JP2004506373A

JP2004506373A - 制約エンベロープ送信機およびそのための方法

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Publication number: JP2004506373A
Application number: JP2002518632A
Authority: JP
Inventors: マカリスター、ロナルド、ディー．; コクラン、ブルース、エイ．; バドク、ブラッドリー、ピー．
Original assignee: インターシル　アメリカズ，インコーポレイテッド
Priority date: 2000-08-09
Filing date: 2001-08-03
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2021-08-03
Also published as: CN1468485A; TW529275B; US6366619B1; CN1254943C; WO2002013397A3; CN1863183B; CN1933468A; EP1314288A2; EP1314288A4; JP4898074B2; WO2002013397A2; CN1933468B; AU2001283105A1; CN1863183A

Abstract

制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）は、変調器（７７、７７′）に入力ストリーム（３４）を提供するバイナリデータ源（３２）を含む。該変調器（７７、７７′）は位相点ストリーム（５０）または複合信号ストリーム（１６８）を濾波して変調信号（７４）にするパルス拡散フィルタ（７６）を含む。制約エンベロープ発生器（１０６）は変調信号（７４）から制約帯域幅誤差信号ストリーム（１０８）を生成し、遅延要素（１３８）は変調信号（７４）を遅延させて、制約帯域幅誤差信号ストリーム（１０８）と同期する遅延変調信号（１２４０）にする。複素加算回路（１１０）は遅延変調信号（１４０）および制約帯域幅誤差信号ストリーム（１０８）を加算して変形変調信号（１１２）にし、実質的線形増幅器（１４６）は変形変調信号（１１２）を増幅し、それを無線周波数ブロードキャスト信号（２６）として送信する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【技術分野】
本発明は、一般的に電気通信の分野に関する。さらに詳しくは、本発明は制約エンベロープデジタル送信機回路の分野に関する。
【０００２】
【背景技術】
ワイヤレスデジタル通信システムは理想的には、通信に実際に要求される部分を超える周波数スペクトルの部分の使用を控えるべきである。周波数スペクトルのそのような最大限の効率的使用は、所定のスペクトル当たりの最大数の通信チャネルを可能にする。しかし実世界では、不完全な信号増幅のため、多少のスペクトルリグロース（すなわちスペクトル帯域幅の増加）は不可避である。
【０００３】
ワイヤレス通信システムでは、スペクトルリグロースを最小化するために様々な方法論が用いられてきた。一部の従来の方法論は、複素デジタル信号処理アルゴリズムを利用して、最小限のスペクトルリグロースにつながる何らかの方法でデジタル変調送信信号を変化させる。そのような複素アルゴリズム方法論は、低スループットの適用分野、すなわち、ボコーダまたは他の音声データなど、０．５Ｍｂｐｓ（メガビット／秒）未満のものによく適している。これは、低スループットレートにより、プロセッサが大量かつしばしば反復する計算を実行して必要な信号の変形を成し遂げるのに充分なシンボル間の時間が得られるためである。残念ながら、高スループットの適用分野、すなわち高速ビデオデータの送信など０．５Ｍｂｐｓを超えるものは、高データレートを処理するために必要な処理パワーが非現実的であるので、複素処理アルゴリズムを使用できない。
【０００４】
デジタル信号処理方法論は、バースト信号の送信に使用することができる。バースト送信では、バースト間の間隔時間を使用して、バースト全体に基づいて必要な複素計算を実行することができる。本方法論は、連続（バーストとは対照的に）送信が使用されるときには現実的でない。
【０００５】
スペクトル帯域幅を最小にするための従来の型の変調後パルス整形は、ナイキスト、ルートナイキスト、二乗余弦ロールオフなど、何らかの形のナイキスト型濾波を利用する。ナイキスト型フィルタは、理想に近いスペクトル制約波形および無視できるシンボル間干渉を提供するので望ましい。これは、所与の位相点データからのエネルギが適切な間隔の標本化インスタンスで先行および後続位相点のデータからのエネルギと干渉しないように、単一コンステレーション位相点のデータを多くの単位間隔に拡散することによって達成される。
【０００６】
送信回路におけるナイキスト型濾波の使用は、スペクトル制約波形のパルス波形を含む濾波信号ストリームを生成する。ナイキスト型パルス波形が帯域幅を制約される程度は、過剰帯域幅ファクタαの関数である。αの値が小さければ小さいほど、パルス波形はスペクトルリグロースが制限される。したがって、できるだけ小さいαの値を持つことが望ましい。しかし、αの値が低下すると、スペクトル非制約波形の大きさに対するスペクトル制約波形の大きさの比が増大する。該スペクトル非制約波形とは、スペクトルリグロースを低減するために対策が講じられない場合に生じる波形である。一般的な設計は０．１０ないし０．５のα値を使用する。０．２の例示的α値の場合、スペクトル制約波形の大きさは非制約波形のそれの約１．８倍である。これは、正規化されたスペクトル非制約波形の大きさパワーが１．０の場合、スペクトル制約波形を忠実に送信するために送信機の出力増幅器が実際に３．２４（１．８^２）の出力パワーを提供できなければならないことを意味する。これは幾つかの問題を提起する。
【０００７】
最大のスペクトル非制約波形（１．０正規化）が増幅器の線形領域の頂上またはその付近になるように送信機出力増幅器をバイアスすると、増幅器が飽和するので、全ての「オーバパワー」はクリップされる。そのようなクリッピングはスペクトルリグロースの著しい増加を引き起こし、ナイキスト型濾波の使用を不必要にする。
【０００８】
該スペクトル制約波形が増幅器の線形領域の頂上またはその付近になるように送信機出力増幅器をバイアスするには、出力増幅器が、スペクトル非制約波形の送信に必要とされるものよりかなり高いパワーであることが必要である。そのような高パワー増幅器は、その低パワー対応物より本質的に高価である。
【０００９】
同様のジレンマは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおける送信パワー増幅器の組込みに関連して、特にＣＤＭＡ通信システムのハブまたは基地局で発生する。ＣＤＭＡハブまたは基地局では、多くの符号チャネルをチップ単位で一緒に加算することによって、多くの符号チャネルがしばしば複合ＣＤＭＡ信号に組み込まれる。ほとんどの場合、一部のチャネルが他のチャネルを消滅させ、その結果生じる複合信号は適度の大きさを示す。したがって、複合信号の平均パワーレベルは比較的低い。しかし、まれに複合信号でチャネルが全くまたはわずかしか消滅しないチップ間隔が発生する。これが起きると、結果的に生じる複合信号は極めて大きいピーク値を示す。複合信号を忠実に再生するために、パワー増幅器は、まれな極めて大きいピーク値をクリッピングまたはひずみ無しに再生することができなければならない。クリッピングまたはひずみは、コードチャネル間の直交性の損失に貢献することによって、望ましくないスペクトルリグロースおよびキャパシティの低減を導く。
【００１０】
多くの従来のＣＤＭＡシステムでは、ピーク対平均パワー増幅器制約は非常に厳しいので、ピーク対平均パワー比を改善し、より安価でより効率的に使用されるパワー増幅器の使用を可能にするために、非理想パルス整形フィルタが使用される。非理想フィルタはピーク対平均パワー制約を改善するが、それらはチップ間干渉の悪化を導く。
【００１１】
【発明の開示】
本発明の利点は、改善された制約エンベロープ送信機およびそのための方法を提供することである。
【００１２】
別の利点は、変調信号と結合されたときに、予め定められた帯域幅を示し、かつ予め定められた帯域幅を増加することなくピーク対平均パワー比を低減する信号を生成する制約エンベロープ発生器を提供することである。
【００１３】
