コストスイッチドキャパシターネットワーク及び低コストＡＧＣ増幅回路の使用を提供する。

本発明は、所要信号を処理する方法を提供し、所要信号の中心周波数より少ないサンプリング周波数であって、その高調波が前記所要信号の中心周波数に関連するサンプリング周波数を有するサンプリング信号を提供し、サンプリング周波数でクロックされるスイッチドキャパシターネットワークを介して、前記所要信号をフィルターして、逓降変換所要信号を出力し、逓降変換所要信号から、第１の位相信号を第２の位相信号を再生する。

本発明の１つの実施例において、必要に応じて、任意の信号振幅は調節される。

本発明の他の実施例において、サンプリング周波数の高調波が、所要信号の中心周波数から予め定められたオフセット内にある。

本発明の他の実施例では、逓降変換所要信号は補間され、補間された所要信号を出力し、逓降変換所要信号は、混合信号と混合されて、第１の位相信号を出力し、また、補間された所要信号は、混合信号と混合されて、第２の位相信号を出力する。

本発明の他の実施例では、第１の位相で、サンプリング周波数でクロックされる第１のスイッチドキャパシターネットワークに所要信号を入力して、第１の逓降変換所要信号を出力するとともに、第１の位相と９０度異なる第２の位相で、サンプリング周波数でクロックされる第２のスイッチドキャパシターネットワークに所要信号を入力して、第２の逓降変換所要信号を出力することにより、スイッチドキャパシターネットワークを介して所要信号をフィルターする。この場合、第１の位相信号および第２の位相信号は、第２の逓降変換所要信号を補間して、補間された所要信号を出力し、第１の所要信号を混合信号と混合して、第１の位相信号を出力し、補間された所要信号を混合信号と混合して、第２の位相信号を出力することにより再生される。

所要信号が、第１の位相所要信号と第２の所要位相信号を有している場合、第１の位相所要信号を第１のスイッチドキャパシターネットワークに入力して第１の位相逓降変換信号を出力するとともに、第２の位相所要信号を第２のスイッチドキャパシターネットワークに入力して第２の位相逓降変換信号を出力することにより、所要信号は、スイッチドキャパシターネットワークを介してフィルターされる。この場合、第１の位相逓降変換信号を混合信号と混合することにより、第１の位相信号を出力し、第２の位相逓降変換信号を混合信号と混合することにより、第２の位相信号を出力することによって、第１の位相信号および第２の位相信号は、再生される。

本発明では、さらに、逓降変換所要信号を第１の位相信号として出力し、逓降変換所要信号を補間して、補間された所要信号を出力し、補間された所要信号を第２の位相信号として出力することにより、第１の位相信号と第２の位相信号が再生されても良い。

本発明においては、第１の位相信号を１０分の１にすることにより第１の位相出力信号を出力しても良く、第２の位相信号を１０分の１にすることにより第２の位相出力信号を出力しても良い。

本発明は、さらに、中心周波数を有する所要の入力信号を受け取るために受信機を供給する。サンプリング周波数で所望入力信号をサンプリングするためのスイッチドキャパシターネットワークを有し、逓降変換所要信号を出力する。ここで、サンプリング周波数は、前記所望入力信号の中心周波数より小さく、サンプリング周波数の高調波は、所望入力信号の中心周波数に関連する。受信機はまた、スイッチドキャパシターネットワークに機能的に接続され、逓降変換所要信号に応答して第１の位相信号および第２の位相信号を出力する位相回復回路を有する。

受信機において、少なくともいくつかの不要信号を削除するために、スイッチドキャパシターネットワークより前にフィルター回路を設けてもよい。

受信機において、逓降変換所要信号の振幅をコントロールするために、スイッチドキャパシターネットワークと位相回復回路の間に配置された増幅回路をさらに有する。

受信機において、信号の回復回路は、逓降変換所要信号を、デジタル逓降変換所要信号に変換するためにＡＤ変換器を含むことがある。

受信機において、位相回復回路に機能的に接続され、第１の位相信号および第２の位相信号に反応して、第１の位相出力信号および第２位相出力信号を出力するデシメータを設けてもよい。

受信機において、所要入力信号の振幅をコントロールするために、スイッチドキャパシターネットワークより前に増幅回路がさらに設けられてもよい。

図面と請求項とによって、本発明の他の目的、機能及び利点は、好ましい実施例の次の記述を読むことによって明白になる。

図１は、スイッチドキャパシターフィルター（「ＳＣネットワーク」）のようなスイッチドキャパシターネットワークの、第１のナイキスト帯域幅内で、サンプリングレートまたは周波数（ＦＳ）を有する出力スペクトルを示す。この出力スペクトルは、遮断周波数（ＦＣ）の０（ＤＣ）の周波数範囲における、単一の下位パス関数であるように見える。しかしながら、１つが正・負の周波数を考慮する場合、このスペクトルは、−ＦＣから＋ＦＣの周波数範囲とともに、バンドパス関数のように、より多くに見える。

