CN1863183B - 约束包络发射机及其方法 - Google Patents

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Abstract

约束包络数字通信发射机电路(22)包括二进制数据源(32)，该数据源提供输入流(34)到调制器(77，77’)。调制器(77，77’)包括脉冲扩展滤波器(76)，其将相位点流(50)或复合信号流(168)滤波成调制信号(74)。约束包络生成器(106)从调制信号(74)中生成约束带宽误差信号(108)，以及延迟单元(138)将调制信号(74)延迟为与约束带宽误差信号流(108)同步的延迟的调制信号(1240)。复合求和电路(110)把延迟的调制信号(140)与约束带宽误差信号流(108)相加成修改的调制信号(112)，以及基本上线性放大器(146)放大修改的调制信号(112)，并将它作为射频广播信号(26)进行发射。

Description

约束包络发射机及其方法
技术领域
本发明一般涉及电子通信领域。更具体地，本发明涉及约束包络数字发射机电路领域。
背景技术
无线数字通信系统理想地应当限制使用超过通信实际需求的频谱的任何部分。频谱的如此最大有效的使用允许每个给定频谱的最大数量的通信信道。然而，在现实世界中，由于不完善的信号放大而使一些频谱再增长(即，频谱带宽的增加)是不可避免的。
在无线通信系统中，已使用各种方法来使频谱的再增长为最小。一些常规的方法利用复合数字信号处理算法来以有利于使频谱再增长最小的某一方式来改变数字调制的传输信号。这样的复合算法非常适于低通过量的应用，即，小于0.5Mbps(每秒兆比特)的应用，诸如声码器或其他音频数据的传输。这是因为低通过率允许码元之间的足以使处理器执行大量与时常重复的计算来进行所要求的信号修改的时间。不幸地，诸如高速视频数据传输的高通过量应用(即，大于0.5Mbps的应用)不能使用复合处理算法，这是因为处理较高的数据速率所要求的处理功率是不实际的。
数字信号处理方法可以与突发(burst)信号的传输一起使用。利用突发传输，突发之间的空隙时间(interstitial time)可以用于根据整个突发进行必要的复合计算。在使用连续(与突发相反)传输时，该方法是不实际的。
使频谱带宽最小的后调制脉冲整形的常规形式利用Nyquist(奈奎斯特)滤波的某一方式，诸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滚降等。Nyquist类型滤波器因为提供接近理想的频谱约束波形和可互联的码元间干扰因而是所需要的。这通过以来自任何给定相位点实际的能量在合适的间隔抽样时刻上不干扰前面与后面数据的能量的方式在许多单元间隔上扩展单个星座图相位点的数据来实现。
传输电路中Nyquist类型滤波的使用产生包含具有频谱约束波形的脉冲波形的滤波信号流。Nyquist类型脉冲波形的带宽约束的程度是额外带宽因子(excess bandwidth factor)α的函数。α的值越小，脉冲波形的频谱再增长约束越大。因此希望具有尽可能小的α值。然而，在α值降低时，频谱约束波形幅度与频谱无约束波形幅度之比增加。频谱无约束波形是不采取措施来减少频谱再增长时得到的波形。典型的设计使用0.10-0.5的α值。对于0.2的示例性α值，频谱约束波形的幅度约为无约束波形的1.8倍。这意味着：对于1.0的标准化频谱无约束波形幅度功率，发射机输出放大器必须实际上能提供3.24(1.82)的输出功率来精确地发送频谱约束波形，这提出几个问题。
对发射机输出放大器加偏置以使最大频谱无约束波形(1.0标准化)在或靠近放大器的线性区域的顶部时，所有的“过功率”将在放大器饱和时被限幅、这样的限幅引起频谱再增长的明显增加，排除了Nyquist类型滤波的使用。
对发射机输出放大器加偏置以使频谱约束波形在或靠近放大器的线性区域的顶部，要求输出放大器具有比起对于频谱无约束波形的传输所要求的功率高得多的功率。这样的较高功率放大器固有地比低功率放大器昂贵。
在码分多址(CDMA)通信系统中，以及具体在CDMA通信系统的主站或基站中在引用发射功率放大器方面出现类似的难题。在CDMA主站或基站，通过把许多代码信道按逐个码片的原则相加在一起，许多代码信道常常被组合成符号CDMA信号。更经常地，某些信道抵消其他信道，以及得到的复合信号出现中等幅度。因此，复合信号的平均功率电平可能是相对较低的。然而，在不常见的场合下，出现复合信号中没有信道或仅仅几个信道抵消的码片间隔。当这种情形出现时，得到的复合信号呈现较大的峰值。为了忠实地再现复合信号，功率放大器应当能够再现不常见的较大的峰值，而不削波或失真。削波或失真将导致不想要的频谱再生以及通过造成代码信道之间的正交性的损失而减小容量。
在许多传统的CDMA系统中，峰值-平均功率放大器约束是这样严重，以致于为了改进峰值-平均功率比值和允许使用不太昂贵的、更有效地使用的功率放大器，使用非理想的脉冲成形滤波器，虽然非理想滤波器改进峰值-平均功率约束，但它们使得码片间干扰更坏。
发明内容
本发明的一个优点在于提供了改进的约束包络发射机及其方法。
