JP2004506373A - 制約エンベロープ送信機およびそのための方法 - Google Patents

制約エンベロープ送信機およびそのための方法 Download PDF

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Abstract

制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)は、変調器(77、77′)に入力ストリーム(34)を提供するバイナリデータ源(32)を含む。該変調器(77、77′)は位相点ストリーム(50)または複合信号ストリーム(168)を濾波して変調信号(74)にするパルス拡散フィルタ(76)を含む。制約エンベロープ発生器(106)は変調信号(74)から制約帯域幅誤差信号ストリーム(108)を生成し、遅延要素(138)は変調信号(74)を遅延させて、制約帯域幅誤差信号ストリーム(108)と同期する遅延変調信号(1240)にする。複素加算回路(110)は遅延変調信号(140)および制約帯域幅誤差信号ストリーム(108)を加算して変形変調信号(112)にし、実質的線形増幅器(146)は変形変調信号(112)を増幅し、それを無線周波数ブロードキャスト信号(26)として送信する。
【選択図】図1

Description

【0001】
【技術分野】
本発明は、一般的に電気通信の分野に関する。さらに詳しくは、本発明は制約エンベロープデジタル送信機回路の分野に関する。
【0002】
【背景技術】
ワイヤレスデジタル通信システムは理想的には、通信に実際に要求される部分を超える周波数スペクトルの部分の使用を控えるべきである。周波数スペクトルのそのような最大限の効率的使用は、所定のスペクトル当たりの最大数の通信チャネルを可能にする。しかし実世界では、不完全な信号増幅のため、多少のスペクトルリグロース(すなわちスペクトル帯域幅の増加)は不可避である。
【0003】
ワイヤレス通信システムでは、スペクトルリグロースを最小化するために様々な方法論が用いられてきた。一部の従来の方法論は、複素デジタル信号処理アルゴリズムを利用して、最小限のスペクトルリグロースにつながる何らかの方法でデジタル変調送信信号を変化させる。そのような複素アルゴリズム方法論は、低スループットの適用分野、すなわち、ボコーダまたは他の音声データなど、0.5Mbps(メガビット/秒)未満のものによく適している。これは、低スループットレートにより、プロセッサが大量かつしばしば反復する計算を実行して必要な信号の変形を成し遂げるのに充分なシンボル間の時間が得られるためである。残念ながら、高スループットの適用分野、すなわち高速ビデオデータの送信など0.5Mbpsを超えるものは、高データレートを処理するために必要な処理パワーが非現実的であるので、複素処理アルゴリズムを使用できない。
【0004】
デジタル信号処理方法論は、バースト信号の送信に使用することができる。バースト送信では、バースト間の間隔時間を使用して、バースト全体に基づいて必要な複素計算を実行することができる。本方法論は、連続(バーストとは対照的に)送信が使用されるときには現実的でない。
【0005】
スペクトル帯域幅を最小にするための従来の型の変調後パルス整形は、ナイキスト、ルートナイキスト、二乗余弦ロールオフなど、何らかの形のナイキスト型濾波を利用する。ナイキスト型フィルタは、理想に近いスペクトル制約波形および無視できるシンボル間干渉を提供するので望ましい。これは、所与の位相点データからのエネルギが適切な間隔の標本化インスタンスで先行および後続位相点のデータからのエネルギと干渉しないように、単一コンステレーション位相点のデータを多くの単位間隔に拡散することによって達成される。
【0006】
送信回路におけるナイキスト型濾波の使用は、スペクトル制約波形のパルス波形を含む濾波信号ストリームを生成する。ナイキスト型パルス波形が帯域幅を制約される程度は、過剰帯域幅ファクタαの関数である。αの値が小さければ小さいほど、パルス波形はスペクトルリグロースが制限される。したがって、できるだけ小さいαの値を持つことが望ましい。しかし、αの値が低下すると、スペクトル非制約波形の大きさに対するスペクトル制約波形の大きさの比が増大する。該スペクトル非制約波形とは、スペクトルリグロースを低減するために対策が講じられない場合に生じる波形である。一般的な設計は0.10ないし0.5のα値を使用する。0.2の例示的α値の場合、スペクトル制約波形の大きさは非制約波形のそれの約1.8倍である。これは、正規化されたスペクトル非制約波形の大きさパワーが1.0の場合、スペクトル制約波形を忠実に送信するために送信機の出力増幅器が実際に3.24(1.8)の出力パワーを提供できなければならないことを意味する。これは幾つかの問題を提起する。
【0007】
最大のスペクトル非制約波形(1.0正規化)が増幅器の線形領域の頂上またはその付近になるように送信機出力増幅器をバイアスすると、増幅器が飽和するので、全ての「オーバパワー」はクリップされる。そのようなクリッピングはスペクトルリグロースの著しい増加を引き起こし、ナイキスト型濾波の使用を不必要にする。
【0008】
該スペクトル制約波形が増幅器の線形領域の頂上またはその付近になるように送信機出力増幅器をバイアスするには、出力増幅器が、スペクトル非制約波形の送信に必要とされるものよりかなり高いパワーであることが必要である。そのような高パワー増幅器は、その低パワー対応物より本質的に高価である。
【0009】
同様のジレンマは、符号分割多元接続(CDMA)通信システムにおける送信パワー増幅器の組込みに関連して、特にCDMA通信システムのハブまたは基地局で発生する。CDMAハブまたは基地局では、多くの符号チャネルをチップ単位で一緒に加算することによって、多くの符号チャネルがしばしば複合CDMA信号に組み込まれる。ほとんどの場合、一部のチャネルが他のチャネルを消滅させ、その結果生じる複合信号は適度の大きさを示す。したがって、複合信号の平均パワーレベルは比較的低い。しかし、まれに複合信号でチャネルが全くまたはわずかしか消滅しないチップ間隔が発生する。これが起きると、結果的に生じる複合信号は極めて大きいピーク値を示す。複合信号を忠実に再生するために、パワー増幅器は、まれな極めて大きいピーク値をクリッピングまたはひずみ無しに再生することができなければならない。クリッピングまたはひずみは、コードチャネル間の直交性の損失に貢献することによって、望ましくないスペクトルリグロースおよびキャパシティの低減を導く。
【0010】
多くの従来のCDMAシステムでは、ピーク対平均パワー増幅器制約は非常に厳しいので、ピーク対平均パワー比を改善し、より安価でより効率的に使用されるパワー増幅器の使用を可能にするために、非理想パルス整形フィルタが使用される。非理想フィルタはピーク対平均パワー制約を改善するが、それらはチップ間干渉の悪化を導く。
【0011】
【発明の開示】
本発明の利点は、改善された制約エンベロープ送信機およびそのための方法を提供することである。
【0012】
別の利点は、変調信号と結合されたときに、予め定められた帯域幅を示し、かつ予め定められた帯域幅を増加することなくピーク対平均パワー比を低減する信号を生成する制約エンベロープ発生器を提供することである。
【0013】
別の利点は、所望の帯域幅を示すがピーク対平均パワー比が望ましくないほど大きい変調信号を調整して、帯域幅を増加することなくピーク対平均パワー比を低減することである。
【0014】
別の利点は、一実施形態で、CDMA変調器が多くの符号チャネルの複合であって望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す変調信号を提供し、かつ複合変調信号を調整して、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比をそれ以外では忠実に再生することのできない比較的安価なパワー増幅器によって、調整後の信号を忠実に増幅できるようにすることである。
【0015】