ＳＣネットワークは、入力電圧及び出力電圧が、離散的な論理的０値或いは論理的１値に制限されていないという点でアナログ素子であるが、ＳＣネットワークの操作の電圧範囲内の任意の電圧としてよい。しかしながら、サンプリング周波数ＦＳによって決定されるように、ＳＣネットワークも、離散的な時間及び離散的な時間の出力変換で入力がサンプリングされることにおいて、デジタル手段或いは非線形のアナログ素子として解してもよい。したがって、理論のサンプリングに従って、ＳＣネットワークのフィルター特性は、サンプリング周波数ＦＳの倍数でスペクトルを繰り返す。図２は、同等なＳＣネットワークの帯域フィルター特性を図示する。

サンプリングに対するナイキスト基準である普遍的なものを使用すると、サンプリング周波数は、サンプリングされる最も高い周波数より少なくとも２倍高くなければならない。もし信号が１５〜３５ＭＨｚの範囲におけるＩＦ信号ならば、サンプリング周波数は少なくとも７０ＭＨｚにならなければならない。しかしながら、ナイキスト基準は、実際には、サンプリング周波数がサンプリングされる信号において最も高い帯域幅より少なくとも２倍高いことを要求するのみである。信号が典型的な民間ＦＭラジオにおけるＩＦ信号である場合、ガード周波帯を含むチャンネルの帯域幅は２００ｋＨｚである。したがって、サンプリング信号は４００ｋＨｚ以上であれば足りる。

サンプリング理論によると、入力信号がサンプリングされたときに、結果出力は、入力信号とサンプリング信号を混合したものに類似するので、結果出力は、オリジナルの入力信号、サンプリング信号およびオリジナル信号とサンプリング信号の周波数の和と差を含む。サンプリング信号は、基本サンプリング周波数ＦＳで成分を有している。しかしながら、標本化定理に従って、及びサンプリング・プロセス及びサンプリング信号が非線形であるという事実により、サンプリング信号は、さらに２＊ＦＳ、３＊ＦＳなどのようなサンプリング周波数の高調波（ハーモニクス）で、その成分を有している。したがって、結果出力は、さらにオリジナルの入力信号及びサンプリング信号の高調波２＊ＦＳ、３＊ＦＳなどの和と差の周波数を有している。

これらの特性は、本発明において有利に使用される。すなわち、サンプリング周波数はＩＦ周波数の２倍とならない。正しくは、ＩＦ信号は下方にサンプリングされ、ＩＦ信号に含まれていた情報を保存するのに適切な割合でサンプリングされる。さらに、高調波の１つが逓減及び近接ベースバンド信号を提供するように、サンプリング周波数は選択される。

図３は、ＳＣネットワークのためのバンドパス関数の中心周波数に対するサンプリング周波数の影響を示す。ＦＳの変換は、バンドパス関数の中心周波数を変換することに留意する。例えば、１の仮想ＦＳを使用することは、１（ＦＳ）、２（２＊ＦＳ）、３（３＊ＦＳ）などにおける中心周波数をもたらす。しかしながら、２の仮想ＦＳに変更することは、２（ＦＳ）、４（２＊ＦＳ）、６（３＊ＦＳ）などで中心周波数をもたらす。したがって、ＳＣネットワークはＦＳを変換することにより調整することができる。換言すれば、ＦＳを適切に選択することによって、ＩＦ信号の周波帯における特定のＩＦ信号を選択することができる。

ＳＣネットワークは、利益のために使用することができる他の機能を有している。ＳＣネットワークの帯域幅は固定され、ＦＳの関数ではない。この関数は、ＳＣネットワークのＱがＦＳの関数により導出される。したがって、ＦＳが変換される場合、Ｑはそれに応じて変化し、帯域幅は一定のままである。したがって、所要のチャンネルがすべて同一の帯域幅を有しているシステムに対して、ＦＳ及び所要のチャンネルが変換される場合、別々に帯域幅を調整する必要はない。

しかしながら、多目的のシステムは、種々の帯域幅のチャンネルに対応する必要がある。

ＳＣネットワークの他の機能は必要に応じて、帯域幅を変換するものである。ＳＣネットワークはネットワークの一部として固定コンデンサーを含んでいる。一つはバラクターと協動する、或いはその代わりとして、１または複数の固定コンデンサーを通常示されるＳＣネットワークにおいて使用することができる。例えば、一つは、ＳＣネットワーク内のキャパシターコンデンサーをバラクターに置換することができる。一つは、さらに並列、或いは直列のバラクターをＳＣネットワーク内のキャパシターコンデンサーに接続することができる。バラクターは、帯域幅またはＳＣネットワークのＱが変更または調節されることを許可する。一つは、バラクターを使用する代わりに、或いはバラクターの使用に加えて、キャパシターコンデンサーの入出力を切り替えることができる。したがって、中心周波数及びＳＣネットワークのＱの両方は、利益のためにコントロールすることができる。