別の利点は、所望の帯域幅を示すがピーク対平均パワー比が望ましくないほど大きい変調信号を調整して、帯域幅を増加することなくピーク対平均パワー比を低減することである。
【００１４】
別の利点は、一実施形態で、ＣＤＭＡ変調器が多くの符号チャネルの複合であって望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す変調信号を提供し、かつ複合変調信号を調整して、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比をそれ以外では忠実に再生することのできない比較的安価なパワー増幅器によって、調整後の信号を忠実に増幅できるようにすることである。
【００１５】
本発明の前記および他の利点は、一形態においては、制約エンベロープデジタル通信送信機回路によって実現される。該送信機回路は、第１帯域幅を持ちかつ第１ピーク対平均振幅比を持つ通信すべきデータを伝達する第１変調信号を生成するための変調信号発生器を含む。該送信機回路はまた、前記第１変調信号に応答して制約帯域幅誤差信号を発生するための制約エンベロープ発生器をも含む。結合回路は、制約帯域幅誤差信号を前記第１変調信号と結合して第２変調信号を生成する。第２変調信号は通信すべきデータを伝達し、実質的に第１帯域幅および第２ピーク対平均振幅比を示す。第２ピーク対平均振幅比は第１ピーク対平均振幅比より低い。実質的に線形増幅器が第２変調信号を増幅する。
【００１６】
本発明のより完全な理解は、図面に関連して考慮しながら詳細な説明および請求の範囲を参照することによって得ることができる。
【００１７】
【発明を実施するため最良の形態】
図１は、デジタル通信システム２０の簡易ブロック図を示す。図２は本発明の好適な実施形態に係る制約エンベロープデジタル通信送信機回路２２のブロック図を示す。図２に示す該送信機回路２２の実施形態は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および／または周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）通信システム２０に特に有利である。以下の説明は図１および２を参照する。
【００１８】
図１に示すデジタル通信システム２０は、ＲＦブロードキャスト信号２６を受信して変調するように一緒に構成された受信機アンテナ２８および受信機回路３０に、無線周波数（ＲＦ）ブロードキャスト通信信号２６を変調して送信するように一緒に構成された送信機回路２２および送信機アンテナ２４を含む。図示したシステム２０の実施形態は、単なる説明のために単純化されていることを当業者は理解されるであろう。通常使用される場合、システム２０はおそらくもっと多くの構成部品およびブロードキャスト信号から成る複雑なシステムになるであろう。システム２０に対するそのような複雑な通信システムの使用が、本発明の精神または請求の範囲から決して逸脱しないことは理解されるであろう。
【００１９】
送信機回路２２は、通信すべきデータのバイナリ入力信号ストリーム３４を提供するバイナリデータ源３２を有する。バイナリデータ源３２は、入力信号ストリーム３４を生成する任意の回路機構、装置、またはそれらの組合せとすることができる。入力信号ストリーム３４は、所望の仕方で予め符号化することのできるバイナリデータから構成される。すなわち、入力信号ストリーム３４は、無符号化、連接符号化、リードソロモンブロック符号化、または使用する通信スキームに望まれるかまたは要求される任意の他の形の符号化を有するデータから構成することができる。加えて、入力信号ストリーム３４は、任意の数の多様な宛先またはエンドユーザに通信するように意図されたデータを含むことができる。
【００２０】
本好適な実施形態では、入力信号ストリーム３４は、畳込み符号器３６の入力に進む連続データ（バーストデータとは対照的に）のストリームであるが、連続データは本発明の必要条件ではない。畳込み符号器３６は、入力信号ストリーム３４を符号化信号スト３８に畳込み符号化する（例えばビタビまたはターボ符号化する）。送信機回路２２における畳込み符号器３６および受信機回路３０における同様の畳込む復号器（図示せず）の使用は、当業者にはよく理解される仕方で信号全体の誤り率を著しく低減する。しかし、畳込み符号器３６は省くことができる。
【００２１】
インタリーバ４０は符号化信号ストリーム３８を時間的に脱相関して、インタリーブ信号ストリーム４２を生成する。すなわち、バイナリ信号ストリームを形成するシンボルは送信機回路２２で時間的に脱相関され（すなわち分離され）、かつ受信機回路３０で時間的に相関される。これは、後述する下流の送信機構成部品によって生成される相関誤差が次いで、受信機回路３０での畳込み復号の前に、受信機回路３０に配置された相補デインタリーバを通して脱相関されるように行われる。
【００２２】
本好適な実施形態では、インタリーブ信号ストリーム４２は位相マッパー４４の入力に進む。該インタリーバ４０が送信機回路２２の全ての実施形態で、例えば畳込み符号器３６を省いたときには、望ましいわけではないことを当業者は理解されるであろう。インタリーバ４０を省く場合、符号化信号ストリーム３８は位相マッパー４４の入力に直接渡される。畳込み符号器３６およびインタリーバ４０を両方とも省いた場合、バイナリ入力信号ストリーム３４は位相マッパー４４の入力に直接進む。
【００２３】
図３は、本発明の好適な実施形態に係る１２の例示的順次位相点５２に対する直交位相点信号ストリーム５０（図２）の軌跡４８を表わす４６位相点極性振幅および位相シフトキーイング（１６−Ｐ−ＡＰＳＫ）コンステレーション４６を示す。以下の説明は図２ないし３を参照する。
【００２４】
位相マッパー４４は、インタリーブ信号ストリーム４２、符号化信号ストリーム３８、または入力信号ストリーム３４に存在するシンボル（すなわちバイナリデータ単位）を位相点コンステレーション４６の位相点５４にマッピングする。図３のコンステレーション４６は１６−Ｐ−ＡＰＳＫコンステレーションとして示されているが、本発明の回路機構および方法論は全ての形のコンステレーションに適用できることを、当業者は理解されるであろう。本発明は、異なる大きさの輪を有するコンステレーション、すなわち振幅および位相シフトキーイング（ＡＰＳＫ）コンステレーションを使用する場合に特に有用である。これは、信号の振幅変調を必要とするＡＰＳＫコンステレーションが線形増幅器を使用してその振幅変調を再生することが望ましいので、真実である。
【００２５】
コンステレーション４６の各位相点５４は、複数の、この例では４個のシンボルまたは通信すべきビット数を表わす。所定の位相点５４のシンボルの値は、当業者には周知の方法で、コンステレーション４６内のその位相点５４の位置を決定する。
【００２６】
各直交位相点５４は、Ｉがベクトルの同相（横座標）値であり、Ｑが直交（縦座標）値であり、デカルト座標系でＩ，Ｑとして表わされ、あるいはＭがベクトルの大きさであり、φが位相角であり、極座標系でＭ，φとして表わされるベクトル値を有すると考えることができる。本説明では、ベクトルの大きさが最も多く論じられるベクトル成分であるので、全体を通してＭ，φの指定を使用する。
【００２７】
図３の例示的１６−Ｐ−ＡＰＳＫコンステレーション４６では、各位相点５４は外輪５６または内輪５８上に存在する。外輪５６上に存在する位相点５４は外輪または最大大きさ位相点６０である。すなわち、外輪位相点６０は、外輪５６の半径によって表わされる最大大きさ（Ｍの最大値）を持つ。説明目的のために、外輪位相点６０の大きさを１．００に正規化する。
【００２８】
内輪位相点６２、すなわち内輪５８上に存在する位相点５４は、内輪５８の半径によって表わされる、より小さい大きさを持つ。図３に示した例示的１６−Ｐ−ＡＰＳＫコンステレーション４６の場合、内輪位相点６２の大きさは、外輪位相点６０の大きさを１．００に正規化した場合、望ましくは約０．６３とすることができる。
【００２９】
図４は、本発明の好適な実施形態に係る複数の信号ストリームを示す。以下の説明は図２ないし４を参照する。
【００３０】
位相マッパー４４の出力は位相点信号ストリーム５０である。位相マッパー４４は単位間隔６４当たり１つの位相点５４を処理する。すなわち、位相点信号ストリーム５０は、各々１つの位相点５４を表わし、それらの前縁が１単位間隔６４離れている、一連の連続位相点パルス６６から成る。位相点信号ストリーム５０の他の実施形態が同等に有効であること、利用する実施形態が位相点信号ストリーム５０を生成して処理する回路機構によって異なること、およびこの信号ストリームまたは他の信号ストリームの他の実施形態の使用が本発明の精神からも請求の範囲からも逸脱しないことを当業者は理解されるであろう。