本発明の前記および他の利点は、一形態においては、制約エンベロープデジタル通信送信機回路によって実現される。該送信機回路は、第1帯域幅を持ちかつ第1ピーク対平均振幅比を持つ通信すべきデータを伝達する第1変調信号を生成するための変調信号発生器を含む。該送信機回路はまた、前記第1変調信号に応答して制約帯域幅誤差信号を発生するための制約エンベロープ発生器をも含む。結合回路は、制約帯域幅誤差信号を前記第1変調信号と結合して第2変調信号を生成する。第2変調信号は通信すべきデータを伝達し、実質的に第1帯域幅および第2ピーク対平均振幅比を示す。第2ピーク対平均振幅比は第1ピーク対平均振幅比より低い。実質的に線形増幅器が第2変調信号を増幅する。
【0016】
本発明のより完全な理解は、図面に関連して考慮しながら詳細な説明および請求の範囲を参照することによって得ることができる。
【0017】
【発明を実施するため最良の形態】
図1は、デジタル通信システム20の簡易ブロック図を示す。図2は本発明の好適な実施形態に係る制約エンベロープデジタル通信送信機回路22のブロック図を示す。図2に示す該送信機回路22の実施形態は、時分割多元接続(TDMA)および/または周波数分割多元接続(FDMA)通信システム20に特に有利である。以下の説明は図1および2を参照する。
【0018】
図1に示すデジタル通信システム20は、RFブロードキャスト信号26を受信して変調するように一緒に構成された受信機アンテナ28および受信機回路30に、無線周波数(RF)ブロードキャスト通信信号26を変調して送信するように一緒に構成された送信機回路22および送信機アンテナ24を含む。図示したシステム20の実施形態は、単なる説明のために単純化されていることを当業者は理解されるであろう。通常使用される場合、システム20はおそらくもっと多くの構成部品およびブロードキャスト信号から成る複雑なシステムになるであろう。システム20に対するそのような複雑な通信システムの使用が、本発明の精神または請求の範囲から決して逸脱しないことは理解されるであろう。
【0019】
送信機回路22は、通信すべきデータのバイナリ入力信号ストリーム34を提供するバイナリデータ源32を有する。バイナリデータ源32は、入力信号ストリーム34を生成する任意の回路機構、装置、またはそれらの組合せとすることができる。入力信号ストリーム34は、所望の仕方で予め符号化することのできるバイナリデータから構成される。すなわち、入力信号ストリーム34は、無符号化、連接符号化、リードソロモンブロック符号化、または使用する通信スキームに望まれるかまたは要求される任意の他の形の符号化を有するデータから構成することができる。加えて、入力信号ストリーム34は、任意の数の多様な宛先またはエンドユーザに通信するように意図されたデータを含むことができる。
【0020】
本好適な実施形態では、入力信号ストリーム34は、畳込み符号器36の入力に進む連続データ(バーストデータとは対照的に)のストリームであるが、連続データは本発明の必要条件ではない。畳込み符号器36は、入力信号ストリーム34を符号化信号スト38に畳込み符号化する(例えばビタビまたはターボ符号化する)。送信機回路22における畳込み符号器36および受信機回路30における同様の畳込む復号器(図示せず)の使用は、当業者にはよく理解される仕方で信号全体の誤り率を著しく低減する。しかし、畳込み符号器36は省くことができる。
【0021】
インタリーバ40は符号化信号ストリーム38を時間的に脱相関して、インタリーブ信号ストリーム42を生成する。すなわち、バイナリ信号ストリームを形成するシンボルは送信機回路22で時間的に脱相関され(すなわち分離され)、かつ受信機回路30で時間的に相関される。これは、後述する下流の送信機構成部品によって生成される相関誤差が次いで、受信機回路30での畳込み復号の前に、受信機回路30に配置された相補デインタリーバを通して脱相関されるように行われる。
【0022】
本好適な実施形態では、インタリーブ信号ストリーム42は位相マッパー44の入力に進む。該インタリーバ40が送信機回路22の全ての実施形態で、例えば畳込み符号器36を省いたときには、望ましいわけではないことを当業者は理解されるであろう。インタリーバ40を省く場合、符号化信号ストリーム38は位相マッパー44の入力に直接渡される。畳込み符号器36およびインタリーバ40を両方とも省いた場合、バイナリ入力信号ストリーム34は位相マッパー44の入力に直接進む。
【0023】
図3は、本発明の好適な実施形態に係る12の例示的順次位相点52に対する直交位相点信号ストリーム50(図2)の軌跡48を表わす46位相点極性振幅および位相シフトキーイング(16−P−APSK)コンステレーション46を示す。以下の説明は図2ないし3を参照する。
【0024】
位相マッパー44は、インタリーブ信号ストリーム42、符号化信号ストリーム38、または入力信号ストリーム34に存在するシンボル(すなわちバイナリデータ単位)を位相点コンステレーション46の位相点54にマッピングする。図3のコンステレーション46は16−P−APSKコンステレーションとして示されているが、本発明の回路機構および方法論は全ての形のコンステレーションに適用できることを、当業者は理解されるであろう。本発明は、異なる大きさの輪を有するコンステレーション、すなわち振幅および位相シフトキーイング(APSK)コンステレーションを使用する場合に特に有用である。これは、信号の振幅変調を必要とするAPSKコンステレーションが線形増幅器を使用してその振幅変調を再生することが望ましいので、真実である。
【0025】
コンステレーション46の各位相点54は、複数の、この例では4個のシンボルまたは通信すべきビット数を表わす。所定の位相点54のシンボルの値は、当業者には周知の方法で、コンステレーション46内のその位相点54の位置を決定する。
【0026】
各直交位相点54は、Iがベクトルの同相(横座標)値であり、Qが直交(縦座標)値であり、デカルト座標系でI,Qとして表わされ、あるいはMがベクトルの大きさであり、φが位相角であり、極座標系でM,φとして表わされるベクトル値を有すると考えることができる。本説明では、ベクトルの大きさが最も多く論じられるベクトル成分であるので、全体を通してM,φの指定を使用する。
【0027】
図3の例示的16−P−APSKコンステレーション46では、各位相点54は外輪56または内輪58上に存在する。外輪56上に存在する位相点54は外輪または最大大きさ位相点60である。すなわち、外輪位相点60は、外輪56の半径によって表わされる最大大きさ(Mの最大値)を持つ。説明目的のために、外輪位相点60の大きさを1.00に正規化する。
【0028】
内輪位相点62、すなわち内輪58上に存在する位相点54は、内輪58の半径によって表わされる、より小さい大きさを持つ。図3に示した例示的16−P−APSKコンステレーション46の場合、内輪位相点62の大きさは、外輪位相点60の大きさを1.00に正規化した場合、望ましくは約0.63とすることができる。
【0029】
図4は、本発明の好適な実施形態に係る複数の信号ストリームを示す。以下の説明は図2ないし4を参照する。
【0030】
位相マッパー44の出力は位相点信号ストリーム50である。位相マッパー44は単位間隔64当たり1つの位相点54を処理する。すなわち、位相点信号ストリーム50は、各々1つの位相点54を表わし、それらの前縁が1単位間隔64離れている、一連の連続位相点パルス66から成る。位相点信号ストリーム50の他の実施形態が同等に有効であること、利用する実施形態が位相点信号ストリーム50を生成して処理する回路機構によって異なること、およびこの信号ストリームまたは他の信号ストリームの他の実施形態の使用が本発明の精神からも請求の範囲からも逸脱しないことを当業者は理解されるであろう。
【0031】
図3および4は、送信機回路22(図2)によって処理されたランダムデータストリームを表わす一連の12の例示的順次位相点52を示す。これらの12の例示的位相点52は、t、t、t、t、t、t、t、t、t、t、t10、およびt11とラベル付けされた時間的連続位置に存在する。これらのラベルは、単位間隔64の順次整数時間、すなわち整数ボー時間を表わし、位相点パルス66の前縁時間を示す。本説明内の単純化のために、時間tにおける任意のオカレンスを「オカレンスt」と呼ぶことにする。例えば、時間tで発生する例示的位相点52を位相点tと呼ぶことにし、前縁が時間tに発生する関連位相点パルス66を位相点信号パルスtと呼ぶことにする。言い換えると、時間tで位相点tがクロックされ、位相点信号パルスtが開始する。1単位間隔64後の時間tで位相点tがクロックされ、位相点パルスtが開始する。本プロセスは、図3に示した12個の例示的位相点tないしt11、および図4の位相点信号ストリーム50に示された12個の対応する位相点信号パルスtないしt11に無期限に続く。