換言すれば、ＦＳは、所要信号に逓降変換するために選択することができ、また、Ｑは詳細な信号に所要の帯域幅を供給するために選択することができる。

図４は、図１−３に示すような広帯域幅４０１及び狭帯域幅４０２を示すＳＣネットワークの可変帯域幅の説明図である。

好ましい実施例において、コストとスペースを低減し、且つパフォーマンスを改善するために、バラクターは、集積回路チップまたはダイ上のＳＣネットワークの一部分として生成される。しかしながら、コスト、スペース及び（または）パフォーマンスの必要性に応じて、表面実装、技術、或いは他の個々の構成を使用することができる。

図５Ａ及び５Ｂは、本発明の好ましい実施例のスペクトルの説明図である。図５Ａの例において、信号５２０の所要の入力周波帯はＦＡの中心周波数を有した所要信号５０５と、他の信号５１０Ａ及び５１０Ｂを含み、他の信号５１０Ａ及び５１０Ｂは、同一の周波帯５２０にあるが、所要信号ではない。さらに、高調波、相互変調及び不正製品、その他のもの、偽造信号５２５Ａ及び５２５Ｂが周波帯信号などから示される。従来のローパスフィルター（図６における６０５）はローパス特性５１５を有している。このフィルターはネットワークの他のもののためにアンチエイリアシングフィルターとして使用される。したがって、偽造信号５２５Ａ及び５２５Ｂはローパス周波帯５１５の外部に排出され、低減されるか、または除去される。バンドパスフィルターをローパスフィルターの代わりに使用することもできる。

周波帯５２０は、サンプリング周波数ＦＳを有するＳＣネットワーク（図６における６１０）によってサンプリングされる。ＦＳがＦＡ未満であることに留意する。しかしながら、サンプリング信号は、非線形の信号であることから、ＦＳの高調波（すなわち２＊ＦＳ、３＊ＦＳなど）が存在する。

示された例において、２＊ＦＳの高調波は、所要信号５０５に合成され、中心周波数ＦＡ’を有する近接ベースバンド信号５０５’に、信号５０５を逓降する。所要でない周波帯信号５１０Ａ及び５１０Ｂは、信号５１０Ａ’及び５１０Ｂ’として逓減されて現れる。負の周波数領域へ逓減された信号５１０Ａ’は、０周波数軸のまわりを覆う。

しかしながら、ＳＣネットワークがバンドパス特性４０１を有している。所要でない入力周波帯信号５１０Ａ’及び５１０Ｂ’は、この周波帯の外部である。したがって、ＳＣネットワークは、信号５１０Ａ’及び５１０Ｂ’を減じるか除去する。したがって、逓減された所要信号５０５’のみが帰する。逓降変換プロセスがオリジナルの所要のＩＦ信号５０５の中にあるフェーズ情報を維持することが注目されるべきである。さらに所要信号がベースバンドの近くで逓降変換されたことに留意すべきであり、ＳＣネットワークに後続する回路類は周波数と帯域幅の必要条件を縮小することができ、それにより、動力、熱消費、サイズ及びコストを節約する。

上記の例から、バンド５２０が、８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚまでの民間ＦＭバンドであると仮定する。従来のナイキスト基準にしたがって、サンプリング周波数は少なくとも２１６ＭＨｚ（１０８ＭＨｚの２倍）でなければならない。しかしながら、本発明は、サンプリング周波数を決定する２つの異なる基準を使用する。まず、サンプリング周波数は、所要帯域の帯域幅の２倍より大きくなければならない。所要の典型的な帯域の帯域幅は２０ＭＨｚであり、帯域幅はその２倍の４０ＭＨｚである。したがって、サンプリング周波数は４０ＭＨｚ以上でなければならない。次に、Ｎ倍のサンプリング周波数は、ほぼ所要信号の中心周波数でなければならない。所要信号５０５の中心周波数ＦＩＦが９８．１ＭＨｚであると仮定する。したがって、Ｎ倍のサンプリング周波数は、９８．１ＭＨｚ以上でなければならない。これらの２つの基準を適用するので、サンプリング周波数は４０ＭＨｚ以上でなければならず、また、サンプリング周波数はほぼ９８．１／ＮＭＨｚとしなければならない。Ｎ＝２のときにこれらの条件を満たすためには、サンプリング周波数ＦＳはおよそ４９．０５ＭＨｚとすべきである。これが従来のナイキスト基準を使用するには、サンプリング周波数（２１６ＭＨｚ）の４分の１未満に特定されることに注意する。したがって、本発明のＳＣネットワークは本質的に低減されたサンプリング周波数で作動することが可能である。

示された例において、ＦＳがその後４９．０５ＭＨｚである場合、２＊ＦＳは９８．１ＭＨｚである。

所要信号５０５を、完全にベースバンドへ逓降変換する。これはいくつかのアプリケーションには許容されるかもしれない。しかしながら、多くのアプリケーションが、フェーズ情報を補償しなければならない。所要信号を直接ベースバンドに変換する場合、サンプリング信号中の位相ジッタ、受信信号中のマルチパスからの位相歪、１／ｆノイズ及び他の問題が生じる。

しかしながら、サンプリング周波数ＦＳが例えば、４９ＭＨｚに逓降された場合、２＊ＦＳは、９８ＭＨｚとなり、ＦＡ’は、１００ｋＨｚとなる。このように近接ベースバンドに所要信号を逓降変換した。