【００３１】
図３および４は、送信機回路２２（図２）によって処理されたランダムデータストリームを表わす一連の１２の例示的順次位相点５２を示す。これらの１２の例示的位相点５２は、ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３、ｔ_４、ｔ_５、ｔ_６、ｔ_７、ｔ_８、ｔ_９、ｔ_１０、およびｔ_１１とラベル付けされた時間的連続位置に存在する。これらのラベルは、単位間隔６４の順次整数時間、すなわち整数ボー時間を表わし、位相点パルス６６の前縁時間を示す。本説明内の単純化のために、時間ｔ_Ｎにおける任意のオカレンスを「オカレンスｔ_Ｎ」と呼ぶことにする。例えば、時間ｔ_２で発生する例示的位相点５２を位相点ｔ_２と呼ぶことにし、前縁が時間ｔ_２に発生する関連位相点パルス６６を位相点信号パルスｔ_２と呼ぶことにする。言い換えると、時間ｔ_２で位相点ｔ_２がクロックされ、位相点信号パルスｔ_２が開始する。１単位間隔６４後の時間ｔ_３で位相点ｔ_３がクロックされ、位相点パルスｔ_３が開始する。本プロセスは、図３に示した１２個の例示的位相点ｔ_０ないしｔ_１１、および図４の位相点信号ストリーム５０に示された１２個の対応する位相点信号パルスｔ_０ないしｔ_１１に無期限に続く。
【００３２】
下の表１は、位相点信号パルスｔ_０ないしｔ_１１の大きさを示す。位相点ｔ_０は外輪位相点６０である。したがって位相点信号パルスｔ_０は外輪の大きさ６８を有する。同様に、位相点ｔ_１は内輪位相点６２であり、位相点信号パルスｔ_１は内輪の大きさ７０を有する。
【００３３】
【表１】

【００３４】
位相点信号ストリーム５０は、コンステレーション４６に軌跡４８を生じさせる。軌跡４８は、単位間隔６４における各例示的位相点ｔ_０ないしｔ_１１の順番の位置と一致する。図３では、軌跡４８は隣接する例示的位相点５２間が最短距離（直線）となるように描かれている。軌跡４８は単純化するために描かれただけであり、実際には、軌跡４８が瞬間的に飛躍、例示的位相点５２の間を不連続的に動くことを、当業者は理解されるであろう。
【００３５】
図５は、本発明の好適な実施形態に係る１２の例示的順次位相点５２に対する濾波信号ストリーム７２（図２）の軌跡７２を示す拡張位相点コンステレーション４６′を示す。以下の説明は図２ないし５を参照する。
【００３６】
本好適な実施形態では、位相点信号ストリーム５０は、ナイキスト、ルートナイキスト、二乗余弦ロールオフ等のフィルタなど、ナイキスト型フィルタとして実現することが好ましいパルス拡散フィルタ７６の入力に進む。パルス拡散フィルタ７６は位相点信号ストリーム５０を、図５に示す濾波信号ストリーム７４に濾波する。マルチトーン変調（ＭＴＭ）システムとしても知られる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムでは、パルス拡散フィルタ７６は、トランスマルチプレクサまたは同等の回路機構を用いて実現することができる。畳込み符号器３６、インタリーバ４０、位相マッパー４４、および位相拡散フィルタ７６は一緒に、変調信号発生器７７またはより単純に変調器７７の一実施形態を形成する。濾波信号ストリーム７４は、変調器７７の出力ではほとんど処理された（すなわち変調された）形であるが、バイナリ入力信号ストリーム３４（図２）に元来提示された通信すべきデータを伝達するので、以下では変調信号７４と呼ぶ。
【００３７】
当業者には周知であるシャノンの理論によると、パルス拡散フィルタ７６は、受け取った各入力位相点パルス６６に対して少なくとも２つ（本好適な実施形態では２つだけ）の出力濾波信号パルス７８、すなわち濾波信号ストリーム７４の複素標本を生成する。これは、濾波信号ストリーム４が単位間隔当たり２つの濾波信号パルス７８を持っている図４に示されている。本好適な実施形態では、濾波信号パルス７８は、交互のオンタイムパルス８０すなわち整数単位間隔６４の濾波信号ストリームの標本と、オフタイムパルス８２すなわち整数単位間隔６４間の濾波信号ストリームの標本とから成る。事実上、濾波信号ストリーム７４は２つのインタリーブデータストリーム、オンタイム信号ストリーム８４およびオフタイム信号ストリーム８６から構成される。
【００３８】
オンタイム信号ストリーム８４は実質的に位相点信号ストリーム５０の１つのバージョンであり、各位相点パルス６６は持続時間を１単位間隔６４から半単位間隔８８に低減し、同一相対前縁時間を実質的に維持しながらオンタイムパルス８０になる。すなわち、濾波信号パルスｔ_０は、位相点パルスｔ_０と実質的に同一大きさおよび実質的に同一前縁時間を持ち、持続時間はおよそ２分の１である。言うまでもなく、信号ストリーム７４および８４は信号ストリーム５０からフィルタ７６によって加えられる遅延だけ信号ストリーム５０から遅延させることができることを、当業者は理解されるであろう。
【００３９】
オンタイム信号ストリーム８４は、理想とは言えないナイキスト型フィルタがパルス拡散フィルタ７６に使用される程度に位相点信号ストリーム５０からの差が生じることを、当業者は理解されるであろう。したがって、パルス拡散フィルタ７６に純ナイキストフィルタを使用した場合、オンタイム信号ストリーム８４は位相点信号ストリーム５０と大きく異ならない。しかし、ルートナイキストまたは二乗余弦ロールオフフィルタを使用した場合、オンタイム信号ストリーム８４は小さい差を示し、他の型のフィルタを使用した場合には、より明瞭な差が観察されることがある。
【００４０】
パルス拡散フィルタ７６によるオンタイムパルス８０およびオフタイムパルス８２の両方の生成は、拡張コンステレーション４６′（図５）にオンタイム位相点９０（円形）およびオフタイム位相点９２（方形）を効果的に配置する。コンステレーション４６（図３）の原位相点５４、すなわち送信機回路２２によって通信すべき情報を搬送する原位相点は、拡張コンステレーション４６′のオンタイム位相点９０である。
【００４１】
拡張コンステレーション４６′にはオフタイム位相点９２が追加され、各オフタイム位相点９２は時間的に連続オンタイム位相点９０間のほぼ中央に発生する。したがって、例示的順次位相点５２は、例示的濾波位相転９４になる。例示的濾波位相点９４は、交互の例示的オンタイム濾波位相点９６と例示的オフタイム濾波位相点９８とから構成され、ｔ_０、ｔ_０．５、ｔ_１、ｔ_１．５、ｔ_２、ｔ_２．５、ｔ_３、ｔ_３．５、ｔ_４、ｔ_４．５、ｔ_５、ｔ_５．５、ｔ_６、ｔ_６．５、ｔ_７、ｔ_７．５、ｔ_８、ｔ_８．５、ｔ_９、ｔ_９．５、ｔ_１０、ｔ_１０．５、およびｔ_１１とラベル付けられた時間的連続位置に存在する。図５で、例示的オンタイム濾波位相転９６は整数ボー時間（ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２等）に配置される一方、例示的オフタイム濾波位相点９８はボー（非整数ボー）時間（ｔ_０．５、ｔ_１．５、ｔ_２．５等）に配置される。
【００４２】
パルス拡散フィルタ７６が実現される形態に関係なく、パルス拡散フィルタ７６はスペクトル封じ込めに貢献する。本質的にパルス拡散フィルタ７６は、多くの単位間隔６４にわたって各位相点パルス６６からエネルギを時間的に拡散するので、各位相点６６からの全てのエネルギが所望の帯域幅内に閉じ込められたままになる。結果として得られる濾波信号ストリーム７４はしたがって、そのエネルギが幾つかの単位間隔６４にわたって時間的に拡散した幾つかの位相点パルス６６の部分の各単位間隔６４における和を表わす。
【００４３】
連続オンタイム位相点９０間の時間的にほぼ中央でのオフタイム位相点９２の発生は、濾波信号の軌跡７２に、外輪の大きさ６８より大きい局所ピークの大きさ９９を持つ偏倚を生じさせる。そのような偏倚は、任意の時間的瞬間における軌跡７２の即時位置がその位置に近接する位相点５４の結果であるばかりでなく、時間的にその瞬間の前および後の両方における複数の位相点５４の結果でもあるために発生する。すなわち、本好適な実施形態では、時間ｔ_２．５における（すなわちオフタイム位相点ｔ_２．５と同時の）軌跡７２の位置の決定は、位相点ｔ_２およびｔ_３の位置によってだけでなく、位相点ｔ_２．５に先行する多数の位相点５４（すなわち位相点ｔ_２、ｔ_１．５、ｔ_１、ｔ_０．５等）の位置および位相点_２．５の後に続く多数の位相点５４（すなわち位相点ｔ_３、ｔ_３．５、ｔ_４、ｔ_４．５等）の位置によっても決定される。