本发明的另一个优点在于提供约束包络生成器，生成一个信号，它在与呈现预定的带宽的调制信号相组合时，减小峰值-平均功率比值，而不增加预定的带宽。
本发明的一个优点在于呈现想要的带宽、但具有不希望的大的峰值-平均功率比值的调制的信号，被调节成减小峰值-平均功率比值，而不增加预定的带宽。
本发明的另一个优点在于，在一个实施例中，CDMA调制器提供作为许多代码信道的复合和呈现不希望的高的峰值-平均功率比值的调制信号，复合调制信号被调节成使得调节的信号可以由相对较便宜的功率放大器被忠实地放大，否则不能忠实地再现不希望的高的峰值-平均功率比值。
本发明的以上的和其他的优点由约束包络数字通信发射机电路以一种形式被实行。发射机电路包括调制信号生成器，用于生成传送要被通信的数据的第一调制信号，具有第一带宽和具有第一峰值-平均幅度比值。发射机电路也包括约束包络生成器，用于响应于所述第一调制信号生成约束的带宽误差信号。组合电路把约束的带宽误差信号与第一调制信号相组合，生成第二调制信号。第二调制信号传送要被通信的数据，以及基本上呈现第一带宽和第二峰值-平均幅度比值。第二峰值-平均幅度比值小于第一峰值-平均幅度比值。基本上线性的放大器放大第二调制信号。
具体地，本发明提供一种约束包络数字通信发射机电路，包括：用于从相位点信号流中生成滤波信号流的装置，所述滤波信号流具有在多个单元波特间隔上扩展的每个相位点的能量并具有第一带宽；约束包络生成器，用于响应于所述滤波信号流而生成约束带宽误差信号，所述约束带宽误差信号呈现等于或小于所述第一带宽的带宽；延迟单元，耦合到所述滤波信号流生成装置，用于产生延迟版本的所述滤波信号流；组合电路，用于把所述延迟版本的所述滤波信号流与所述约束带宽误差信号流相组合，以产生约束包络信号流；和线性放大器，用于放大所述约束包络信号流。
本发明还提供一种用于发送约束包络通信信号的方法，所述方法包括：a)滤波相位点信号流，以产生滤波信号流，所述滤波信号流具有在多个单元波特间隔上扩展的每个相位点的能量并具有第一带宽；b)从所述滤波信号流中生成约束带宽误差信号流，所述约束带宽误差信号流呈现等于或小于所述第一带宽的带宽；c)产生延迟版本的所述滤波信号流；d)把所述延迟版本的所述滤波信号流与所述约束带宽误差信号流相组合，以产生约束包络信号流；e)放大所述约束包络信号流，以产生所述约束包络通信信号；和f)发送所述约束包络通信信号。
附图说明
通过结合附图参阅具体的描述与权利要求可以更全面理解本发明，其中相同的标号在整个附图中指类似的项目，其中：
图1描述根据本发明最佳实施例的数字通信系统的简化方框图；
图2描述根据本发明最佳实施例的约束包络数字通信发射机电路的方框图；
图3描述表示根据本发明最佳实施例的12个示例性连续变换相位点上正交相位点信号流的轨迹的16-P-APSK星座图；
图4描述根据本发明最佳实施例的多个信号流；
图5描述表示根据本发明最佳实施例的图3的12个连续变换相位点上滤波信号流的示例性轨迹的图3的相位点星座图；
图6描述根据本发明最佳实施例的一对Nyquist类型数据突发；
图7描述表示根据本发明最佳实施例的图3的星座图的相位点的约束包络相位点概率的噪声影响星座图；以及
图8描述根据本发明的一个最佳实施例配置的CDMA调制信号生成器的方框图。
具体实施方式
图1描述数字通信系统20的简化方框图，而图2描述根据本发明最佳实施例的约束包络数字通信发射机电路22的方框图。图2所示的发射机电路22的实施例在时分多址(TDMA)和/或频分多址(FDMA)通信系统20中是特别有利的。下面的讨论参见图1与2。
如图1所示的数字通信系统20包括一起构造为调制与发送射频(RF)广播信号26给接收机天线28与接收机电路30的发射机电路22与发射机天线24，此接收机天线28与接收机电路30一起构造为接收与解调RF广播信号26。本领域技术人员将认识到：所述系统20的实施例是仅仅用于讨论目的的一个简化示例。在正常使用时，系统20有可能是由许多组成部分与广播信号构成的复合系统。将认识到：这样的复合通信系统用于系统20无论如何不背离本发明的精神或所附权利要求书的范畴。
发射机电路22具有提供二进制输入信号流34的二进制数据源32。二进制数据源32可以是产生输入信号流34的任何电路、装置或其组合。输入信号流34由可以以任何所需方式进行预先编码的二进制数据组成。即，输入信号流34可以由未编码、链接编码、Reed-Solomon块编码或使用的通信方案所希望或要求的任何其他形式编码的数据组成。
在该最佳实施例中，输入信号流34是传送到卷积编码器36的输入端的连续数据流(与突发数据相反)。卷积编码器36将输入信号流34卷积编码(例如，Viterbi编码或turbo(涡轮)编码)为编码信号流38。发射机电路22中卷积编码器36和接收机电路30中同样的卷积解码器(未示出)的使用以本领域技术人员公知的方式显著减少总的信号的误码率。然而，可以省略卷积编码器36。
交错器40临时去相关编码信号流38以产生交错信号流42，即，组成二进制信号流的码元在发射机电路22中临时进行去相关(即，分离)并在接收机电路30中临时进行相关。这样做，以使下面讨论的利用下行发射机部分产生的相关误差随后在接收机电路30中进行卷积解码之前通过位于接收机电路30中的互补去交错器进行去相关。