上記のアプリケーションでは、両側の２５ｋＨｚのガードバンドとともに、実際に逓降変換された信号が、２５ｋＨｚから１７５ｋＨｚの範囲に現れるので、これは許容される。しかしながら、いくつかのアプリケーションはそのようなガードバンドを持たないか、ごく小さなガードバンドを有するのみの場合もあるため、後続の回路類については、ＤＣに接近するために操作する必要がある。これは、誤差や、１／ｆノイズなどについて一般に不適当である。したがって、そのようなアプリケーションでは、サンプリング周波数をさらに縮小してもよく、その結果、所要信号自体は、実質的にゼロ周波数上にあることとなる。例えば、所要信号５０５は、２５ｋＨｚのガードバンドを備えた１５０ｋＨｚの帯域幅ではなく、２００ｋＨｚの実際の帯域幅を有し、その後、サンプリング周波数ＦＳをさらに、例えば、４８．９ＭＨｚまで縮小することが可能であり、２＊ＦＳを９７．８ＭＨｚとし、逓降変換信号の中心周波数ＦＡ’が３００ｋＨｚになり、また所要信号は１００ｋＨｚから３００ｋＨｚまで及ぶ。

したがって、本発明によれば、適切にＦＳを選択し所要信号の周波数逓降変換に供給するべきＦＳの高調波の使用によって、ＳＣネットワークはより下位のＦＳを使用し、所要のＩＦ信号をアンダーサンプリングし、さらに、中間周波増幅器、利得制御中間周波数増幅器、ディジタイザのようなＳＣネットワークに後続するどんな構成部分のＳＣネットワークの、電力、帯域幅及び熱放散要求事項、およびコストを減じる。さらに、位相情報は、真の下位の雑音電源、真の下位の位相ジッタ発振器、低１／ｆ雑音手段などに対して必要と無関係で容易に維持される。

ＳＣネットワークによって提供される帯域幅４０１が所要信号５０５’のために必要になったそれよりもはるかに大きい場合、所要の周波帯における強い信号５１０Ａ’は通過帯域４０１の中にあるエネルギーの合計に作用する十分なエネルギーを有していることがある。したがって、信号５１０Ａ’によって通過帯域４０１の中にある総信号強度に単に反応したＡＧＣ検出器の応答に悪影響を及ぼすことがある。したがって、強い信号５１０Ａ’は所要信号５０５’を逓減させるか、或いは雑音レベルまでそれを押し下げる。

非常に強い他の信号５１０Ａを用いない、いくつかのアプリケーションにおいて、これは問題とならない。しかしながら、他のアプリケーションにおいて、非常に強い信号の５１０Ａ’が用いられることがある。

したがって、好ましい実施例において、ＡＧＣ制御信号は、通過帯域４０１の中にある総信号強度によって決定されない。むしろ、好ましい実施例において、所要信号５０５Ａ’は、Ｉ及びＱ信号を回復するために位相検出される。その後、Ｉ信号或いはＱ信号の振幅の振幅、或いは両方はＡＧＣ制御値を決定するために使用される。したがって、本発明では、いくつかの長所を提供するためにＳＣネットワークを使用する。ベースバンド付近の周波数の所要信号を逓降変換し、不要信号を除去するように信号をフィルタリングし、位相情報を保存する。本発明はさらに、不要信号５１０にではなく所要信号５０５に反応するＡＧＣ制御信号を提供できるという長所を有する。

図６は本発明の実施例のブロック図である。入力信号ストリーム（ＩＮ）は、上述したように、信号を削除する従来のエイリアス除去バンドパス或いはローパスフィルター６０５に、信号の所要の各周波帯の外部で、或いはその上方で、供給される。フィルター６０５からのこのフィルターされた出力は、本発明のＳＣネットワーク６１０に供給される。上述したように、ネットワーク６１０が信号の所要の周波帯における所要信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方を実行するように、このＳＣネットワーク６１０のサンプリングレートは調整可能である。さらに、上に言及されるように、このＳＣネットワーク６１０の帯域幅は、固定の帯域幅が受け入れ可能なアプリケーションに対して固定され、調整可能な帯域幅を必要とするアプリケーションに対して調整可能であることが望ましい。

ネットワーク６１０からの逓降変換された信号は、中間周波増幅器のようなオート・ゲイン・コントロール（ＡＧＣ）にコントロールされる増幅器６１５の入力に供給される。この時点での信号は、バンドパス４０１における信号５０５’であり、信号５０５’がＦＡ’の中心周波数を有していることに留意する。したがって、増幅器６１５は廉価な下位の帯域幅増幅器を用いることができる。さらに、バンドパス４０１が希望より大きい場合には、さらに、信号のローパス或いはバンドパスのフィルターを増幅器６１５を備えることがある。したがって、ネットワーク６１０のバンドパス要求事項は原価を削減するために緩められることがあり、増幅器６１５は所要するより狭い帯域幅を提供するために使用されてもよい。