【0032】
下の表1は、位相点信号パルスtないしt11の大きさを示す。位相点tは外輪位相点60である。したがって位相点信号パルスtは外輪の大きさ68を有する。同様に、位相点tは内輪位相点62であり、位相点信号パルスtは内輪の大きさ70を有する。
【0033】
【表1】
Figure 2004506373
【0034】
位相点信号ストリーム50は、コンステレーション46に軌跡48を生じさせる。軌跡48は、単位間隔64における各例示的位相点tないしt11の順番の位置と一致する。図3では、軌跡48は隣接する例示的位相点52間が最短距離(直線)となるように描かれている。軌跡48は単純化するために描かれただけであり、実際には、軌跡48が瞬間的に飛躍、例示的位相点52の間を不連続的に動くことを、当業者は理解されるであろう。
【0035】
図5は、本発明の好適な実施形態に係る12の例示的順次位相点52に対する濾波信号ストリーム72(図2)の軌跡72を示す拡張位相点コンステレーション46′を示す。以下の説明は図2ないし5を参照する。
【0036】
本好適な実施形態では、位相点信号ストリーム50は、ナイキスト、ルートナイキスト、二乗余弦ロールオフ等のフィルタなど、ナイキスト型フィルタとして実現することが好ましいパルス拡散フィルタ76の入力に進む。パルス拡散フィルタ76は位相点信号ストリーム50を、図5に示す濾波信号ストリーム74に濾波する。マルチトーン変調(MTM)システムとしても知られる直交周波数分割多重(OFDM)システムでは、パルス拡散フィルタ76は、トランスマルチプレクサまたは同等の回路機構を用いて実現することができる。畳込み符号器36、インタリーバ40、位相マッパー44、および位相拡散フィルタ76は一緒に、変調信号発生器77またはより単純に変調器77の一実施形態を形成する。濾波信号ストリーム74は、変調器77の出力ではほとんど処理された(すなわち変調された)形であるが、バイナリ入力信号ストリーム34(図2)に元来提示された通信すべきデータを伝達するので、以下では変調信号74と呼ぶ。
【0037】
当業者には周知であるシャノンの理論によると、パルス拡散フィルタ76は、受け取った各入力位相点パルス66に対して少なくとも2つ(本好適な実施形態では2つだけ)の出力濾波信号パルス78、すなわち濾波信号ストリーム74の複素標本を生成する。これは、濾波信号ストリーム4が単位間隔当たり2つの濾波信号パルス78を持っている図4に示されている。本好適な実施形態では、濾波信号パルス78は、交互のオンタイムパルス80すなわち整数単位間隔64の濾波信号ストリームの標本と、オフタイムパルス82すなわち整数単位間隔64間の濾波信号ストリームの標本とから成る。事実上、濾波信号ストリーム74は2つのインタリーブデータストリーム、オンタイム信号ストリーム84およびオフタイム信号ストリーム86から構成される。
【0038】
オンタイム信号ストリーム84は実質的に位相点信号ストリーム50の1つのバージョンであり、各位相点パルス66は持続時間を1単位間隔64から半単位間隔88に低減し、同一相対前縁時間を実質的に維持しながらオンタイムパルス80になる。すなわち、濾波信号パルスtは、位相点パルスtと実質的に同一大きさおよび実質的に同一前縁時間を持ち、持続時間はおよそ2分の1である。言うまでもなく、信号ストリーム74および84は信号ストリーム50からフィルタ76によって加えられる遅延だけ信号ストリーム50から遅延させることができることを、当業者は理解されるであろう。
【0039】
オンタイム信号ストリーム84は、理想とは言えないナイキスト型フィルタがパルス拡散フィルタ76に使用される程度に位相点信号ストリーム50からの差が生じることを、当業者は理解されるであろう。したがって、パルス拡散フィルタ76に純ナイキストフィルタを使用した場合、オンタイム信号ストリーム84は位相点信号ストリーム50と大きく異ならない。しかし、ルートナイキストまたは二乗余弦ロールオフフィルタを使用した場合、オンタイム信号ストリーム84は小さい差を示し、他の型のフィルタを使用した場合には、より明瞭な差が観察されることがある。
【0040】
パルス拡散フィルタ76によるオンタイムパルス80およびオフタイムパルス82の両方の生成は、拡張コンステレーション46′(図5)にオンタイム位相点90(円形)およびオフタイム位相点92(方形)を効果的に配置する。コンステレーション46(図3)の原位相点54、すなわち送信機回路22によって通信すべき情報を搬送する原位相点は、拡張コンステレーション46′のオンタイム位相点90である。
【0041】
拡張コンステレーション46′にはオフタイム位相点92が追加され、各オフタイム位相点92は時間的に連続オンタイム位相点90間のほぼ中央に発生する。したがって、例示的順次位相点52は、例示的濾波位相転94になる。例示的濾波位相点94は、交互の例示的オンタイム濾波位相点96と例示的オフタイム濾波位相点98とから構成され、t、t0.5、t、t1.5、t、t2.5、t、t3.5、t、t4.5、t、t5.5、t、t6.5、t、t7.5、t、t8.5、t、t9.5、t10、t10.5、およびt11とラベル付けられた時間的連続位置に存在する。図5で、例示的オンタイム濾波位相転96は整数ボー時間(t、t、t等)に配置される一方、例示的オフタイム濾波位相点98はボー(非整数ボー)時間(t0.5、t1.5、t2.5等)に配置される。
【0042】
パルス拡散フィルタ76が実現される形態に関係なく、パルス拡散フィルタ76はスペクトル封じ込めに貢献する。本質的にパルス拡散フィルタ76は、多くの単位間隔64にわたって各位相点パルス66からエネルギを時間的に拡散するので、各位相点66からの全てのエネルギが所望の帯域幅内に閉じ込められたままになる。結果として得られる濾波信号ストリーム74はしたがって、そのエネルギが幾つかの単位間隔64にわたって時間的に拡散した幾つかの位相点パルス66の部分の各単位間隔64における和を表わす。
【0043】
連続オンタイム位相点90間の時間的にほぼ中央でのオフタイム位相点92の発生は、濾波信号の軌跡72に、外輪の大きさ68より大きい局所ピークの大きさ99を持つ偏倚を生じさせる。そのような偏倚は、任意の時間的瞬間における軌跡72の即時位置がその位置に近接する位相点54の結果であるばかりでなく、時間的にその瞬間の前および後の両方における複数の位相点54の結果でもあるために発生する。すなわち、本好適な実施形態では、時間t2.5における(すなわちオフタイム位相点t2.5と同時の)軌跡72の位置の決定は、位相点tおよびtの位置によってだけでなく、位相点t2.5に先行する多数の位相点54(すなわち位相点t、t1.5、t、t0.5等)の位置および位相点2.5の後に続く多数の位相点54(すなわち位相点t、t3.5、t、t4.5等)の位置によっても決定される。
【0044】
この現象を図6に示す。これは、本発明の好適な実施形態に係る1対のナイキスト型データバースト100を示している。以下の説明は図2、4、5、および6を参照する。
【0045】
本好適な実施形態では、パルス拡散フィルタ76はナイキスト型フィルタとして実現される。したがって、単一位相点パルス66がパルス拡散フィルタ76によって濾波されると、その単一パルス66は、複数の単位間隔64にわたって広がるナイキスト型データバースト100に変換される。データバースト100が特定位相点パルス66の一次標本化時間(すなわち位相点パルスtの場合は時間t)にデータバーストピーク値102(すなわち局所ピークの大きさ)を達成し、ピークデータバースト値102の前および後の整数単位間隔64(すなわち位相点パルスtの場合は時間....、t−1、tσ、tおよびt、t、t、....)で近零データバースト値104を達成する(すなわち零にほぼ等しい)ことは、ナイキスト型フィルタの特性である。このようにして、各パルス78のエネルギはクロック瞬間(時間t)の前および後の複数のボー間隔64にわたって拡散する。