在该最佳实施例中，交错信号流42传送到相位变换器(phasemapper)44的输入端。本领域技术人员将认识到：例如在省略卷积编码器36时，交错器40不是发射机电路22的所有实施例中所希望的。在省略交错器40时，将编码信号流38直接传送到相位变换器44的输入端。当省略卷积编码器36与交错器40时，二进制输入信号流直接传送到相位变换器44的输入端。
图3描述16个相位点极化振幅和相移键控(16-P-APSK)星座图46，表示根据本发明最佳实施例的12个示例性顺序相位点52上的正交相位点信号流50(图2)的轨迹48。下面的讨论参见图2-3。
相位变换器44将出现在交错信号流42、编码信号流38或输入信号流34中的码元(即，二进制数据单元)变换为相位点星座图46中的相位点54。虽然星座图46在图3中描述为16-P-APSK星座图，但本领域技术人员将认识到：本发明的电路与方法可应用于所有形式的星座图。本发明在与具有不同幅度的相位点环的星座图(即，振幅与相移键控(APSK)星座图)一起使用时特别有益，这是因为要求信号的振幅调制的APSK星座图希望使用线性放大器来再生那个振幅调制而是真实的。
星座图46中的每个相位点54表示多个码元，在此示例中为四个码元。给定相位点54中的码元的值以本领域技术人员公知的方式确定那个相位点54在星座图46中的位置。
每个正交相位点54可以认为具有笛卡尔坐标系统中表示为I，Q的矢量值，其中I为同相(横坐标)值，而Q为此矢量的正交(纵坐标)值，或认为具有在极坐标系统中表示为M，φ的矢量值，其中M为幅度，而φ为此矢量的相角。在本讨论中，将始终使用M，φ设计，这是因为矢量幅度是讨论最多的矢量分量。
在图3的示例性16-P-APSK星座图46中，每个相位点54驻留在外环56或内环58上。驻留在外环56使得相位点54是外环或最大幅度相位点60。即，外环相位点60具有利用外环56的半径表示的最大值(M的最大值)。为讨论起见，外环相位点60的幅度标准化为1.00。
内环相位点62(即，驻留于内环58上的那些相位点54)具有利用内环58的半径表示的较小幅度。对于图3所示的示例性16-P-APSK星座图46。在外环相位点60的幅度标准化为1.00时，内环相位点62的幅度可以希望为大约0.63。
图4表示根据本发明最佳实施例的多个信号流。下面的讨论参见图2-4。
相位变换器44的输出是相位点信号流50。相位变换器44每个单元间隔64处理一个相位点54。即，相位点信号流50由一串连续相位点脉冲66组成，每个相位点脉冲66表示其前沿隔开一个单元间隔64的一个相位点54。本领域技术人员将认识到：相位点信号流50的其他实施例同样是有效的，所使用的实施例取决于产生与串联相位点信号流50的电路，以及这个或任何其他信号流的其他实施例的使用不违背本发明的精神也不脱离所附权利要求书的范畴。
图3与4表示代表发射机电路22(图2)处理的随机数据流的一串12个示例性相位点52。这12个示例性相位点52临时驻留在标记为t0，t1，t2，t3，t4，t5，t6，t7，t8，t9，t10与t11的连续位置上。这些标记表示单元间隔64上的顺序整数时间，即整数波特时间，比表示相位点脉冲66的前沿时间。在此讨论中，为简化起见，在时间tN出现的任何事件应称为“事件tN”。例如，在时间t2出现的示例性相位点52应称为相位点t2，并且其前沿在时间t2出现的相关相位点脉冲66应称为相位点信号脉冲t2。换句话说，在时间t2，相位点t2计时并且相位点信号脉冲t2开始。在一个单元间隔64之后，在时间t3，相位点t3计时并且相位点脉冲t3开始。此处理利用图3所示的12个示例性相位点t0-t11和图4的相位点信号流50中所示的12个相位点信号脉冲t0-t11无限地继续。
下面的表1表示相位点信号脉冲t0到t11的幅度。相位点t0是外环相位点60。相位点信号脉冲t0因此具有外环幅度68。以同样的方式，相位点t1是内环相位点62并且相位点信号脉冲t1具有内环幅度70。
  相位点信号脉冲   幅度
  t<sub>0</sub>   外环68
  t<sub>1</sub>   内环70
  t<sub>2</sub>   外环68
  t<sub>3</sub>   外环68
  t<sub>4</sub>   内环70
  t<sub>5</sub>   外环68
  t<sub>6</sub>   外环68
  t<sub>7</sub>   外环68
  t<sub>8</sub>   外环68
  t<sub>9</sub>   内环70
  t<sub>10</sub>   外环68
  t<sub>11</sub>   内环70
表1相位点脉冲幅度
相位点信号流50通过星座图46影响轨迹48。轨迹48又与单元间隔64上每个示例性相位点t0至t11的位置一致。在图3中，轨迹48描述为影响相邻示例性相位点52之间的最小距离(直线)路径。本领域技术人员将认识到：如此描述轨迹48只为了简明起见，而在实际应用中，轨迹48以不连续方式在示例性相位点52之间瞬时跳跃或快动。
图5描述表示根据本发明最佳实施例的在12个示例性顺序相位点52上的滤波信号流74(图2)的轨迹72的扩展相位点星座图46’。下面的讨论参见图2-5。