【００４４】
この現象を図６に示す。これは、本発明の好適な実施形態に係る１対のナイキスト型データバースト１００を示している。以下の説明は図２、４、５、および６を参照する。
【００４５】
本好適な実施形態では、パルス拡散フィルタ７６はナイキスト型フィルタとして実現される。したがって、単一位相点パルス６６がパルス拡散フィルタ７６によって濾波されると、その単一パルス６６は、複数の単位間隔６４にわたって広がるナイキスト型データバースト１００に変換される。データバースト１００が特定位相点パルス６６の一次標本化時間（すなわち位相点パルスｔ_２の場合は時間ｔ_２）にデータバーストピーク値１０２（すなわち局所ピークの大きさ）を達成し、ピークデータバースト値１０２の前および後の整数単位間隔６４（すなわち位相点パルスｔ_２の場合は時間．．．．、ｔ_−１、ｔσ、ｔ_１およびｔ_３、ｔ_４、ｔ_５、．．．．）で近零データバースト値１０４を達成する（すなわち零にほぼ等しい）ことは、ナイキスト型フィルタの特性である。このようにして、各パルス７８のエネルギはクロック瞬間（時間ｔ_２）の前および後の複数のボー間隔６４にわたって拡散する。
【００４６】
図６は、位相点パルスｔ_２およびｔ_３のナイキスト型データバースト１００を示す。データバーストｔ_２は実線で示され、データバーストｔ_３は破線で示されている。一例として、図６から、時間ｔ_２にデータバーストｔ_２の値がピークデータバースト値１０２であることが分かる。時間ｔ_２から整数個の単位間隔６４だけ離れた全ての他の時間では、データバーストｔ_２の値は実質的に零である。同様の状態はデータバーストｔ_３にも発生する。
【００４７】
各時間的瞬間の軌跡７２の値は、その瞬間における全てのデータバースト１００の和である。図６の単純化された２つのデータバーストの例では、破線で描かれた軌跡７２はデータバーストｔ_２とデータバーストｔ_３の和である。データバーストｔ_２およびｔ_３は、時間ｔ_２およびｔ_３を除く各整数時間ｔ_Ｎには約零であるので、それぞれデータバーストｔ_２およびｔ_３のピーク値を取る時間ｔ_２およびｔ_３を除いて、軌跡７２の値も約零である。
【００４８】
整数ボー時間間の任意の時間的瞬間の軌跡７２の値は、その瞬間の全てのデータバースト１００の値の和である。例えば、２つのデータバースト１００だけが考慮されている図６では、時間ｔ_２．５における軌跡７２は、時間ｔ_２．５におけるデータバーストｔ_２およびｔ_３の値の和である値を持つ。データバーストｔ_２およびｔ_３は両方とも時間ｔ_２．５には有意の正の値を持つので、軌跡７２はデータバーストｔ_２またはデータバーストｔ_３のいずれかの最大値よりかなり大きい値を持つ。
【００４９】
軌跡７２は全てのデータバースト１００の和を記述するので、軌跡７２はこれらのデータバースト１００を記述する曲線（図６）の形状の関数である。すなわち、軌跡７２は、任意の点における濾波信号複素デジタル値の濾波信号ピークの大きさ成分の関数である。データバースト曲線の形状はパルス拡散フィルタ７６の設計特性である過剰帯域幅ファクタαの関数である。αの値が小さければ小さいほど、軌跡７２は隣接するデータバースト１００のピークデータバースト値１０２より上に高く立ち上がる。パルス拡散フィルタ７６の一般的な設計は、０．１０ないし０．５のα値を使用する。同様の値の隣接位相点５４および０．２のα値の場合、最大偏倚の大きさ１０５（すなわち軌跡７２の潜在的局所ピークの大きさ９９）は最大位相点の大きさの値の約１．８倍である。すなわち、制約エンベロープの大きさは、非制約エンベロープのそれの約１．８倍である。
【００５０】
図３、４、および６に示す本好適な実施形態では、オンタイム位相点ｔ_２およびｔ_３は両方とも、１．００の正規化された外輪の大きさ６８を有する外輪位相点６０である。したがって、オフタイム位相点ｔ_２．５は、１．８の正規化された最大偏倚の大きさ１０５を持つ。これは、送信機回路２２が、過剰なひずみ無く、かつ本発明の利点無しで位相点ｔ_２．５を忠実に送信するためには、最高の大きさの情報搬送位相点５４を表わす位相点ｔ_２またはｔ_３を送信するために必要なパワーの３．２４（１．８^２）倍の出力パワーを必要とすることを暗に示す。言い換えると、信号ストリーム７４のピーク対平均パワー比特性は比較的高く、パワー増幅器など、変調器７７の下流の構成部品は、以下で述べるさらなる処理の利点無しでは、この比較的高いピーク対平均パワー比特性を受け入れるように構成しなければならない。しかし、そのような構成は利用可能なパワーの非効率的な使用を意味する。
【００５１】
以下の説明は図２、４、および５を参照する。
【００５２】
濾波信号ストリーム７４（以下では変調信号７４とも呼ばれる）の一部分であるオフタイム信号ストリーム８６は、変調器７７の出力からオフタイム制約エンベロープ発生器１０６の入力に進む。オフタイム信号ストリーム８６からオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８を生成するのが、オフタイム制約エンベロープ発生器１０６のタスクである。複素加算または結合回路１１０はオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８を濾波信号ストリーム７４の遅延バージョン（後述）と結合して、変調信号７４の変形バージョンである制約エンベロープ信号ストリーム１１２を生成する。制約エンベロープ信号ストリーム１１２は、外輪の大きさ６８より大きい大きさを持つ軌跡７２の偏倚を補償した事実上の変調信号７４である。その結果、制約エンベロープ信号ストリーム１１２（以下で変形変調信号１１２とも呼ぶ）は、下流の構成要素によってより容易に受け入れられる比較的低いピーク対平均パワー比特性を示す。
【００５３】
直交しきい値発生器１１８は直交しきい値信号１２０を発生する。本好適な実施形態では、しきい値信号１２０は外輪の大きさ６８にほぼ等しい値を有する定常定数信号である。しきい値信号１２０は、オフタイム信号ストリーム８６が比較される基準を確立するために使用される。しきい値信号１２０は、比較に組み込まれる方法論および回路機構と調和を保ちながら多くの形および値を取ることができる。他の形および／または他の値の使用は、本発明の精神からも請求の範囲からも逸脱しない。
【００５４】
しきい値信号１２０およびオフタイム信号ストリーム８６はオフタイム複素加算または結合回路１２２で結合されて、オフタイム差信号ストリーム１２４を生成する。オフタイム差信号ストリーム１２４は、その値が同等のオフタイムパルス８２の値としきい値信号１２０の値との間の差である一連のオフタイム差パルス１２６から構成される。任意のオフタイムパルス８２はしきい値信号１２０の値より大きいか、等しいか、または小さい値を持つので、オフタイム差信号ストリーム１２４は通常、正、零、または負の値を有するオフタイム差パルス１２６の組合せから構成される。
【００５５】
オフタイム差信号ストリーム１２４はオフタイム弁別器１２８の入力に渡されて、オフタイム誤差信号ストリーム１３０を生成する。本好適な実施形態では、オフタイム誤差信号ストリーム１３０は、正値を有する全てのオフタイム差パルス１２４が変化せずにオフタイム誤差パルス１３２として渡される一方、他の全てのオフタイム差パルス１２６が零値パルスとして渡された（すなわち排除された）、オフタイム差信号ストリームの変形である。言い換えると、オフタイム弁別器１２８はパルス発生器として働く。オフタイム誤差信号ストリーム１３０は誤差パルス１３２から形成され、該タイミングは外輪の大きさ６８を超える軌跡７２の偏倚と一致し、その大きさは軌跡７２がしきい値発生器１１８によって設定されたしきい値を超えて通過する程度に一致する。オフタイム誤差信号ストリーム１３０がオフタイム誤差パルス１３２を提供するための単位間隔６４を、以下ではピーク単位間隔１３３と呼ぶ。
【００５６】
オフタイム誤差信号ストリーム１３０は次いでオフタイムパルス拡散フィルタ１３４の入力に渡される。オフタイムパルス拡散フィルタ１３４は、実質的に第１パルス拡散フィルタ７６と同一であることが望ましい。すなわち、本好適な実施形態では、パルス拡散フィルタ７６および１３４が両方とも、同一変換特性を持つナイキスト型フィルタとして実現される。しかし、ＯＦＤＭ適用例など、他の適用例では、非同一パルス拡散フィルタ７６および１３４が有利であるかもしれない。オフタイムパルス拡散フィルタ１３４はオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８を生成し、オフタイム制約エンベロープ発生器１０６の動作を完了する。