この時点では、逓降変換された信号がまだアナログ信号であることに留意する。好ましい実施例において、この逓降変換されたアナログ信号はその後の処理のために、デジタル信号に変換される。ディジタイザ６２０はこの転換を実行する。ディジタイザ６２０は、アナログ信号のデジタル表現を提供するための任意の所要の手段或いは方法とすることができる。ディジタイザ６２０の一例としては、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）である。所要の入力電圧範囲及び所要の入力信号帯域幅に適応する限り、使用されるＡＤＣの形式は制限されない。したがって、例えば、ＡＤＣは、逐次近似法ＡＤＣ、フラッシュＡＤＣ、シグマデルタＡＤＣ或いはＲ−２Ｒ梯子形回路網ＡＤＣに制限されない。しかしながら、最高の性能に対して、逓降変換されたアナログ信号の振幅がディジタイザ６２０のアナログ入力振幅範囲と一致することが望ましい。したがって、増幅器６１５は、ディジタイザ６２０のアナログ入力振幅範囲と一致するためにネットワーク６１０からの出力信号を増幅する（或いは必要に応じて逓減する）。この時点での信号がバンドパス４０１における信号５０５’であり、信号５０５’が、ＦＡ’の中心周波数を有していることに留意する。逓降変換された信号、すなわち増幅器６１５によって提供される帯域幅４０１或いはより狭い帯域幅内の信号に含まれる周波数のために、充分に早い割合でディジタイザ６２０がサンプリングができる必要があることに留意する。ディジタイザ６２０は、入力信号ストリームＩＮのために必要になった、より高い割合のサンプリングができる必要はない。したがって本発明は、ディジタイザ６２０のサンプリング速度要求を低減させ、電力消費、熱放散及びディジタイザ６２０のコストを低減させる。

その後、デジタル化された信号は、２つの経路へ分割される。同相（Ｉ）信号は、第１の複合のデジタル混合器６３０Ａの１つの入力に供給される。Ｉ信号も補間フィルター６２５に供給され、第２の複合のデジタル混合器６３０Ｂの１つの入力に直角位相（Ｑ）信号を供給する。発振器６３５は、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの他の入力に、Ｉ及びＱ信号同期検波のためのＦＡ’の周波数を有している複合混合器信号（ｅ ^ｊｗｔ）を供給する。

他の実施例において、破線６２６によって表示されるように、補間フィルター６２５は除去され、ディジタイザ６２０の出力は、複合の混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの両方の入力に直接供給され、発振器６３５は２つの出力、複合の混合器６３０Ａに供給される第１の出力及び、９０度ずつ位相変換され、複合混合器６３０Ｂに供給される第２の出力を有する。

一方の実施例において、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂは、中心周波数ＦＡ’において、信号５０５Ａの復調を実行しながら、ベースバンド（Ｉ及びＱ）信号の中へ、Ｉ及びＱ信号を変換する。

ベースバンド（Ｉ及びＱ）信号は、オリジナル信号及びより高い周波数変換生成を削除するために、フィルター６４０Ａ及び６４０Ｂによってそれぞれローパス（或いはバンドパス）フィルターされる。これらのフィルターは望ましくはＦＩＲフィルター或いは他の高いＱのデジタルフィルターである。

この点では、Ｉ及びＱ信号は、変調信号のような所要の情報を維持するために必要なものより高いサンプリングレートとする。そのＩ及びＱ信号は、このサンプリングレートで使用され、或いは、サンプリングノイズを減じるために、フィルター６４０Ａ及び６４０Ｂの出力はデシメータ６４５Ａ及び６４５Ｂに供給され、別々に、それらの最も高い周波数と相応したサンプリングレートを有する１０分の１にされたベースバンドＩＯＵＴ及びＱＯＵＴ信号を提供する。

その後、ＩＯＵＴとＱＯＵＴの出力は、他のもの、すなわち、ボイス、データ、ファックス或いは他の所要の通信信号のさらに処理及び転換のための回路類（図示せず）に供給される。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、挿入され、またベースバンド及び第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）、第１位相出力信号と好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）まで復号変換される。

したがって、本発明の受信機は、逓降変換された所要信号を提供するために、サンプリング周波数（ＦＳ）で所要の入力信号（ＩＮ）をサンプリングするためのスイッチドキャパシターネットワーク（６１０）、スイッチドキャパシターネットワークに機能的に接続され、第１位相信号及び第２位相信号を提供するために逓降変換された所要信号に対応する位相回復回路（６２５，６２６，６３０Ａ、６３０Ｂ、６３５）を含んでいる。サンプリング周波数は、所要の入力信号の中心周波数未満であり、サンプリング周波数の高調波は所要の入力信号の中心周波数に関連付けされている。フィルタリング（６４０Ａ、６４０Ｂ）及びデシメータ（６４５Ａ、６４５Ｂ）が追加されることもあり、或いは位相回復回路の一部であってもよい。

ＡＧＣ増幅器（６１５）及びＡＤＣ（６２０）がさらに存在することがある。さらに、ＡＧＣ制御回路（６５０，６５５）及び調整回路類（６６０）がさらに存在することがある。