在此最佳实施例中，相位点信号流50传送到脉冲扩展滤波器76的输入端，此滤波器最好实现为Nyquist类型滤波器，诸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滚降等滤波器。如图5所示，脉冲扩展滤波器76将相位点信号流50滤波为滤波信号流74。在也称为多音频调制(MTM)系统的正交频分多路复用(OFDM)系统中，脉冲扩展滤波器76可以使用复用转换器或等效电路来实现。卷积编码器36、交错器40、相位变换器44和脉冲扩展滤波器76一起形成调制信号生成器77(或简称为调制器77)的一个实施例。滤波信号流74在下面被称为调制信号，因为它传送在调制器77的输出端处即使以很多处理的(即，调制的)形式的二进制输入信号流34(图2)中原先存在的要被通信的数据。
根据本领域技术人员所熟知的Shannon理论，脉冲扩展滤波器76为接收的每个输入相位点脉冲66至少产生两个(在此最佳实施例中仅为两个)输出滤波信号脉冲78，即滤波信号流74的复合样本。这被表示在图4中，其中滤波信号流74每个单元间隔64拥有两个滤波信号脉冲78。在此最佳实施例中，滤波信号脉冲78由交替的工作时间脉冲80(即，整数单元间隔64上的滤波信号流的样本)和不工作时间(off-time)脉冲82(即，整数单元间隔64之间的滤波信号流74的样本)构成。实际上，滤波信号流74由两个交错数据流(即，工作时间信号流84和不工作时间信号流86)组成。
工作时间信号流84实质上是相位点信号流50的一个版本，其中每个相位点脉冲66在从一个单元间隔64至半个单元间隔88的时间期间可能已减少而变成工作时间脉冲80，同时保持基本上相同的相对前沿时间。即，滤波信号脉冲t0实质上具有与具有约一半时长的相位点脉冲t0相同的幅度和实质上相同的前沿时间。当然，本领域技术人员将认识到：可以将信号流74与84从信号流50延迟一段由滤波器76施加的延迟时间。
本领域技术人员将认识到：工作时间信号流84不同于相位点信号流50之处在于，不太理想的Nyquist类型滤波器76被使用于脉冲扩展滤波器76。因此，如果纯Nyquist滤波器被使用于脉冲扩展滤波器76，则工作时间信号流84将不会很大地不同于相位点信号流50。然而，如果使用根Nyquist或升余弦滚降滤波器，则工作时间信号流84将呈现小的差别，以及如果使用其他类型的滤波器，则可以观察到更明显的差别。
通过脉冲扩展滤波器76生成工作时间脉冲80与不工作时间脉冲82有效地通过工作时间相位点90(圆形)和不工作时间相位点92(矩形)定位于扩展的星座图46’(图5)中。星座图46(图3)的原始相位点54(即，传送将由发射机电路22传递的智能的相位点)是扩展星座图46’的工作时间相位点90。
加到扩展星座图46’上的是工作时间相位点90，而每个不工作时间相位点92出现或反而传送此智能来定义大约在连续工作时间相位点90之间的中间时间的信号。因此，示例性顺序相位点52变成示例性滤波相位点94。示例性滤波相位点94由交替的示例性工作时间滤波相位点96与示例性不工作时间滤波相位点98组成，并且驻留在或反而传送此智能以定义标记为t0，t0.5，t1，t1.5，t2，t2.5，t3，t3.5，t4，t4.5，t5，t5.5，t6，t6.5，t7，t7.5，t8，t8.5，t9，t9.5，t10，t10.5和t11的时间连续位置上的信号。在图5中，示例性工作时间滤波相位点96位于整数波特时间(t0，t1，t2，等)上，而示例性不工作时间滤波相位点98位于小数波特(非整数波特)时间(t0.5，t1.5，t2.5等)上。
不管脉冲扩展滤波器76被实现的形式，脉冲扩展滤波器76对频谱含量作出贡献。基本上，脉冲扩展滤波器76在许多单元间隔64上在时间上扩展来自每个相位点脉冲66的能量，这样，来自每个相位点脉冲66的几乎所有的能量，保持约束在想要的带宽内。得到的滤波的信号流74因此代表在每个单元间隔64上，其能量在几个单元间隔64上在时间上被扩展的、几个相位点脉冲66的部分的和值。
约在连续工作时间相位点90之间的中间时间上的不工作时间相位点92的生成使滤波信号轨迹72得到具有大于外环幅度68的本地(local)峰值幅度99的偏移，这样的偏移出现是因为在任何给定时刻上轨迹72的中间位置不仅是那些相位点54靠近那个位置的结果也是多个相位点54在那个时刻之前与之后的结果，即，在此最佳实施例中，不仅t2与t3的位置而且也利用在t2.5相位点之前的许多相位点54(t2，t1.5，t1，t0.5等)的位置和在t2.5相位点之后的许多相位点54(t3，t3.5，t4，t4.5等)的位置来确定时间t2.5(即，与不工作时间相位点t2.5一致)上轨迹72的位置。
此现象被表示在图6中，图6表示根据本发明最佳实施例的一对Nyquist类型数据突发100。下面的讨论参见图2、4、5与6。