【００５７】
パルス拡散フィルタ７６と同様に、パルス拡散フィルタ１３４はスペクトル封じ込めの目標を達成するように構成される。本質的に、パルス拡散フィルタ１３４は、各オフタイム誤差パルス１３２からの全てのエネルギが所望の帯域幅内に、通常はパルス拡散フィルタ７６が設計されたのと実質的に同一帯域幅内に封じ込められたままになるように、各オフタイム誤差パルス１３２からのエネルギを多数の単位間隔６４にわたって時間的に拡散する。結果的に生じる制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８はしたがって、エネルギが幾つかの単位間隔６４にわたって時間的に拡散した幾つかのオフタイム誤差パルス１３２の部分の各単位間隔６４における和を表わす。オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８が変調信号７４より狭い帯域幅を示すものであれば、スペクトル封じ込めは結果的に損なわれない。しかし、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８は変調信号７４よりだんだん広くなる帯域幅を示すので、スペクトル封じ込めは結果的にだんだん損なわれていく。したがって、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８は、変調信号７４によって示される帯域幅と実質的に等しいか、それより小さい帯域幅を示すことが望ましい。
【００５８】
オフタイム制約エンベロープ発生器１０６内で、オフタイムパルス拡散フィルタ１３４は、ピーク単位間隔１３３毎にオフタイム弁別器１２８から１つのオフタイム誤差パルス１３２を受け取る。次いでオフタイムパルス拡散フィルタ１３４は各オフタイム誤差パルス１３２をナイキスト型誤差バースト１３５に変換し、それはデータバースト１００（図６）と実質的に同一形状を有する。各誤差バースト１３５は複数の単位間隔６４にわたってエネルギを拡散し、１単位間隔６４にピークを示す。誤差バースト１３５のピークはピーク単位間隔１３３と時間的に実質的に一致する。オフタイムパルス拡散フィルタ１３４はナイキスト型フィルタであるので、各誤差バースト１３５は、特定のオフタイム誤差パルス１３２の一次標本化時間に（すなわち誤差パルスｔ_２．５の場合、時間ｔ_２．５に）誤差バーストピーク値（図示せず）を達成し、ピーク誤差パルス値の前および後の整数単位間隔６４で（すなわち誤差パルスｔ_２．５の場合、時間．．．．，ｔ_−１．５、ｔ_０．５、ｔ_１．５、およびｔ_３．５、ｔ_４．５、ｔ_５．５、．．．．に）零誤差バースト値（図示せず）に達成する。この要領で、各オフタイム制約エンベロープ誤差パルス１３６のエネルギはクロック瞬間（時間ｔ_２．５）の前および後の複数のボー間隔６４にわたって拡散する。これは結果的に、オフタイム誤差信号ストリーム１３０をオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８に変換させる。オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８はオフタイム制約エンベロープ誤差パルス１３６から構成される。本動作は本質的に、前記の位相点信号ストリーム５０の変調信号７４への変換におけるパルス拡散フィルタ７６の動作と同じである。
【００５９】
オフタイム制約エンベロープ誤差パルス１３６はオフタイムパルス８２から導出されるので、誤差バーストのピークおよび零値は整数ボー時間のほぼ中央で、すなわちボー時間ｔ_０．５、ｔ_１．５、ｔ_２．５等で、よって濾波信号ストリーム７４のデータバーストのピークおよび零値１０２および１０４の間で発生する。
【００６０】
オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８の生成により、オフタイム制約エンベロープ発生器１０６の動作は完了する。
【００６１】
変調信号７４はまた遅延要素１３８の入力にも渡される。遅延要素１３８は遅延変調信号１４０を生成し、それはオフタイム制約エンベロープ発生器１０６、および特にオフタイムパルス拡散フィルタ１３４で遭遇した伝搬および他の遅延を補償するのに充分遅延した事実上の変調信号７４である。言い換えると、遅延変調信号１４０は、オフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８と同期するように遅延された変調信号７４である。
【００６２】
結合回路１１０は、遅延変調信号１４０の形の変調信号７４とオフタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８を結合して、変調信号７４のピーク大きさ成分を低減する。結果的に得られる変形変調信号１１２は、本実施形態では、その値が対応する濾波信号パルス７８およびオフタイム制約エンベロープ誤差パルス１３６の値間の差である、一連のデジタルパルス１４２から構成される。その結果、拡張コンステレーション４６′の外輪の大きさ６８をはっきり認められるほど超えない値の一連のデジタルパルス１４２が得られる。同時に、変調信号７４の帯域幅は変形変調信号１１２で維持される。
【００６３】
本発明の一部の実施形態では、特定の外輪位相点６０が、外輪の大きさ６８より大きい大きさを持つことができ、すなわち外輪５６を超えて位置することができる。本状態は、特定のナイキスト型または当業者には周知である他の濾波機能を実行するパルス拡散フィルタ７６の結果発生することができる。そのような実施形態では、送信機回路２２は、前記オフタイム制約エンベロープ発生器１０６に加えて、オンタイム制約エンベロープ発生器１０６′を含む。
【００６４】
これもまた変調信号７４の一部であるオンタイム信号ストリーム８４は、変調器７７の出力からオンタイム制約エンベロープ発生器１０６′の入力に進む。オンタイム信号ストリーム８４からオンタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８´を生成することが、オンタイム制約エンベロープ発生器１０６′のタスクである。結合回路１１０は、オフタイムおよびオンタイム両方の制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８および１０８′を遅延変調信号１４０（後述）と結合して、変形変調信号１１２を生成する。
【００６５】
オンタイム制約エンベロープ発生器１０６′は、オフタイム制約エンベロープ発生器１０６と同様の仕方で作動する。しきい値信号１２０およびオンタイム信号ストリーム８４がオンタイム複素加算または結合回路１２２′で結合されて、オンタイム差信号ストリーム１２４′を生成する。オンタイム差信号ストリーム１２４′はオンタイム弁別器１２８′の入力に渡されて、オンタイム誤差信号ストリーム１３０′を生成する。オンタイム誤差信号ストリーム１３０′は次いでオンタイムパルス拡散フィルタ１３４′の入力に渡され、それはオンタイム制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８′を生成する。オフタイムパルス拡散フィルタ１３４と同様に、オンタイムパルス拡散フィルタ１３４′は第１パルス拡散フィルタ７６と実質的に同一とすることができる。
【００６６】
オンタイム制約エンベロープ誤差パルス（図示せず）はオンタイムパルス８０から導出されるので、誤差バーストのピークおよび零値は整数ボー時間、すなわちボー時間ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３等で、したがって変調信号７４のデータバーストのピークおよび零値１０２および１０４の間に発生する。
【００６７】
結合回路１１０は遅延変調信号１４０の形の濾波信号ストリーム７４をオフタイムおよびオンタイム両方の制約帯域幅誤差信号ストリーム１０８および１０８′と結合して、変調信号７４の帯域幅を実質的に増加することなく、濾波信号ストリーム７４のピークの大きさの成分を低減する。
【００６８】