複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの出力も、ＡＧＣ検出器６５０、その後段の積分器（或いはローパスフィルター）６５５に供給される。積分器６５５の出力は、望ましくは増幅器６１５のコントロールのためのアナログＡＧＣ信号である。しかしながら、デジタル制御信号が増幅器６１５によって読み込まれる場合、その出力はデジタル型としてもよい。他の方法で、所要のように、検出器６５０及び積分器６５５によって実行された処理はアナログまたはデジタル、或いはそれの組み合わせであってもよい。検出器６５０は、複合混合器６３０ＡからのＩＯＵＴ信号出力に対し、或いは複合混合器６３０ＢからのＱＯＵＴ信号出力に対し、さらにこれら両方の信号の組み合わせに対して応答することがある。ピーク信号検出、平均信号検出或いは他の所要の検知機構が使用されてもよい。

同調調整回路６６０は、チャンネルまたは動作モードの外部選択に基づいたＳＣネットワーク６１０の帯域幅の周波数調整及び選択を提供する。例えば、本発明が民間ＦＭ受信機において使用される場合、同調調整信号は、ユーザーによって選択されたチャンネルまたは周波数に基づき生成され、ネットワーク６１０の帯域幅が固定のとき、帯域幅制御信号は必要にならない。同調調整信号は直接のデジタル周波数シンセサイザー、数的制御発振器（ＮＣＯ）、位相ロックループ（ＰＬＬ）、デジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）、遅延ロックループ（ＤＬＬ）、或いは他の所要の手段或いはアルゴリズムで生成することができる。

しかしながら、他のアプリケーションにおいて、帯域幅は、可変であり、同調調整回路６６０によってコントロールされる。例えば、本発明がセル式電話において使用される場合、同調調整信号は、携帯電話中継局またはコントローラーによって選択されたチャンネルまたは周波数に基づき生成される。その後、帯域幅制御信号は、ＡＭＰＳ、ＮＡＭＰＳ、ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＰＣＳなどのように、選択されたチャンネルまたは周波数、及びさらに選択された動作モードに基づく。

図７は本発明の他の実施例のブロック図である。この場合、所要のＩＦ信号は、ベースバンドにではなくより下位のＩＦ周波数に複合逓降変換される。この実施例は、個々のＩとＱのチャンネルがアンチエリアジングフィルター６０５の直後に設立される点で図６の実施例と相違する。したがって、２つ別々のＳＣネットワーク６１０Ａ（Ｉチャンネル）及び６１０Ｂ（Ｑチャンネル）、２つ別々の増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２つ別々のディジタイザ６２０Ａ及び６２０Ｂがある。さらに、フィルター６１０Ａ、６１０Ｂのうちの一つと、同調調整回路６６０と１の間に加えられた９０度位相シフタ７０８がある。この位相シフタ７０８は、Ｉ及びＱチャンネルに対して種々の信号を生成する発振器６３５を不要とする。したがって、発振器６３５からの単一の出力信号は、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの両方の入力として使用することができる。フィルター６１０Ａ（６１０Ｂ）のいずれが位相変換された信号を受信するかは設計的な選択事項である。さらに、ネットワーク６１０或いは他のいずれが、位相変換された信号を受け取るかどうかに関し、或いは、両方のフィルター６１０が、位相差約９０度の位相変換された信号を別々に受け取るかどうかに関しても設計的な選択事項である。図５Ａ及び５Ｂは、この実施例のためのスペクトラムを示す。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、補間され、およびベースバンドまで混合変換ダウンされ、また第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）および、第１位相出力信号と好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）が提供される。

したがって、この実施例において、受信機は２重のスイッチドキャパシターネットワーク（６１０Ａ、６１０Ｂ）を含めて、２重のＡＧＣ（６１５Ａ、６１５Ｂ）及び２重のＡＤＣ（６２０Ａ、６２０Ｂ）を含めることがある。

図８は本発明の他の実施例のブロック図である。この場合、複合所要ＩＦ信号は、ベースバンドにではなくより下位のＩＦ周波数に逓降変換される。この実施例は、別々のＩとＱのチャンネルが、アンチエリアジングフィルター６０５の前に設置される点において、図６の実施例と相違する。したがって、２つの個別のアンチエリアジングフィルター６０５Ａ（Ｉチャンネル）及び６０５Ｂ（Ｑチャンネル）、２つの個別のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２つの個別の増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２つの個別のディジタイザ６２０Ａ及び６２０Ｂが設けられている。図６の補間フィルター６２５が省かれたことに留意されたい。２つのＳＣネットワーク６１０が同一の位相信号で駆動されることに留意されたい。さらに図５Ａ及び５Ｂにおいて、この実施例のためのスペクトラムを示す。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、およびベースバンドまで混合変換ダウンされ、また第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）および、第１位相出力信号と好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）が提供される。

したがって、この実施例において、受信機には、２重のフィルター（６０５Ａ、６０５Ｂ）、２重のスイッチドキャパシターネットワーク（６１０Ａ、６１０Ｂ）が含められ、２重のＡＧＣ（６１５Ａ、６１５Ｂ）及び２重のＡＤＣ（６２０Ａ、６２０Ｂ）を含められることがある。