在此最佳实施例中，脉冲扩展滤波器76实现为Nyquist连续滤波器。因此，在利用脉冲扩展滤波器76滤波单个相位点脉冲66时，将此单个脉冲66变换为在多个单元间隔64上扩展为Nyquist类型数据突发100。数据突发100在特定的相位点脉冲66的主抽样时间(即，在用于相位点脉冲t2的时间t2)上获得数据突发峰值102比在峰值数据突发值102之前与之后的整数单元间隔64(即，在用于相位点脉冲t2的时间…，t-1，t0，t1与t3，t4，t5，…)上获得接近零数据突发值104(即，等于零)是Nyquist类型滤波器的特性、以这种方式，在此定时时刻(时间t2)之前与之后的多个波特间隔(baud interval)64上扩展每个脉冲78的能量。
图6表示用于相位点脉冲t2与t3的Nyquist类型数据突发100，其中数据突发t2描述为实线，而数据突发t3描述为虚线。例如，在图6中可以看出：在数据t2上数据突发t2的值是峰值数据突发值102。在与时间t2隔开整数数量的单元间隔64的每个其他时间上，数据突发t2的值是零。对于数据突发t3出现类似的情况。
轨迹72的值在每个时刻上是那个时刻上所有的数据突发100的总和。在图6的简化的两个数据突发示例中，利用虚线表示的轨迹72是数据突发t2与数据突发t3之和。由于数据突发t2与t3在除了时间t2与t3之外的每个整数时间tN上是零，所以轨迹72的值在时间t2与t3之外也是零，在时间t2与t3分别假定为数据突发t2与t3的峰值。
在整数波特时间之间的任何一个时刻上轨迹72的值是那个时刻上所有数据突发100的值之和。例如，在考虑两个数据突发100的图6中，轨迹72具有是时间t2,5是数据突发t2与t3的值之和的时间t2.5上的一个值。由于数据突发t2与t3在时间t2,5都具有有效的正值，所以轨迹72具有显然大于数据突发t2或数据突发t3的最大值的一个值。
由于轨迹72描述所有数据突发100的和，所以轨迹72是描述这些数据突发100的曲线形状(图6)的函数。即，轨迹72是任何给定点上滤波信号复合数字值的滤波信号峰值幅度分量的函数。数据突发曲线的形状是脉冲扩展滤波器76的设计特性的额外带宽因数α的函数。α的值越小，轨迹72可能超过相邻数据突发100的峰值数据突发值102越多。脉冲扩展滤波器76的典型设计使用0.1-0.5的α值。对于相同取值的相邻相位点54和0.2的α值，最大偏移幅度105(即，轨迹72可能的本地峰值幅度99)大约是最大相位点幅度值的1.8倍。即，约束包络的幅度大约是无约束包络的1.8倍。
在图3、4与6所示的最佳实施例中，工作时间相位点t2与t3均是具有1.00的标准化外环幅度68的外环相位点60。因此，不工作时间相位点t2,5可以具有1.8的标准化最大偏移幅度105。这表示忠实发送相位点t2,5而没有过分失真并且没有本发明的益处的发射机电路22将要求发送表示最高幅度智能传送相位点54的相位点t2或t3所要求的功率的3.24(1.82)倍的输出功率，这是最高的幅度智能载送相位点54的代表。换句话说，信号流74的峰值-平均功率比值特性是相当高的，以及调制器77下游的部件，诸如功率放大器，没有下面讨论的进一步处理的益处，将需要被配置成包容这个相对较高的峰值-平均功率比值特性。然而，每种配置将代表可提供的功率的低效率的使用。
下面的讨论参见图2、4与5。
不工作时间信号流86(即，滤波信号流74的一部分)从脉冲扩展滤波器76的输出端传送到不工作时间约束包络生成器106的输入端。不工作时间约束包络生成器106的任务是从不工作时间信号流86中生成不工作时间约束带宽误差信号流108。复合相加或组合电路110组合不工作时间约束带宽误差信号流108与滤波信号流74的延迟版本(下面讨论)以产生一个约束包络信号流112。约束包络信号流112实际上是利用大于诸如外环幅度68的预定幅度的幅度补偿轨迹72的偏移的调制信号。结果，约束包络信号流112(下面也称为修改的调制信号112)呈现由下游的部件更容易包容的、相对较低的峰值-平均功率比值特性。
正交门限生成器118生成正交门限信号120。在此最佳实施例中，门限信号120是具有近似等于外环幅度68的值的稳态恒定信号。门限信号120用于建立不工作时间信号流86与之进行比较的基准。本领域技术人员将认识到：门限信号120可以假定与比较中采用的方法与电路一致的许多形式与值。其他形式和/或其他值的使用不脱离本发明的精神也不脱离所附权利要求书的范畴。
门限信号120与不工作时间信号流86在不工作时间复合求和，或在组合电路122中进行组合，以产生不工作时间差信号流124。不工作时间差信号流124由其值是等效的不工作时间脉冲82的值与门限信号120的值之间的差的一系列不工作时间差脉冲126组成。由于任何给定的不工作时间脉冲82可能具有大于、等于或小于门限信号120的值的一个值，所以不工作时间差信号流124通常由具有正、零与负值的不工作时间差脉冲126的组合组成。
将不工作时间差信号流124传送到不工作时间鉴别器128的输入端以产生不工作时间误差信号流130。在此最佳实施例中，不工作时间误差信号流130是不工作时间差信号流124的偏差，其中具有正值的所有不工作时间差脉冲126作为不工作时间误差脉冲132不变地进行传送，而所有其他的不工作时间差脉冲126作为零值脉冲(即，消除)进行传送。换句话说，不工作时间鉴别器128用作为脉冲生成器。不工作时间误差信号流130从误差脉冲132产生，该脉冲的定时与轨迹72超过门限信号120的偏移相符，并且该脉冲的幅度对应于轨迹72超过门限信号120的程度。不工作时间误差信号流130提供不工作时间误差脉冲132的单元间隔64在下面被称为峰值单元间隔133。