【0046】
図6は、位相点パルスtおよびtのナイキスト型データバースト100を示す。データバーストtは実線で示され、データバーストtは破線で示されている。一例として、図6から、時間tにデータバーストtの値がピークデータバースト値102であることが分かる。時間tから整数個の単位間隔64だけ離れた全ての他の時間では、データバーストtの値は実質的に零である。同様の状態はデータバーストtにも発生する。
【0047】
各時間的瞬間の軌跡72の値は、その瞬間における全てのデータバースト100の和である。図6の単純化された2つのデータバーストの例では、破線で描かれた軌跡72はデータバーストtとデータバーストtの和である。データバーストtおよびtは、時間tおよびtを除く各整数時間tには約零であるので、それぞれデータバーストtおよびtのピーク値を取る時間tおよびtを除いて、軌跡72の値も約零である。
【0048】
整数ボー時間間の任意の時間的瞬間の軌跡72の値は、その瞬間の全てのデータバースト100の値の和である。例えば、2つのデータバースト100だけが考慮されている図6では、時間t2.5における軌跡72は、時間t2.5におけるデータバーストtおよびtの値の和である値を持つ。データバーストtおよびtは両方とも時間t2.5には有意の正の値を持つので、軌跡72はデータバーストtまたはデータバーストtのいずれかの最大値よりかなり大きい値を持つ。
【0049】
軌跡72は全てのデータバースト100の和を記述するので、軌跡72はこれらのデータバースト100を記述する曲線(図6)の形状の関数である。すなわち、軌跡72は、任意の点における濾波信号複素デジタル値の濾波信号ピークの大きさ成分の関数である。データバースト曲線の形状はパルス拡散フィルタ76の設計特性である過剰帯域幅ファクタαの関数である。αの値が小さければ小さいほど、軌跡72は隣接するデータバースト100のピークデータバースト値102より上に高く立ち上がる。パルス拡散フィルタ76の一般的な設計は、0.10ないし0.5のα値を使用する。同様の値の隣接位相点54および0.2のα値の場合、最大偏倚の大きさ105(すなわち軌跡72の潜在的局所ピークの大きさ99)は最大位相点の大きさの値の約1.8倍である。すなわち、制約エンベロープの大きさは、非制約エンベロープのそれの約1.8倍である。
【0050】
図3、4、および6に示す本好適な実施形態では、オンタイム位相点tおよびtは両方とも、1.00の正規化された外輪の大きさ68を有する外輪位相点60である。したがって、オフタイム位相点t2.5は、1.8の正規化された最大偏倚の大きさ105を持つ。これは、送信機回路22が、過剰なひずみ無く、かつ本発明の利点無しで位相点t2.5を忠実に送信するためには、最高の大きさの情報搬送位相点54を表わす位相点tまたはtを送信するために必要なパワーの3.24(1.8)倍の出力パワーを必要とすることを暗に示す。言い換えると、信号ストリーム74のピーク対平均パワー比特性は比較的高く、パワー増幅器など、変調器77の下流の構成部品は、以下で述べるさらなる処理の利点無しでは、この比較的高いピーク対平均パワー比特性を受け入れるように構成しなければならない。しかし、そのような構成は利用可能なパワーの非効率的な使用を意味する。
【0051】
以下の説明は図2、4、および5を参照する。
【0052】
濾波信号ストリーム74(以下では変調信号74とも呼ばれる)の一部分であるオフタイム信号ストリーム86は、変調器77の出力からオフタイム制約エンベロープ発生器106の入力に進む。オフタイム信号ストリーム86からオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108を生成するのが、オフタイム制約エンベロープ発生器106のタスクである。複素加算または結合回路110はオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108を濾波信号ストリーム74の遅延バージョン(後述)と結合して、変調信号74の変形バージョンである制約エンベロープ信号ストリーム112を生成する。制約エンベロープ信号ストリーム112は、外輪の大きさ68より大きい大きさを持つ軌跡72の偏倚を補償した事実上の変調信号74である。その結果、制約エンベロープ信号ストリーム112(以下で変形変調信号112とも呼ぶ)は、下流の構成要素によってより容易に受け入れられる比較的低いピーク対平均パワー比特性を示す。
【0053】
直交しきい値発生器118は直交しきい値信号120を発生する。本好適な実施形態では、しきい値信号120は外輪の大きさ68にほぼ等しい値を有する定常定数信号である。しきい値信号120は、オフタイム信号ストリーム86が比較される基準を確立するために使用される。しきい値信号120は、比較に組み込まれる方法論および回路機構と調和を保ちながら多くの形および値を取ることができる。他の形および/または他の値の使用は、本発明の精神からも請求の範囲からも逸脱しない。
【0054】
しきい値信号120およびオフタイム信号ストリーム86はオフタイム複素加算または結合回路122で結合されて、オフタイム差信号ストリーム124を生成する。オフタイム差信号ストリーム124は、その値が同等のオフタイムパルス82の値としきい値信号120の値との間の差である一連のオフタイム差パルス126から構成される。任意のオフタイムパルス82はしきい値信号120の値より大きいか、等しいか、または小さい値を持つので、オフタイム差信号ストリーム124は通常、正、零、または負の値を有するオフタイム差パルス126の組合せから構成される。
【0055】
オフタイム差信号ストリーム124はオフタイム弁別器128の入力に渡されて、オフタイム誤差信号ストリーム130を生成する。本好適な実施形態では、オフタイム誤差信号ストリーム130は、正値を有する全てのオフタイム差パルス124が変化せずにオフタイム誤差パルス132として渡される一方、他の全てのオフタイム差パルス126が零値パルスとして渡された(すなわち排除された)、オフタイム差信号ストリームの変形である。言い換えると、オフタイム弁別器128はパルス発生器として働く。オフタイム誤差信号ストリーム130は誤差パルス132から形成され、該タイミングは外輪の大きさ68を超える軌跡72の偏倚と一致し、その大きさは軌跡72がしきい値発生器118によって設定されたしきい値を超えて通過する程度に一致する。オフタイム誤差信号ストリーム130がオフタイム誤差パルス132を提供するための単位間隔64を、以下ではピーク単位間隔133と呼ぶ。
【0056】
オフタイム誤差信号ストリーム130は次いでオフタイムパルス拡散フィルタ134の入力に渡される。オフタイムパルス拡散フィルタ134は、実質的に第1パルス拡散フィルタ76と同一であることが望ましい。すなわち、本好適な実施形態では、パルス拡散フィルタ76および134が両方とも、同一変換特性を持つナイキスト型フィルタとして実現される。しかし、OFDM適用例など、他の適用例では、非同一パルス拡散フィルタ76および134が有利であるかもしれない。オフタイムパルス拡散フィルタ134はオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108を生成し、オフタイム制約エンベロープ発生器106の動作を完了する。
【0057】
パルス拡散フィルタ76と同様に、パルス拡散フィルタ134はスペクトル封じ込めの目標を達成するように構成される。本質的に、パルス拡散フィルタ134は、各オフタイム誤差パルス132からの全てのエネルギが所望の帯域幅内に、通常はパルス拡散フィルタ76が設計されたのと実質的に同一帯域幅内に封じ込められたままになるように、各オフタイム誤差パルス132からのエネルギを多数の単位間隔64にわたって時間的に拡散する。結果的に生じる制約帯域幅誤差信号ストリーム108はしたがって、エネルギが幾つかの単位間隔64にわたって時間的に拡散した幾つかのオフタイム誤差パルス132の部分の各単位間隔64における和を表わす。オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108が変調信号74より狭い帯域幅を示すものであれば、スペクトル封じ込めは結果的に損なわれない。しかし、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108は変調信号74よりだんだん広くなる帯域幅を示すので、スペクトル封じ込めは結果的にだんだん損なわれていく。したがって、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108は、変調信号74によって示される帯域幅と実質的に等しいか、それより小さい帯域幅を示すことが望ましい。