図９は本発明の他の実施例のブロック図である。この実施例において、所要のＩＦ信号は、ベースバンドに直接逓降変換される。この実施例では、発振器６３５及び複合混合器６４０Ａ及び６４０Ｂが省かれた点で図６の実施例と相違する。前述したように、サンプル・クロックのための下位位相ジッタが臨界に至るので、ベースバンドの直接の周波数逓降変換は一般に不適当である。

したがって、この実施例において、位相回復回路は、補間フィルター６２５を含んでいる。図９の実施例の変形において、単一チャネル入力（単一のＳＣネットワーク６１０、単一のＡＧＣ増幅器６１５及び単一のＡＤＣ６２０）の一部は、図７のデュアルチャネル構成（２重のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２重のＡＧＣ増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、２重のＡＤＣ６２０Ａ及び６２０Ｂ、及び位相シフタ７０８）と置換される。

図９の実施例の他の変形において、単一チャネル入力（単一のフィルター６０５、単一のＳＣネットワーク６１０、単一のＡＧＣ増幅器６１５及び単一のＡＤＣ６２０）は、図８のデュアルチャネル入力（２重のフィルター６０５Ａ及び６０５Ｂ、２重のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２重のＡＧＣ増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２重のＡＤＣ６２０Ａ及び６２０Ｂ）と置換される。

図６〜９により前述した他の好ましい実施例においてＡＧＣ増幅器６１５は、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０として示されている。しかしながら、これは設計的選択であり、必要条件ではない。１つの変形において、ＡＧＣ増幅器６１５はＳＣネットワーク（ｓ）６１０に先行させてもよい。他の変形において、２台のＡＧＣ増幅器６１５が使用されてもよく、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０に後続させてもよく、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０に先行させてもよい。

したがって、本発明の受信機は、逓降変換された所要信号を提供するために、サンプリング周波数（ＦＳ）で所要の入力信号（ＩＮ）をサンプリングするためのスイッチドキャパシターネットワーク（６１０）と、スイッチドキャパシターネットワークに機能的に接続され、第１位相信号及び第２位相信号の提供に対して逓降変換された所要信号に反応する位相回復回路（６２５，６２６，６３０Ａ、６３０Ｂ、６３５）を含んでいる。サンプリング周波数は所要の入力信号の中心周波数未満であり、サンプリング周波数の高調波は所要の入力信号の中心周波数に関連付けられている。フィルタリング（６４０Ａ、６４０Ｂ）及びデシメータ（６４５Ａ、６４５Ｂ）が追加されることもあり、或いは位相回復回路の一部であってもよい。ＡＧＣ増幅器（６１５）及びＡＤＣ（６２０）がさらに存在することがある。さらに、ＡＧＣ制御回路（６５０，６５５）及び調整回路類（６６０）がさらに存在することがある。

したがって、本発明は、所要信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方に供給するべきＳＣネットワークの使用を提供し、個別部品に分離された周波数調整及びＩＦフィルター回路に要する電力、スペース及びコストを節約する。

本発明は、さらに、より下位の周波数中間周波増幅器の使用を可能にすることにより、電力、熱消費要件及び金銭の低減を図る。

本発明は、さらに、より下位の周波数ディジタイザの使用を可能にすることにより、電力、熱消費要件及び金銭の低減を図る。

本発明は、典型的な民間ＦＭラジオやセルラシステムのように、特別な環境に制限されない。さらに、本発明は、ＡＭとＦＭのラジオ及び通信システム一般を含み、例えば、衛星デジタル・オーディオ・ラジオ・サービス（ＳＤＡＲＳ）にも有用である。ＳＤＡＲＳとしては、シリウス（ＴＭ）衛星ラジオ、ＸＭ（ＴＭ）ラジオ、ユーレカ（ＴＭ）１４７ＤＡＢ（デジタル型のオーディオ放送）及びＩｂｉｑｕｉｔｙ（ＴＭ）のデジタル型のオーディオ放送（ｉＤＡＢ）が含まれる。

本発明は特殊的に記述されたが、それの変形は、詳細な記述及び図面から明白に解されるものも含まれる。したがって、本発明の範囲は、請求項によってのみ、以下のように制限される。

図１は、第１のナイキスト帯域幅内のスイッチドキャパシターネットワークの出力スペクトルを示す。図２は、ＳＣネットワークの同等なバンドパスフィルター特性を図示する。図３は、ＳＣネットワークのためのバンドパス機能の中心周波数に対するサンプリング周波数の影響を示す。図４は、ＳＣネットワークの可変帯域幅の説明図である。図５Ａ及び５Ｂは、本発明の好ましい実施例のスペクトルの説明図である。図６は、本発明の好ましい実施例のブロック図である。図７は、本発明の他の実施例のブロック図である。図８は、本発明の他の実施例のブロック図である。図９は、本発明の他の実施例のブロック図である。