随后将不工作时间误差信号流130传送到不工作时间脉冲扩展滤波器134的输入端。不工作时间脉冲扩展滤波器134实质上与第一脉冲扩展滤波器76相同。即，在此最佳实施例中，脉冲扩展滤波器76与134实现为具有基本上相同的传递特性的Nyquist类型滤波器。然而，在其他应用中，诸如0FDM应用，非相同的脉冲扩展滤波器76和134可能是有利的。不工作时间脉冲扩展滤波器134产生不工作时间约束带宽误差信号流108并完成不工作时间约束包络生成器106的动作。
像脉冲扩展滤波器76那样，脉冲扩展滤波器134被配置成达到频谱包含目标。实质上，脉冲扩展滤波器134在许多单元间隔64上在时间上扩展来自每个不工作时间误差脉冲132的能量，这样，来自每个不工作时间误差脉冲132的几乎所有的能量保持约束在想要的带宽内，通常与脉冲扩展滤波器76被设计的、基本上相同的带宽。最终得到的约束带宽误差信号流108因此代表在每个单元间隔64上，其能量在几个单元间隔64上在时间上被扩展的、几个不工作时间误差脉冲132的部分的和值。如果不工作时间约束带宽误差信号108是呈现比起调制信号74更窄的带宽，则不会造成对频谱包含的损害。然而，当不工作时间约束带宽误差信号流108呈现比起调制信号74越加宽的带宽时，造成对频谱含量越多的损害。因此，不工作时间约束带宽误差信号流108希望地呈现基本上等于或小于由调制信号74所呈现的带宽的带宽。
在不工作时间约束包络生成器106内，不工作时间脉冲扩展滤波器134对于每个峰值单元间隔133从不工作时间鉴别器128接收一个不工作时间误差脉冲132。不工作时间脉冲扩展滤波器134随后将每个不工作时间误差脉冲132变换为Nyquist类型突发差错(errorburst)135，这些突发差错具有与数据突发100基本上相同的形状(图6)。每个突发差错135在多个单元间隔64上扩展能量并在一个单元间隔64中呈现峰值。突发差错135的峰值在时间上与峰值单元间隔133基本一致。由于不工作时间脉冲扩展滤波器134是Nyquist类型滤波器，所以每个突发差错135在特定的不工作时间误差脉冲132的主抽样时间上(即，在用于误差脉冲t2.5的时间t2.5上)获得突发差错峰值(未示出)并在此峰值突发差错值之前与之后的整数单元间隔64(即，在用于误差脉冲t2.5的时间…t-1.5，t0.5，t1.5，与t3.5，t4.5，t5.5，…)上获得零突发差错值(未示出)。以这种方式，每个不工作时间约束包络误差脉冲136的能量扩展在计时时刻(时间t2.5)之前或之后的多个间隔64上。这导致不工作时间误差信号流130变换为不工作时间约束带宽误差信号流108。不工作时间约束带宽误差信号流108由不工作时间约束包络误差脉冲136组成。此操作实质上与上述的相位点信号流50变换为调制信号74中脉冲扩展滤波器76的操作相同。
由于从不工作时间脉冲82中导出不工作时间约束包络误差脉冲136，所以突发差错峰值与零值大约出现在整数波特时间之间的中间时间上，即，出现在波特时间t0.5，t1.5，t2.5等，因此出现在滤波信号流74的数据突发峰值与零值102与104之间。
不工作时间约束带宽误差信号流108的产生完成不工作时间约束包络生成器106的操作。
调制信号74也传送到延迟单元138的输入端。延迟单元138产生延迟的信号流140，这是充分延迟以补偿不工作时间约束包络生成器106中和特别地不工作时间脉冲扩展滤波器134中遇到的传播与其他延迟的有效滤波信号流74。换句话说，延迟信号流140是与不工作时间约束带宽误差信号流108同步的滤波信号流74。
组合电路110组合延迟信号流140形式的滤波信号流74与不工作时间约束带宽信号流108，以减少滤波信号流74的峰值幅度分量。所得到的约束包络信号流112由其值是相应滤波信号脉冲78与不工作时间约束包络误差脉冲136的值之间的差的一系列数字脉冲142组成，结果是在此最佳实施例中其值未明显超过扩展星座图46’的外环幅度68的一系列数字脉冲142。同时，在修改的调制信号112中保持调制信号74的带宽。
在本发明的一些实施例中，某些外环相位点60可以具有大于外环幅度68的幅度，即，可以位于外环56之外。这种情况可以作为脉冲扩展滤波器76执行本领域技术人员公知的诸如根Nyquist滤波器的某些Nyquist类型功能的结果，在这样的实施例中，发射机电路22除了上述的不工作时间约束包络生成器106之外还包含工作时间约束包络生成器106’。
也是滤波信号流74的一部分的工作时间信号流84从脉冲扩展滤波器76的输出端传送到工作时间约束包络生成器106’的输入端。工作时间约束包络生成器106’的任务是从工作时间信号流84中产生工作时间约束带宽误差信号流108’。组合电路110将不工作时间与工作时间约束带宽误差信号流108与108’和延迟版本的滤波信号流74(下面讨论)组合以产生约束包络信号流112。