【0058】
オフタイム制約エンベロープ発生器106内で、オフタイムパルス拡散フィルタ134は、ピーク単位間隔133毎にオフタイム弁別器128から1つのオフタイム誤差パルス132を受け取る。次いでオフタイムパルス拡散フィルタ134は各オフタイム誤差パルス132をナイキスト型誤差バースト135に変換し、それはデータバースト100(図6)と実質的に同一形状を有する。各誤差バースト135は複数の単位間隔64にわたってエネルギを拡散し、1単位間隔64にピークを示す。誤差バースト135のピークはピーク単位間隔133と時間的に実質的に一致する。オフタイムパルス拡散フィルタ134はナイキスト型フィルタであるので、各誤差バースト135は、特定のオフタイム誤差パルス132の一次標本化時間に(すなわち誤差パルスt2.5の場合、時間t2.5に)誤差バーストピーク値(図示せず)を達成し、ピーク誤差パルス値の前および後の整数単位間隔64で(すなわち誤差パルスt2.5の場合、時間....,t−1.5、t0.5、t1.5、およびt3.5、t4.5、t5.5、....に)零誤差バースト値(図示せず)に達成する。この要領で、各オフタイム制約エンベロープ誤差パルス136のエネルギはクロック瞬間(時間t2.5)の前および後の複数のボー間隔64にわたって拡散する。これは結果的に、オフタイム誤差信号ストリーム130をオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108に変換させる。オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108はオフタイム制約エンベロープ誤差パルス136から構成される。本動作は本質的に、前記の位相点信号ストリーム50の変調信号74への変換におけるパルス拡散フィルタ76の動作と同じである。
【0059】
オフタイム制約エンベロープ誤差パルス136はオフタイムパルス82から導出されるので、誤差バーストのピークおよび零値は整数ボー時間のほぼ中央で、すなわちボー時間t0.5、t1.5、t2.5等で、よって濾波信号ストリーム74のデータバーストのピークおよび零値102および104の間で発生する。
【0060】
オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108の生成により、オフタイム制約エンベロープ発生器106の動作は完了する。
【0061】
変調信号74はまた遅延要素138の入力にも渡される。遅延要素138は遅延変調信号140を生成し、それはオフタイム制約エンベロープ発生器106、および特にオフタイムパルス拡散フィルタ134で遭遇した伝搬および他の遅延を補償するのに充分遅延した事実上の変調信号74である。言い換えると、遅延変調信号140は、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108と同期するように遅延された変調信号74である。
【0062】
結合回路110は、遅延変調信号140の形の変調信号74とオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108を結合して、変調信号74のピーク大きさ成分を低減する。結果的に得られる変形変調信号112は、本実施形態では、その値が対応する濾波信号パルス78およびオフタイム制約エンベロープ誤差パルス136の値間の差である、一連のデジタルパルス142から構成される。その結果、拡張コンステレーション46′の外輪の大きさ68をはっきり認められるほど超えない値の一連のデジタルパルス142が得られる。同時に、変調信号74の帯域幅は変形変調信号112で維持される。
【0063】
本発明の一部の実施形態では、特定の外輪位相点60が、外輪の大きさ68より大きい大きさを持つことができ、すなわち外輪56を超えて位置することができる。本状態は、特定のナイキスト型または当業者には周知である他の濾波機能を実行するパルス拡散フィルタ76の結果発生することができる。そのような実施形態では、送信機回路22は、前記オフタイム制約エンベロープ発生器106に加えて、オンタイム制約エンベロープ発生器106′を含む。
【0064】
これもまた変調信号74の一部であるオンタイム信号ストリーム84は、変調器77の出力からオンタイム制約エンベロープ発生器106′の入力に進む。オンタイム信号ストリーム84からオンタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108´を生成することが、オンタイム制約エンベロープ発生器106′のタスクである。結合回路110は、オフタイムおよびオンタイム両方の制約帯域幅誤差信号ストリーム108および108′を遅延変調信号140(後述)と結合して、変形変調信号112を生成する。
【0065】
オンタイム制約エンベロープ発生器106′は、オフタイム制約エンベロープ発生器106と同様の仕方で作動する。しきい値信号120およびオンタイム信号ストリーム84がオンタイム複素加算または結合回路122′で結合されて、オンタイム差信号ストリーム124′を生成する。オンタイム差信号ストリーム124′はオンタイム弁別器128′の入力に渡されて、オンタイム誤差信号ストリーム130′を生成する。オンタイム誤差信号ストリーム130′は次いでオンタイムパルス拡散フィルタ134′の入力に渡され、それはオンタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム108′を生成する。オフタイムパルス拡散フィルタ134と同様に、オンタイムパルス拡散フィルタ134′は第1パルス拡散フィルタ76と実質的に同一とすることができる。
【0066】
オンタイム制約エンベロープ誤差パルス(図示せず)はオンタイムパルス80から導出されるので、誤差バーストのピークおよび零値は整数ボー時間、すなわちボー時間t、t、t等で、したがって変調信号74のデータバーストのピークおよび零値102および104の間に発生する。
【0067】
結合回路110は遅延変調信号140の形の濾波信号ストリーム74をオフタイムおよびオンタイム両方の制約帯域幅誤差信号ストリーム108および108′と結合して、変調信号74の帯域幅を実質的に増加することなく、濾波信号ストリーム74のピークの大きさの成分を低減する。
【0068】
本方法論の副次的作用は、整数単位間隔64における軌跡72が、コンステレーション46(図3)の位相点54の位置に、信号依存性のボー限定的な雑音指数を加えることである。この結果、送信機回路22は「雑音に影響された」位相点コンステレーション46″を送信する。図7に、本発明の好適な実施形態に係る位相点54の制約エンベロープ位相点確率144を表わす、雑音の影響を受けたコンステレーション46″を示す。以下の説明は図2、3、5および7を参照する。
【0069】
位相点確率144は、位相点54がコンステレーション46に存在するのと全く同様に、同一位置に中心を持つ同一形状の雑音の影響を受けたコンステレーション46″に存在する。所定の位相点確率144内の所定の送信位相点145の実際の位置は、複数の可変条件の関数であり、多少は相関関係があるが、特定の特殊な場合を除き、容易には予測できない。事実上、所定の位相点54に対し、結果的に得られる送信位相点145は、位相点確率144内、すなわち原位相点54の位置と一致する中心を有する中間領域内のどこにでも配置することができる。その中間領域内のいずれかの特定の位置に配置される送信位相点145の確率は、その特定の位置の原位相点54の位置からの距離の逆関数として変化する。