本方法論の副次的作用は、整数単位間隔６４における軌跡７２が、コンステレーション４６（図３）の位相点５４の位置に、信号依存性のボー限定的な雑音指数を加えることである。この結果、送信機回路２２は「雑音に影響された」位相点コンステレーション４６″を送信する。図７に、本発明の好適な実施形態に係る位相点５４の制約エンベロープ位相点確率１４４を表わす、雑音の影響を受けたコンステレーション４６″を示す。以下の説明は図２、３、５および７を参照する。
【００６９】
位相点確率１４４は、位相点５４がコンステレーション４６に存在するのと全く同様に、同一位置に中心を持つ同一形状の雑音の影響を受けたコンステレーション４６″に存在する。所定の位相点確率１４４内の所定の送信位相点１４５の実際の位置は、複数の可変条件の関数であり、多少は相関関係があるが、特定の特殊な場合を除き、容易には予測できない。事実上、所定の位相点５４に対し、結果的に得られる送信位相点１４５は、位相点確率１４４内、すなわち原位相点５４の位置と一致する中心を有する中間領域内のどこにでも配置することができる。その中間領域内のいずれかの特定の位置に配置される送信位相点１４５の確率は、その特定の位置の原位相点５４の位置からの距離の逆関数として変化する。
【００７０】
所定の位相点５４に対し、送信位相点１４５は、雑音に影響されたコンステレーション４６″内のその理想位置に近接すると言うことができる。すなわち、制約エンベロープ信号ストリーム１１２の軌跡（図示せず）は時間的にクロック瞬間に例示的位相点ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２等の理想位置のすぐ近くを通過する。
【００７１】
位相マッパー４４によって生成されるコンステレーション４６の原位相点５４は、拡張コンステレーション４６′のオンタイム位相点９０（円形）である。最終的に送信されるＲＦブロードキャスト信号２６の情報を搬送するのはこれらのオンタイム位相点９０である。オフタイム位相点９２（方形）は、情報を搬送するのではなく、スペクトルリグロースを抑制するために必要な、パルス拡散フィルタ７６の副次的産物である。雑音に影響されたコンステレーション４６″の位相点確率１４４は、オンタイム位相点９０から導出される送信位相点１４５の有望な位置の結果的領域を表わす。該位相的確率１４４の中心は、拡張コンステレーション４６′内でオンタイム位相点９０がそうするのと同様に、雑音に影響されたコンステレーション４６″内で同じ正規化位置を占める。
【００７２】
対応するオンタイム位相点９０に対する送信位相点１４５の位置的逸脱は、位置誤差の程度を表わす。この位置誤差はビット誤り率を低下させ、送信に悪影響を及ぼす。しかし、制約エンベロープ信号ストリーム１１２における外輪の大きさ６８（図４）よりかなり大きい大きさを持つオフタイム位相点の不在は、送信位相点１４５の位置誤差を補正する以上に所定の帯域幅およびパワー増幅器のパワー出力の増加を可能にする。結果として性能の正味改善が生じる。
【００７３】
所望の目標ピーク対平均パワー比および帯域幅を達成しながら（すなわち性能を最適化するため）悪影響を最小化するために、当業者は上述の実施形態を様々な仕方で変形することができる。例えば、１つの代替的な好適実施形態では、オフタイムおよびオンタイム誤差信号ストリーム１３０および１３０′を、パルス拡散フィルタ１３４および１３４′に加える前に、それぞれオンタイムおよびオフタイム乗算部（図示せず）に通すことができる。そのような乗算部は、より正確に構成された制約帯域幅誤差信号１０８が形成されるように、誤差パルス１３２および結果的に生じる誤差バースト１３５の大きさを相互に調整する。
【００７４】
性能を最適化しようとする別の代替的実施形態では、変調信号７４を上述したオフタイムおよびオンタイム信号ストリーム８６および８４よりもっと多数に分割することができる。一例では、４つのストリームが各単位間隔６４のｔ_Ｎ．００、ｔ_Ｎ．２５、ｔ_Ｎ．５０およびｔ_Ｎ．７５の瞬間の標本を提供することができる。ここでＮは単位間隔番号である。補間器（図示せず）を用いて、オフタイムおよびオンタイム信号ストリーム８６および８４を４つのストリームに拡張することができる。４つのストリームの各々は、それ自体の制約エンベロープ発生器１０６を通して処理することができる。前記の通り、４つの誤差信号ストリーム１３０は、パルス拡散フィルタ１３４の上流に乗算部（図示せず）を追加することにより、相互に対してスケーリングすることができる。一実施形態では、パルス拡散フィルタ１３４を実現するために必要なハードウェアの量を低減するために、４つのストリームを生成するが、２つのパルス拡散フィルタ１３４しか使用しない。本実施形態では、オフタイムおよびオンタイム誤差信号ストリーム１３０および１３０′に適用される相対的スケーリングは、４つのストリームの中で信号ピークが発生するところに応答して、単位間隔毎に動的に調整される。前記実施形態に対するこれらおよび他の変更および変形は、本発明の精神から逸脱しない。
【００７５】
再び図２を参照すると、該結合回路１１０の出力である変形変調信号１１２は、実質的な線形増幅器１４６の入力に渡される。実質的線形増幅器１４６はＲＦブロードキャスト信号２６を生成し、それは次いで送信機アンテナ２４を介して同報通信される。好適な実施形態では、実質的線形増幅器１４６はデジタルリニアライザ１４８、デジタルアナログ変換器１５０、および無線周波数（ＲＦ）増幅回路１５２から構成される。実質的線形増幅器１４６は、ここに記載する以外の多数の異なる実施形態のいずれかで実現することができ、かつこれらの異なる実施形態のどれを利用しても、本発明の意図からも請求の範囲からも逸脱しないことを、当業者は理解されるであろう。
【００７６】
実質的線形増幅器１４６内で、デジタルリニアライザ１４８は制約エンベロープ信号ストリーム１１２を予歪デジタル信号ストリーム１５４に変形する。予歪デジタル信号ストリーム１５４は、デジタルアナログ変換器１５０およびＲＦ増幅回路１５２内で非線形性を補償し、したがって実質的線形増幅器１４６を線形化するのにちょうどよい方法で、非線形化される。
【００７７】
デジタルアナログ変換器１５０は次いで予歪デジタル信号ストリーム１５４をアナログベースバンド信号１５６に変換する。アナログベースバンド信号１５６は次いでＲＦ増幅回路１５２によってＲＦブロードキャスト信号２６に増幅され、送信機アンテナ２４を介して送信される。制約誤差信号１０８と変調信号７４の組合せのため、実質的線形増幅器１４６は、制約誤差信号１０８を使用しなかった場合に要求されるような大きいピーク対平均パワー比を処理する必要が無い。同時に、制約誤差信号１０８は、変調信号７４の帯域幅が増加するのを実質的に防止するように構成される。
【００７８】
図８は、本発明の別の好適な実施形態に従って構成されたＣＤＭＡ変調信号発生器７７′のブロック図を示す。本発明のこのＣＤＭＡ実施形態では、図２の変調器７７の代わりにＣＤＭＡ変調信号発生器７７′を用いることができる。
【００７９】
通信周波数スペクトル２０（図１）がＣＤＭＡ通信スキームを実現するように構成された場合、前記のものと同様の懸念が生じることがある。すなわち、さらなる処理無く、線形増幅回路が望ましくないほど高いピーク対平均パワー比特性を示す信号を増幅することが必要になるかもしれない。高いピーク対平均パワー比は特に、多くの符号チャネルが単一増幅回路で増幅するために結合される種類のハブまたは基地局で経験される可能性が高い。
【００８０】
図２および８を参照すると、バイナリデータ源３２が再び、通信すべきデータのバイナリ入力信号ストリーム３４を提供する。本ＣＤＭＡ実施形態では、バイナリ入力信号ストリーム３４は多数の異なるＣＤＭＡ符号チャネルを通して送信されるデータを含む。バイナリ入力信号ストリーム３４はデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１５８に提供され、これは入力信号ストリーム３４を数量Ｎに分解するここでＮは、変調器７７′によって提供される独立符号チャネル、符号チャネル信号ストリーム３４′の数を表わす。Ｎ個の符号チャネル信号ストリーム３４′はそれぞれＮ個の畳込み符号器３６′に送られ、これはＮ個の符号化信号ストリーム３８′を生成する。図示しないが、この時点で信号流にインタリーバを挿入することができる。Ｎ個の符号化信号ストリーム３８′の各々はそれぞれの乗算段階１６０、１６２および１６４を通過する。乗算段階１６０は、パワー制御の目的のために各符号チャネルの相対利得を調整する倍率の適用が可能である。乗算段階１６２はモジュロ２加算によって達成することができ、直交関数（ＯＦ）（例えばウォルシュまたはハダマール符号）の適用が可能である。乗算段階１６４は単位チップ間隔毎に様々な擬似雑音（ＰＮ）符号を適用して、符号チャネルを周知の方法で拡散する。乗算段階１６４もまたモジュロ２加算によって達成することができる。