工作时间约束包络生成器106’以类似于不工作时间约束包络生成器106的操作方式操作。在工作时间复合求和/或组合电路122’中组合门限信号120与工作时间信号流84以产生工作时间差信号流124’。将工作时间差信号流124’传送到工作时间鉴别器128’的输入端以产生一个工作时间误差信号流130’，随后将工作时间误差信号流130’传送到工作时间脉冲扩展滤波器134’的输入端，这产生工作时间约束带宽误差信号流108’。与不工作时间脉冲扩展滤波器134相同，工作时间脉冲扩展滤波器134’实质上与第一脉冲扩展滤波器76相同。
由于从工作时间脉冲80中导出工作时间约束包络误差脉冲(未示出)，所以突发差错峰值与零值出现在整数波特时间上，即，出现在波特时间t1，t2，t3等上，因此出现在滤波信号流74的一个数据突发峰值与零值102与104之间。
组合电路110组合延迟信号流140形式的滤波信号流74和工作时间约束带宽误差信号流108与108’，以减小滤波信号流74的峰值幅度分量，而不会很大地增加调制信号74的带宽。
此方法的负面影响是整数单元间隔64上的轨迹72给星座图46(图3)中的相位点54的位置加上信号有关的波特限制的噪声因数。这导致发射机电路22发送“噪声影响”相位点星座图46’。在图7中，噪声影响星座图46’描述为表示根据本发明最佳实施例的相位点54的约束包络相位点概率144。下面的讨论参见图2、3、5与7。
相位点概率144完全与相位点54驻留在星座图46中一样驻留在噪声影响星座图46”中，即，位于具有相同位置上的执行的同一结构中。给定相位点概率144内给定发送相位点145的实际位置是多种可变情况的函数，并且虽然稍微相关，但除了在某些特殊化情况中之外不容易预测此实际位置。实际上，大于给定相位点54，所导致的发送相位点145可能位于相位点概率144内的某一地方，即，位于具有与原始相位点54的位置一致的中心的不确定区域内。发送相位点145位于那个不确定区域内任何特定位置上的概率作为那个特定位置距原始相位点54的位置的距离的逆函数而变化。
对于任一给定相位点54，可以认为发送相位点145最靠近噪声影响星座图46’内其理想化位置。即，约束包络信号流112的轨迹(未示出)在计时时刻通过最靠近示例性相位点t0，t1，t2等的最理想化位置。
相位变换器44产生的星座图46的原始相位点54是扩展星座图46’的工作时间相位点90(圆形)。正是这些工作时间相位点90传送最终发送的RF广播信号26的信息，不工作时间相位点92(矩形)是限制频谱再增长所要求的脉冲扩展滤波器76的副产品并且实质上不传送智能。噪声影响星座图46”的相位点概率144表示从工作时间相位点90中导出的发送相位点145的可能位置的结果区域。相位点概率144的中心与扩展星座图46’内工作时间相位点90一样占据噪声影响星座图46”内标准化位置。
发送相位点145相对相应工作时间相位点90的位置偏差表示位置误差的程度。此位置误差降低误码率并对发送不利。然而，约束包络信号流112中缺少具有显著大于外环幅度68(图4)的幅度的不工作时间相位点92对于给定带宽与功率放大器除了补偿发送相位点145的位置误差之外还允许功率输出的增加，这导致性能的净改善。
为了使得任何决定性影响最小化而同时达到想要的目标峰值-平均功率比和带宽(即，使得性能最佳化)，本领域技术人员可以以各种方式修正以上讨论的实施例。例如，在一个替换的最佳实施例中，不工作时间和工作时间误差信号流130和130’可以在被加到脉冲扩展滤波器134和134’之前路由到各个工作时间和不工作时间相乘部分(未示出)。这样的相乘部分互相定标误差脉冲132和得到的突发差错135的幅度，以使得形成更精确配置的约束带宽误差信号108。
在另一个寻求性能最佳化的替换实施例中，调制信号74可被分割成多于以上讨论的不工作时间和工作时间信号流86和84。在一个例子中，四个信号流可以提供在每个单元间隔64的fN，00，fN，25，fN，50，和fN，75时刻的样本，其中N是单元间隔数。内插器(未示出)可被使用来扩展不工作时间和工作时间信号流86和84成四个信号流。四个信号流的每个信号流可以通过它的自己的约束包络生成器106。正如上面讨论的，通过在脉冲扩展滤波器134的上游加上相乘部分(未示出)，四个误差信号流130可以互相相对地被缩放。在一个实施例中，为了减小实施脉冲扩展滤波器134所需要的硬件数量，仅使用两个脉冲扩展滤波器134生成四个信号流。在本实施例中，响应于其中在四个信号流中间出现信号峰值的情形，施加到不工作时间和工作时间误差信号流130和130’的相对缩放在逐个单元间隔的基础上进行动态地调整。对于上述实施例的、这些和其他改变与修正不脱离本发明的精神。
返回参见图2，就组合电路110的生成(即，约束包络信号流112)传送到实质上线性放大器146的输入端。实质上线性放大器146产生RF广播信号26，此信号随后通过发射机天线24进行广播。在此最佳实施例中，实质上线性放大器146由数字线性化器148、数字-模拟变换器150和射频(RF)放大电路152组成。本领域技术人员将认识到：实质上线性放大器146可以在除了上述之外的多个不同的实施例之中的任何一个实施例中实现，并且这些不同实施例之中的任何一个实施例的利用不脱离本发明的意图也不脱离所附权利要求书的范畴。
在实质上线性放大器146内，数字线性化器148将约束包络信号流112改变为预失真数字信号流154。使预失真数字信号流154成为正好恰当的方式的非线性以补偿在数字-模拟变换器150与RF放大电路152内的非线性，因此线性化实质上线性放大器146。