【0070】
所定の位相点54に対し、送信位相点145は、雑音に影響されたコンステレーション46″内のその理想位置に近接すると言うことができる。すなわち、制約エンベロープ信号ストリーム112の軌跡(図示せず)は時間的にクロック瞬間に例示的位相点t、t、t等の理想位置のすぐ近くを通過する。
【0071】
位相マッパー44によって生成されるコンステレーション46の原位相点54は、拡張コンステレーション46′のオンタイム位相点90(円形)である。最終的に送信されるRFブロードキャスト信号26の情報を搬送するのはこれらのオンタイム位相点90である。オフタイム位相点92(方形)は、情報を搬送するのではなく、スペクトルリグロースを抑制するために必要な、パルス拡散フィルタ76の副次的産物である。雑音に影響されたコンステレーション46″の位相点確率144は、オンタイム位相点90から導出される送信位相点145の有望な位置の結果的領域を表わす。該位相的確率144の中心は、拡張コンステレーション46′内でオンタイム位相点90がそうするのと同様に、雑音に影響されたコンステレーション46″内で同じ正規化位置を占める。
【0072】
対応するオンタイム位相点90に対する送信位相点145の位置的逸脱は、位置誤差の程度を表わす。この位置誤差はビット誤り率を低下させ、送信に悪影響を及ぼす。しかし、制約エンベロープ信号ストリーム112における外輪の大きさ68(図4)よりかなり大きい大きさを持つオフタイム位相点の不在は、送信位相点145の位置誤差を補正する以上に所定の帯域幅およびパワー増幅器のパワー出力の増加を可能にする。結果として性能の正味改善が生じる。
【0073】
所望の目標ピーク対平均パワー比および帯域幅を達成しながら(すなわち性能を最適化するため)悪影響を最小化するために、当業者は上述の実施形態を様々な仕方で変形することができる。例えば、1つの代替的な好適実施形態では、オフタイムおよびオンタイム誤差信号ストリーム130および130′を、パルス拡散フィルタ134および134′に加える前に、それぞれオンタイムおよびオフタイム乗算部(図示せず)に通すことができる。そのような乗算部は、より正確に構成された制約帯域幅誤差信号108が形成されるように、誤差パルス132および結果的に生じる誤差バースト135の大きさを相互に調整する。
【0074】
性能を最適化しようとする別の代替的実施形態では、変調信号74を上述したオフタイムおよびオンタイム信号ストリーム86および84よりもっと多数に分割することができる。一例では、4つのストリームが各単位間隔64のtN.00、tN.25、tN.50およびtN.75の瞬間の標本を提供することができる。ここでNは単位間隔番号である。補間器(図示せず)を用いて、オフタイムおよびオンタイム信号ストリーム86および84を4つのストリームに拡張することができる。4つのストリームの各々は、それ自体の制約エンベロープ発生器106を通して処理することができる。前記の通り、4つの誤差信号ストリーム130は、パルス拡散フィルタ134の上流に乗算部(図示せず)を追加することにより、相互に対してスケーリングすることができる。一実施形態では、パルス拡散フィルタ134を実現するために必要なハードウェアの量を低減するために、4つのストリームを生成するが、2つのパルス拡散フィルタ134しか使用しない。本実施形態では、オフタイムおよびオンタイム誤差信号ストリーム130および130′に適用される相対的スケーリングは、4つのストリームの中で信号ピークが発生するところに応答して、単位間隔毎に動的に調整される。前記実施形態に対するこれらおよび他の変更および変形は、本発明の精神から逸脱しない。
【0075】
再び図2を参照すると、該結合回路110の出力である変形変調信号112は、実質的な線形増幅器146の入力に渡される。実質的線形増幅器146はRFブロードキャスト信号26を生成し、それは次いで送信機アンテナ24を介して同報通信される。好適な実施形態では、実質的線形増幅器146はデジタルリニアライザ148、デジタルアナログ変換器150、および無線周波数(RF)増幅回路152から構成される。実質的線形増幅器146は、ここに記載する以外の多数の異なる実施形態のいずれかで実現することができ、かつこれらの異なる実施形態のどれを利用しても、本発明の意図からも請求の範囲からも逸脱しないことを、当業者は理解されるであろう。
【0076】
実質的線形増幅器146内で、デジタルリニアライザ148は制約エンベロープ信号ストリーム112を予歪デジタル信号ストリーム154に変形する。予歪デジタル信号ストリーム154は、デジタルアナログ変換器150およびRF増幅回路152内で非線形性を補償し、したがって実質的線形増幅器146を線形化するのにちょうどよい方法で、非線形化される。
【0077】
デジタルアナログ変換器150は次いで予歪デジタル信号ストリーム154をアナログベースバンド信号156に変換する。アナログベースバンド信号156は次いでRF増幅回路152によってRFブロードキャスト信号26に増幅され、送信機アンテナ24を介して送信される。制約誤差信号108と変調信号74の組合せのため、実質的線形増幅器146は、制約誤差信号108を使用しなかった場合に要求されるような大きいピーク対平均パワー比を処理する必要が無い。同時に、制約誤差信号108は、変調信号74の帯域幅が増加するのを実質的に防止するように構成される。
【0078】
図8は、本発明の別の好適な実施形態に従って構成されたCDMA変調信号発生器77′のブロック図を示す。本発明のこのCDMA実施形態では、図2の変調器77の代わりにCDMA変調信号発生器77′を用いることができる。
【0079】
通信周波数スペクトル20(図1)がCDMA通信スキームを実現するように構成された場合、前記のものと同様の懸念が生じることがある。すなわち、さらなる処理無く、線形増幅回路が望ましくないほど高いピーク対平均パワー比特性を示す信号を増幅することが必要になるかもしれない。高いピーク対平均パワー比は特に、多くの符号チャネルが単一増幅回路で増幅するために結合される種類のハブまたは基地局で経験される可能性が高い。
【0080】
図2および8を参照すると、バイナリデータ源32が再び、通信すべきデータのバイナリ入力信号ストリーム34を提供する。本CDMA実施形態では、バイナリ入力信号ストリーム34は多数の異なるCDMA符号チャネルを通して送信されるデータを含む。バイナリ入力信号ストリーム34はデマルチプレクサ(DEMUX)158に提供され、これは入力信号ストリーム34を数量Nに分解するここでNは、変調器77′によって提供される独立符号チャネル、符号チャネル信号ストリーム34′の数を表わす。N個の符号チャネル信号ストリーム34′はそれぞれN個の畳込み符号器36′に送られ、これはN個の符号化信号ストリーム38′を生成する。図示しないが、この時点で信号流にインタリーバを挿入することができる。N個の符号化信号ストリーム38′の各々はそれぞれの乗算段階160、162および164を通過する。乗算段階160は、パワー制御の目的のために各符号チャネルの相対利得を調整する倍率の適用が可能である。乗算段階162はモジュロ2加算によって達成することができ、直交関数(OF)(例えばウォルシュまたはハダマール符号)の適用が可能である。乗算段階164は単位チップ間隔毎に様々な擬似雑音(PN)符号を適用して、符号チャネルを周知の方法で拡散する。乗算段階164もまたモジュロ2加算によって達成することができる。
【0081】
段階160、162および164の後、N個の符号チャネルは、加算段階166において単位間隔ベースで1単位間隔で一つに加算されて複合信号ストリーム168を形成する。本CDMA実施形態では、前記の単位間隔がここでのチップ間隔と同等であることを、当業者は理解されるであろう。さらに、多くの単位チップ間隔で、多くの異なる符号チャネルからの信号は相互に打ち消される。したがって、複合信号ストリーム168は控え目の平均パワーレベルを有する。しかし、まれな状況で、N個の符号チャネルの値がほとんどまたは全く打ち消されずに互いに加算される単位チップ間隔が発生する。これらのまれな状況では、複合信号ストリーム168は、平均レベルをはるかに超えるピークレベルを示す。したがって、複合信号ストリーム168は高いピーク対平均パワー比を示す。