【００８１】
段階１６０、１６２および１６４の後、Ｎ個の符号チャネルは、加算段階１６６において単位間隔ベースで１単位間隔で一つに加算されて複合信号ストリーム１６８を形成する。本ＣＤＭＡ実施形態では、前記の単位間隔がここでのチップ間隔と同等であることを、当業者は理解されるであろう。さらに、多くの単位チップ間隔で、多くの異なる符号チャネルからの信号は相互に打ち消される。したがって、複合信号ストリーム１６８は控え目の平均パワーレベルを有する。しかし、まれな状況で、Ｎ個の符号チャネルの値がほとんどまたは全く打ち消されずに互いに加算される単位チップ間隔が発生する。これらのまれな状況では、複合信号ストリーム１６８は、平均レベルをはるかに超えるピークレベルを示す。したがって、複合信号ストリーム１６８は高いピーク対平均パワー比を示す。
【００８２】
複合信号ストリーム１６８は、単位チップ間隔レートで作動するパルス拡散フィルタ７６に送られる。前記の実施形態と同様に、パルス拡散フィルタ７６はナイキスト型フィルタとして実現することが好ましい。そのようなフィルタは、パルスエネルギを多くの単位間隔にわたって拡散して、不当にチップ間またはシンボル間干渉に貢献することなく、結果として得られる変調信号７４を予め定められた帯域幅に制約することによって、理想に近い状態に近づくためである。しかし、これは必要条件ではない。本ＣＤＭＡ実施形態では、すでに高いピーク対平均パワー比を示す複合信号ストリーム１６８が、すでに高いピーク対平均パワー比を悪化するような仕方で濾波される。
【００８３】
前記の通り、変調信号７４はオフタイムおよびオンタイム信号ストリーム８６および８４（図４）を含み、それらはオフタイムおよびオンタイム制約エンベロープ発生器１０６ならびに任意選択的に１０６′に送られて、前記の通り、遅延変調信号１４０と結合して、帯域幅を著しく増加することなく、まれなピークを低減させるために、制約誤差信号１０８を生成する。本ＣＤＭＡ実施形態では、歪みをあまりに激しく増加させることなく、実質的線形増幅器１４６によって容易に増幅される変形変調信号１１２の結果を達成する任意の好都合なしきい値を、しきい値発生器１１８によって生成することができる。
【００８４】
したがって、該ＣＤＭＡ実施形態では、変調信号７４は、少なくとも部分的にパルス拡散フィルタ７６の動作のため、所望の予め定められた帯域幅を示す。前記の実施形態と同様に、変調信号７４は望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す。しかし、該ＣＤＭＡ実施形態では、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比は、多くの符号チャネルを結合することから、かつパルス拡散フィルタ７６の動作から生じる。原因に関係なく、ピークは制約エンベロープ発生器１０６で識別され、かつ、変調信号７４によって示されるのと実質的に同一帯域幅、またはより小さい帯域幅を示す信号形状に構成され、ピークをより受け入れ可能なレベルまで減じる時間および大きさに構成された誤差バースト１３５（図４）の適用によって低減される。
【００８５】
図７に関連して前記の歪みは、ＣＤＭＡ実施形態に与える影響はずっと少ない。まれなピーク低減誤差バースト１３５によって誘発される雑音はＣＤＭＡ受信機回路３０（図１）に拡散されるので、全ての符号チャネルによって分配される広帯域幅全体にわたって分散される。したがって、どの単一符号チャネルについても、制約エンベロープ誤差信号１０８の雑音は、全ての他の符号チャネルによって発生する雑音フロアよりかなり低く維持される。
【００８６】
要約すると、本発明は、改善された制約エンベロープ送信機およびそのための方法を提供する。制約エンベロープ発生器を設けて、変調信号と結合されたときに予め定められた帯域幅を示し、予め定められた帯域幅を増大することなく、ピーク対平均パワー比を低減する信号を生成する。該変調信号は一般的に所望の帯域幅を示すが、ピーク対平均パワー比は望ましくないほど大きい。しかし、それは、帯域幅を増大させることなく、ピーク対平均パワー比を低下するように調整される。一実施形態では、ＣＤＭＡ変調器は、多くの符号チャネルの複合であり、望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を示す変調信号を提供する。該複合変調信号は、調整後の信号が、それ以外では望ましくないほど高いピーク対平均パワー比を忠実に再現することができない比較的安価なパワー増幅器によって、忠実に増幅できるように調整される。
【００８７】
本発明の好適な実施形態を図示し、詳細に説明したが、本発明の思想または請求の範囲から逸脱することなく、様々な変形を施すことができることは当業者に容易に理解されるであろう。例えば、本発明は多くの種類の変調に適応させることができる。さらに、前記の好適な実施形態は、デジタル変調信号に加えられるデジタル制約エンベロープ誤差信号の発生について説明したが、当業者は本発明の教示をアナログ信号に容易に適応させることができるであろう。これらおよび他の変更および変形は、請求の範囲内に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な実施形態に係るデジタル通信システムの簡易ブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施形態に係る制約エンベロープデジタル通信送信機回路のブロック図である。
【図３】本発明の好適な実施形態に係る１２の例示的連続マップ位相点に対する直交位相点信号ストリームの軌跡を表わす１６−Ｐ−ＡＰＳＫコンステレーションを示す図である。
【図４】本発明の好適な実施形態に係る複数の信号ストリームを示す図である。
【図５】本発明の好適な実施形態に係る図３の１２の連続マップ位相点に対する濾波信号ストリームの例示的軌跡を表わす、図３の位相点コンステレーションを示す図である。
【図６】本発明の好適な実施形態に係る１対のナイキスト型データバーストを示す図である。
【図７】本発明の好適な実施形態に係る図３のコンステレーションの位相点の制約エンベロープ位相点確率を表わすノイズ影響コンステレーションを示す図である。
【図８】本発明の１つの好適な実施形態に従って構成されたＣＤＭＡ変調信号発生器のブロック図である。

Claims

第１帯域幅を持ち、かつ第１ピーク対平均振幅比を持つ、通信すべきデータ（３４）を伝達する第１変調信号（７４）を生成するための変調信号発生器（７７）と、
前記第１変調信号（７４）に応答して制約帯域幅誤差信号（１０８）を生成するための制約エンベロープ発生器（１０６）と、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）を前記第１変調信号（７４）と結合して、前記通信すべきデータ（３４）を伝達する第２変調信号（１１２）を生成するための結合回路（１１０）であって、前記第２変調信号（１１２）が実質的に前記１帯域幅および第２ピーク対平均振幅比を持ち、前記第２ピーク対平均振幅比が前記第１ピーク対平均振幅比より低くなるようにした結合回路（１１０）と、
前記第２変調信号（１１２）を増幅するように構成された実質的線形増幅器（１４６）と、を備えた制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記変調信号発生器（７７）と前記結合回路（１１０）との間に結合して前記第１変調信号（７４）を前記制約帯域幅誤差信号（１０８）と同期するように遅延させる遅延要素（１３８）を追加的に備えた、請求項１に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記第１帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示すように前記制約エンベロープ発生器（１０６）を構成した、請求項２に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記第１変調信号（７４）がしきい値（１２０）より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔（１３３）が発生し、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記ピーク単位間隔（１３３）に対する誤差バースト（１３５）を含み、各誤差バースト（１３５）が複数の単位間隔（６４）にわたってエネルギを拡散しかつ１つの単位間隔（６４）にピークを示し、
誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔（１３３）と実質的に時間的に一致するように前記遅延要素（１３８）が前記第１変調信号（７４）を遅延させる、請求項２に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記誤差バーストピークが、前記第１変調信号（７４）の大きさが前記しきい値（１２０）を超える量に応答する振幅を示す、請求項４に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記変調信号発生器（７７）が符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調器（７７′）であり、前記第１変調信号（７４）が前記通信すべきデータ（３４）の複数の符号チャネルを伝達する、請求項１に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記ＣＤＭＡ変調器（７７′）が前記第１変調信号（７４）を提供するナイキスト型パルス拡散フィルタ（７６）を含む、請求項６に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記制約エンベロープ発生器（１０６）が、
前記第１変調信号（７４）に応答するパルス発生器（１２８）と、
前記パルス発生器（１２８）に結合される入力を有し、前記制約帯域幅誤差信号（１０８）を発生するように構成されたフィルタ（７６）と、を備えている、請求項１に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記第１変調信号（７４）がしきい値（１２０）より大きい大きさを示すときにパルスを発生するように前記パルス発生器（１２８）を構成した、請求項８に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記第１変調信号（７４）が示す大きさが前記しきい値（１２０）を超える値に反応する振幅を前記パルスが示すように前記パルス発生器（１２８）をさらに構成した、請求項９に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記実質的線形増幅器（１４６）が、
前記変調信号（１１２）に予歪を与えて予歪信号（１５４）にするように構成されたリニアライザ（１４８）と、
前記予歪信号（１５４）から無線周波数ブロードキャスト信号（２６）を生成するように構成された無線周波数増幅回路（１５２）と、を備えている、請求項１に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
デジタル通信周波数スペクトル（２０）において、
通信すべきデータ（３４）を伝達しかつ第１帯域幅および第１ピーク対平均振幅比を持つ第１変調信号（７４）を生成するステップと、
前記第１変調信号（７４）に応答して制約帯域幅誤差信号（１０８）を生成するステップと、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）を前記第１変調信号（７４）と結合して、前記通信すべきデータ（３４）を伝達する第２変調信号（１１２）を生成するステップであって、前記第２変調信号（１１２）が実質的に前記１帯域幅および第２ピーク対平均振幅比を持ち、前記第２ピーク対平均振幅比が前記第１ピーク対平均振幅比より低くなるようにしたステップと、
前記第２変調信号（１１２）を線形増幅するステップと、を含む、制約エンベロープ通信信号（１１２）を送信するための方法。
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記第１帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示す、請求項１２に記載の方法。
前記第１変調信号（７４）を前記制約帯域幅誤差信号（１０８）と同期するように遅延させるステップを追加的に含む、請求項１３に記載の方法。
前記第１変調信号（７４）がしきい値（１２０）より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔（１３３）が発生し、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記ピーク単位間隔（１３３）に対する誤差バースト（１３５）を含み、各誤差バースト（１３５）が複数の単位間隔（６４）にわたってエネルギを拡散しかつ１つの単位間隔（６４）にピークを示し、
誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔（１３３）と実質的に時間的に一致するように前記第１変調信号（７４）が遅延される、請求項１４に記載の方法。
前記誤差バーストピークが、前記第１変調信号（７４）の大きさが前記しきい値（１２０）を超える量に応答する振幅を示すように、前記制約帯域幅誤差信号（１０８）を形成するステップを追加的に含む、請求項１５に記載の方法。
前記第１変調信号生成動作が前記第１変調信号（７４）を、前記通信すべきデータ（３４）の複数の符号チャネルを伝達する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号（３４）として構成する、請求項１２に記載の方法。
第１帯域幅を持ち、かつ第１ピーク対平均振幅比を持ち、通信すべきデータ（３４）を伝達する第１変調信号（７４）を生成するための変調信号発生器（７７）と、
前記第１変調信号（７４）に応答して制約帯域幅誤差信号（１０８）を生成するための制約エンベロープ発生器（１０６）であって、前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記第１帯域幅と実質的に等しいかそれより低い帯域幅を示し、かつ前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が、前記第１変調信号（７４）の大きさがしきい値（１２０）を超える量に応答するピーク振幅を示すようにした制約エンベロープ発生器（１０６）と、
前記第１変調信号（７４）を前記制約帯域幅誤差信号（１０８）と同期するように遅延させるための遅延要素（１３８）と、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）を前記第１変調信号（７４）と結合して、前記通信すべきデータ（３４）を伝達する第２変調信号（１１２）を生成するための結合回路（１１０）であって、前記第２変調信号（１１２）が実質的に前記１帯域幅および第２ピーク対平均振幅比を持ち、前記第２ピーク対平均振幅比が前記第１ピーク対平均振幅比より低くなるようにした結合回路（１１０）と、
前記第２変調信号（１１２）を増幅するように構成された実質的線形増幅器（１４６）と、を備えた制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記変調信号発生器（７７）が符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調器（７７′）であり、前記第１変調信号（７４）が前記通信すべきデータ（３４）の複数の符号チャネルを伝達する、請求項１８に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。
前記第１変調信号（７４）が前記しきい値（１２０）より大きい大きさを示したときにピーク単位間隔（１３３）が発生し、
前記制約帯域幅誤差信号（１０８）が前記ピーク単位間隔（１３３）に対する誤差バースト（１３５）を含み、各誤差バースト（１３５）が複数の単位間隔（６４）にわたってエネルギを拡散しかつ１つの単位間隔（６４）にピークを示し、
誤差バーストピークが前記ピーク単位間隔（１３３）と実質的に時間的に一致するように前記遅延要素（１３８）が前記第１変調信号（７４）を遅延させる、請求項１８に記載の制約エンベロープデジタル通信送信機回路（２２）。