Claims

中心周波数を有する所要信号を処理する方法であって、
フィルターされた信号ストリームを生成するために、入力信号ストリームをフィルターするステップと、
サンプリング周波数が、前記所要信号に関連付けられた所望周波帯の帯域幅の２倍より大きくなるように、前記中心周波数に関連させて、スイッチドキャパシターネットワークのサンプリング周波数を調節するステップと、
帯域幅が関連付けられた前記所望周波帯外の不要信号を除去するように、前記スイッチドキャパシターネットワークの帯域幅を調節するステップと、
逓降所要信号を生成するために前記スイッチドキャパシティーネットワークを使用し、前記フィルターされた信号ストリームを周波数調整し、逓降変換するステップと、
デジタル信号へ逓降所要信号をデジタル化するステップと、
前記所要信号を取得する位相回復回路により、前記デジタル信号を処理するステップと
を有することを特徴とする信号処理方法。
請求項１に記載の方法において、
前記スイッチドキャパシターネットワークのサンプリング周波数の調節では、前記中心周波数の倍音に、前記サンプリング周波数を適合させることが含まれることを特徴とする信号処理方法。
請求項１に記載の方法において、
前記スイッチドキャパシターネットワークの帯域幅の調節には、関係づけられた前記所望周波帯の２倍未満の帯域幅に調節することが含まれることを特徴とする信号処理方法。
請求項１に記載の方法において、
前記フィルターされた信号ストリームの周波数調整及び逓降変換には、同相逓降所要信号および直角位相逓降所要信号の生成が含まれることを特徴とする信号処理方法。
中心周波数を有する所要信号を処理するシステムであって、
入力信号ストリームを受信し、フィルターされた信号ストリームを生成するために前記入力信号ストリームをフィルターするアンチエリアジングフィルターと、
前記フィルターされた信号ストリームを受信するとともに、周波数調整および逓降所要信号を生成するために、前記フィルターされた信号ストリームを逓降変換するコントロール回路によって制御されたスイッチドキャパシターネットワークと、
前記逓降所要信号をデジタル信号に変換するためのディジタイザと、
前記デジタル信号を受信し、所要信号を出力する位相回復回路と、
を有し、
前記スイッチドキャパシターネットワークの前記サンプリング周波数は、調整可能であり、且つサンプリング周波数が、所要信号とサンプリング周波数に関連する所望周波帯の帯域幅の２倍であり、中心周波数に関連させられるより大きくなるように選択され、
前記スイッチドキャパシターネットワークの帯域幅は、調整可能であり、関連のある所望周波帯外の不要信号を除去するために選択される
ことを特徴とする信号処理システム。
前記サンプリング周波数は、前記中心周波数の倍音であることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記帯域幅は、２倍未満の所要の関連付けられた周波帯であることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記スイッチドキャパシターネットワークのサンプリング周波数は、バラクターにより調節されることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記スイッチドキャパシターネットワークは、複数個のコンデンサーを有し、
前記サンプリング周波数は、前記スイッチドキャパシターネットワークにおいて使用される前記コンデンサーを切り替えることによって、調節されることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記スイッチドキャパシターネットワークの帯域幅は、バラクターを使用することにより調節されることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記スイッチドキャパシターネットワークは、複数個のコンデンサーを有し、
前記帯域幅は、前記スイッチドキャパシターネットワークにおいて使用されるコンデンサーを切り替えることにより調整される
ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
ディジタイザに逓降所要信号入力を適合させるための自動利得制御増幅器をさらに有することを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記コントロール回路は、制御信号を生成し、
前記スイッチドキャパシターネットワークは、一組のスイッチドキャパシターネットワークを含み、
第１のスイッチドキャパシターネットワークは、フィルターされた信号ストリームを受信し、同相逓降所要信号を生成し、
第２のスイッチドキャパシターネットワークは、フィルターされた信号ストリームを受信し、直角位相逓降所要信号を生成し、
前記コントロール回路は、前記制御信号を受信するために、第１の制御信号および第２の制御信号を生成する位相シフタをさらに備え、
前記第１のスイッチドキャパシターネットワークをコントロールする前記第１の制御信号と、前記第２のスイッチドキャパシターネットワークをコントロールする前記第２の制御信号との間には、９０°位相差があることを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。
前記アンチエリアジングフィルターは、一組のフィルタを含み、
前記一組のフィルタのうち、第１のフィルタは、入力信号ストリームから共通モード信号を受信するとともに、同相フィルターされた信号ストリームを生成し、
前記一組のフィルタのうち、第２のフィルタは、入力信号ストリームから直角位相信号を受信し、直角位相フィルターされた信号ストリームを生成し、
前記スイッチドキャパシターネットワークは、一組のスイッチドキャパシターネットワークを含み、
前記第１のスイッチドキャパシターネットワークは、同相のフィルタされた信号ストリームを受信し、同相逓降所要信号を生成し、
前記第２のスイッチドキャパシターネットワークは、直角位相のフィルターされた信号ストリームを受信し、直角位相逓降所要信号を生成し、
前記ディジタイザは、一組のディジタイザを含み、
前記一組のディジタイザのうち、第１のディジタイザは、同相逓降所要信号を受信し、同相デジタル信号を生成し、
前記一組のディジタイザのうち、第２のディジタイザは、直角位相逓降所要信号を受信し、直角位相デジタル信号を生成する
ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理システム。