【0082】
複合信号ストリーム168は、単位チップ間隔レートで作動するパルス拡散フィルタ76に送られる。前記の実施形態と同様に、パルス拡散フィルタ76はナイキスト型フィルタとして実現することが好ましい。そのようなフィルタは、パルスエネルギを多くの単位間隔にわたって拡散して、不当にチップ間またはシンボル間干渉に貢献することなく、結果として得られる変調信号74を予め定められた帯域幅に制約することによって、理想に近い状態に近づくためである。しかし、これは必要条件ではない。本CDMA実施形態では、すでに高いピーク対平均パワー比を示す複合信号ストリーム168が、すでに高いピーク対平均パワー比を悪化するような仕方で濾波される。
【0083】
前記の通り、変調信号74はオフタイムおよびオンタイム信号ストリーム86および84(図4)を含み、それらはオフタイムおよびオンタイム制約エンベロープ発生器106ならびに任意選択的に106′に送られて、前記の通り、遅延変調信号140と結合して、帯域幅を著しく増加することなく、まれなピークを低減させるために、制約誤差信号108を生成する。本CDMA実施形態では、歪みをあまりに激しく増加させることなく、実質的線形増幅器146によって容易に増幅される変形変調信号112の結果を達成する任意の好都合なしきい値を、しきい値発生器118によって生成することができる。
【0084】
したがって、該CDMA実施形態では、変調信号74は、少なくとも部分的にパルス拡散フィルタ76の動作のため、所望の予め定められた帯域幅を示す。前記の実施形態と同様に、変調信号74は望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す。しかし、該CDMA実施形態では、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比は、多くの符号チャネルを結合することから、かつパルス拡散フィルタ76の動作から生じる。原因に関係なく、ピークは制約エンベロープ発生器106で識別され、かつ、変調信号74によって示されるのと実質的に同一帯域幅、またはより小さい帯域幅を示す信号形状に構成され、ピークをより受け入れ可能なレベルまで減じる時間および大きさに構成された誤差バースト135(図4)の適用によって低減される。
【0085】
図7に関連して前記の歪みは、CDMA実施形態に与える影響はずっと少ない。まれなピーク低減誤差バースト135によって誘発される雑音はCDMA受信機回路30(図1)に拡散されるので、全ての符号チャネルによって分配される広帯域幅全体にわたって分散される。したがって、どの単一符号チャネルについても、制約エンベロープ誤差信号108の雑音は、全ての他の符号チャネルによって発生する雑音フロアよりかなり低く維持される。
【0086】
要約すると、本発明は、改善された制約エンベロープ送信機およびそのための方法を提供する。制約エンベロープ発生器を設けて、変調信号と結合されたときに予め定められた帯域幅を示し、予め定められた帯域幅を増大することなく、ピーク対平均パワー比を低減する信号を生成する。該変調信号は一般的に所望の帯域幅を示すが、ピーク対平均パワー比は望ましくないほど大きい。しかし、それは、帯域幅を増大させることなく、ピーク対平均パワー比を低下するように調整される。一実施形態では、CDMA変調器は、多くの符号チャネルの複合であり、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す変調信号を提供する。該複合変調信号は、調整後の信号が、それ以外では望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を忠実に再現することができない比較的安価なパワー増幅器によって、忠実に増幅できるように調整される。
【0087】
本発明の好適な実施形態を図示し、詳細に説明したが、本発明の思想または請求の範囲から逸脱することなく、様々な変形を施すことができることは当業者に容易に理解されるであろう。例えば、本発明は多くの種類の変調に適応させることができる。さらに、前記の好適な実施形態は、デジタル変調信号に加えられるデジタル制約エンベロープ誤差信号の発生について説明したが、当業者は本発明の教示をアナログ信号に容易に適応させることができるであろう。これらおよび他の変更および変形は、請求の範囲内に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の好適な実施形態に係るデジタル通信システムの簡易ブロック図である。
【図2】本発明の好適な実施形態に係る制約エンベロープデジタル通信送信機回路のブロック図である。
【図3】本発明の好適な実施形態に係る12の例示的連続マップ位相点に対する直交位相点信号ストリームの軌跡を表わす16−P−APSKコンステレーションを示す図である。
【図4】本発明の好適な実施形態に係る複数の信号ストリームを示す図である。
【図5】本発明の好適な実施形態に係る図3の12の連続マップ位相点に対する濾波信号ストリームの例示的軌跡を表わす、図3の位相点コンステレーションを示す図である。
【図6】本発明の好適な実施形態に係る1対のナイキスト型データバーストを示す図である。
【図7】本発明の好適な実施形態に係る図3のコンステレーションの位相点の制約エンベロープ位相点確率を表わすノイズ影響コンステレーションを示す図である。
【図8】本発明の1つの好適な実施形態に従って構成されたCDMA変調信号発生器のブロック図である。

Claims (20)

  1. 第1帯域幅を持ち、かつ第1ピーク対平均振幅比を持つ、通信すべきデータ(34)を伝達する第1変調信号(74)を生成するための変調信号発生器(77)と、
    前記第1変調信号(74)に応答して制約帯域幅誤差信号(108)を生成するための制約エンベロープ発生器(106)と、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)を前記第1変調信号(74)と結合して、前記通信すべきデータ(34)を伝達する第2変調信号(112)を生成するための結合回路(110)であって、前記第2変調信号(112)が実質的に前記1帯域幅および第2ピーク対平均振幅比を持ち、前記第2ピーク対平均振幅比が前記第1ピーク対平均振幅比より低くなるようにした結合回路(110)と、
    前記第2変調信号(112)を増幅するように構成された実質的線形増幅器(146)と、を備えた制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  2. 前記変調信号発生器(77)と前記結合回路(110)との間に結合して前記第1変調信号(74)を前記制約帯域幅誤差信号(108)と同期するように遅延させる遅延要素(138)を追加的に備えた、請求項1に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  3. 前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記第1帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示すように前記制約エンベロープ発生器(106)を構成した、請求項2に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  4. 前記第1変調信号(74)がしきい値(120)より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔(133)が発生し、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記ピーク単位間隔(133)に対する誤差バースト(135)を含み、各誤差バースト(135)が複数の単位間隔(64)にわたってエネルギを拡散しかつ1つの単位間隔(64)にピークを示し、
    誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔(133)と実質的に時間的に一致するように前記遅延要素(138)が前記第1変調信号(74)を遅延させる、請求項2に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  5. 前記誤差バーストピークが、前記第1変調信号(74)の大きさが前記しきい値(120)を超える量に応答する振幅を示す、請求項4に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  6. 前記変調信号発生器(77)が符号分割多元接続(CDMA)変調器(77′)であり、前記第1変調信号(74)が前記通信すべきデータ(34)の複数の符号チャネルを伝達する、請求項1に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  7. 前記CDMA変調器(77′)が前記第1変調信号(74)を提供するナイキスト型パルス拡散フィルタ(76)を含む、請求項6に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  8. 前記制約エンベロープ発生器(106)が、
    前記第1変調信号(74)に応答するパルス発生器(128)と、
    前記パルス発生器(128)に結合される入力を有し、前記制約帯域幅誤差信号(108)を発生するように構成されたフィルタ(76)と、を備えている、請求項1に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  9. 前記第1変調信号(74)がしきい値(120)より大きい大きさを示すときにパルスを発生するように前記パルス発生器(128)を構成した、請求項8に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  10. 前記第1変調信号(74)が示す大きさが前記しきい値(120)を超える値に反応する振幅を前記パルスが示すように前記パルス発生器(128)をさらに構成した、請求項9に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  11. 前記実質的線形増幅器(146)が、
    前記変調信号(112)に予歪を与えて予歪信号(154)にするように構成されたリニアライザ(148)と、
    前記予歪信号(154)から無線周波数ブロードキャスト信号(26)を生成するように構成された無線周波数増幅回路(152)と、を備えている、請求項1に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  12. デジタル通信周波数スペクトル(20)において、
    通信すべきデータ(34)を伝達しかつ第1帯域幅および第1ピーク対平均振幅比を持つ第1変調信号(74)を生成するステップと、
    前記第1変調信号(74)に応答して制約帯域幅誤差信号(108)を生成するステップと、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)を前記第1変調信号(74)と結合して、前記通信すべきデータ(34)を伝達する第2変調信号(112)を生成するステップであって、前記第2変調信号(112)が実質的に前記1帯域幅および第2ピーク対平均振幅比を持ち、前記第2ピーク対平均振幅比が前記第1ピーク対平均振幅比より低くなるようにしたステップと、
    前記第2変調信号(112)を線形増幅するステップと、を含む、制約エンベロープ通信信号(112)を送信するための方法。
  13. 前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記第1帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示す、請求項12に記載の方法。
  14. 前記第1変調信号(74)を前記制約帯域幅誤差信号(108)と同期するように遅延させるステップを追加的に含む、請求項13に記載の方法。
  15. 前記第1変調信号(74)がしきい値(120)より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔(133)が発生し、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記ピーク単位間隔(133)に対する誤差バースト(135)を含み、各誤差バースト(135)が複数の単位間隔(64)にわたってエネルギを拡散しかつ1つの単位間隔(64)にピークを示し、
    誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔(133)と実質的に時間的に一致するように前記第1変調信号(74)が遅延される、請求項14に記載の方法。
  16. 前記誤差バーストピークが、前記第1変調信号(74)の大きさが前記しきい値(120)を超える量に応答する振幅を示すように、前記制約帯域幅誤差信号(108)を形成するステップを追加的に含む、請求項15に記載の方法。
  17. 前記第1変調信号生成動作が前記第1変調信号(74)を、前記通信すべきデータ(34)の複数の符号チャネルを伝達する符号分割多元接続(CDMA)信号(34)として構成する、請求項12に記載の方法。
  18. 第1帯域幅を持ち、かつ第1ピーク対平均振幅比を持ち、通信すべきデータ(34)を伝達する第1変調信号(74)を生成するための変調信号発生器(77)と、
    前記第1変調信号(74)に応答して制約帯域幅誤差信号(108)を生成するための制約エンベロープ発生器(106)であって、前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記第1帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示し、かつ前記制約帯域幅誤差信号(108)が、前記第1変調信号(74)の大きさがしきい値(120)を超える量に応答するピーク振幅を示すようにした制約エンベロープ発生器(106)と、
    前記第1変調信号(74)を前記制約帯域幅誤差信号(108)と同期するように遅延させるための遅延要素(138)と、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)を前記第1変調信号(74)と結合して、前記通信すべきデータ(34)を伝達する第2変調信号(112)を生成するための結合回路(110)であって、前記第2変調信号(112)が実質的に前記1帯域幅および第2ピーク対平均振幅比を持ち、前記第2ピーク対平均振幅比が前記第1ピーク対平均振幅比より低くなるようにした結合回路(110)と、
    前記第2変調信号(112)を増幅するように構成された実質的線形増幅器(146)と、を備えた制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  19. 前記変調信号発生器(77)が符号分割多元接続(CDMA)変調器(77′)であり、前記第1変調信号(74)が前記通信すべきデータ(34)の複数の符号チャネルを伝達する、請求項18に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
  20. 前記第1変調信号(74)が前記しきい値(120)より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔(133)が発生し、
    前記制約帯域幅誤差信号(108)が前記ピーク単位間隔(133)に対する誤差バースト(135)を含み、各誤差バースト(135)が複数の単位間隔(64)にわたってエネルギを拡散しかつ1つの単位間隔(64)にピークを示し、
    誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔(133)と実質的に時間的に一致するように前記遅延要素(138)が前記第1変調信号(74)を遅延させる、請求項18に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路(22)。
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