数字-模拟变换器150随后将预失真数字信号流154变换为模拟基带信号156。然后利用RF放大电路152将模拟基带信号156放大为RF广播信号26并通过发射机天线24发射此信号。由于约束误差信号108与调制信号74的组合，基本上线性放大器146不需要处理像在不使用约束误差信号108时所需要的那样大的峰值-平均值功率比值。同时，约束误差信号108被被配置成基本上阻止调制信号74的带宽增加。
图8显示按照本发明的另一个最佳实施例配置的CDMA调制信号生成器77’的方框图。在本发明的这个CDMA实施例中，CDMA调制信号生成器77’可以代替图2所示的调制器77。
当通信系统20(图1)被配置成实施CDMA通信方案时，可能出现类似于以上描述的关系。即，不用进一步处理，线性放大电路可能需要放大呈现不希望高的峰值-平均值功率比值(peak-to-averagepower ratio)特性的信号。在其中许多代码信道被组合在一起在单个放大电路中进行放大的典型的集线器(hub)或基站中，特别可能遇到高的峰值-平均值功率比值。
参见图2和8，二进制数据源32再次提供具有要被通信的数据的二进制输入信号流34。在本CDMA实施例中，二进制信号流34包括要通过多个不同的CDMA代码信道发送的数据。二进制信号流34被提供到多路分用器(DEMUX)158，它将输入信号流34分解为N个数量的代码信道信号流34’，其中N表示由调制器77’提供的独立的代码信道的数目。N个代码信道信号流34’分别被路由到N个卷积编码器36’，它们生成N个编码信号流38’。虽然未示出，在信号流程的这个点上可以插入交错器。N个编码信号流38’每个被路由发送到各个相乘级160，162和164。相乘级160允许施加调节每个代码信道的相对增益的缩放因子，以进行功率控制。相乘级162可以通过模2加法来实施，以及允许应用正交函数(OF)(例如，Walsh或Hadamard码)。相乘级164在单元码片间隔基础上加上各个伪随机(PN)码，以熟知的方式扩展代码信道。相乘级164也可以通过模2加法来实施。
在级160，162和164后，N个代码信道在相加级166在逐个单元间隔的基础上被相加在一起，形成复合信号流168。本领域技术人员将看到：在本CDMA实施例中，以上讨论的单元间隔在这里等价于码片间隔(chip interval)。然而，在许多单元码片间隔中，来自许多不同的代码信道的信号就互相抵消。因此，复合信号流168将具有中等的平均功率电平。然而，在很少的情形下，就出现其中N个代码信道的失真往往非常少抵消或没有抵消地相加在一起的单元码片间隔。在这些不常见的情形下，复合信号流168将呈现远超过平均电平的峰值电平。因此，复合信号流168呈现高的峰值-平均功率比值。
复合信号流168被路由到脉冲扩展滤波器76，它以单元码片间隔速率运行。对于以上讨论的实施例，脉冲扩展滤波器76希望被实施为Nyquist类型的滤波器，因为这样的滤波器通过将脉冲能量扩展在许多单元间隔上，把得到的调制信号74约束到预定的带宽而不过分地影响码片间或符号间干扰而达到接近理想的条件，但这没有要求。在本CDMA实施例中，已呈现高的峰值-平均功率比值的复合信号流168，以一种加重已经高的峰值-平均功率比值的方式进行滤波。
正如上面讨论的，调制信号74包括不工作时间和工作时间信号流86和84(图4)，它们被路由到不工作时间和工作时间约束包络生成器106和可任选地106’，以生成如上所述的约束误差信号108，用于与延迟的调制信号140相组合，减小不常见的峰值，而没有很大地增加带宽。在CDMA实施例中，任何达到的方便的门限值导致改变的调制信号112容易由基本上线性放大器146放大，而没有由门限生成器118可能生成太严重增加的失真。
因此，在CDMA实施例中，至少部分由于脉冲扩展滤波器的作用，调制信号74呈现需要的预定的带宽。对于先前的实施例，调制信号74呈现不希望的高的峰值-平均功率比值。然而，在CDMA实施例中，不希望的高的峰值-平均功率比值起因于多个代码信道的组合和脉冲扩展滤波器的运行。不管哪种原因，峰值在约束包络生成器106中被识别，以及通过加上以信号形状构建的、呈现基本上与调制信号74呈现的相同的带宽或更小的带宽以及在时间和幅度上构建的、把峰值减小到更可接受水平的突发差错135(图4)，而使峰值减小。
以上结合图7讨论的失真在CDMA实施例中甚至使得损害更小。由不常见的峰值减小突发差错135引起的噪声被扩散在CDMA接收机电路30(图3)中，以分布在由所有的代码信道共享的整个宽的带宽上。因此，对于任何单个代码信道，约束包络误差信号108的噪声保持在由所有的其他代码信道造成的噪声基底以下。
总之，本发明提供改进的约束包络发射机及其方法。约束包络生成器被提供来生成一个信号，它在与呈现预定的带宽的调制信号相组合时，减小峰值-平均功率比值，而不增加预定的带宽。调制信号典型地呈现想要的带宽、但具有不希望的大的峰值-平均功率比值。然而，它被调节成减小峰值-平均功率比值，而不增加预定的带宽。在一个实施例中，CDMA调制器提供作为许多代码信道的复合和呈现不希望的高的峰值-平均功率比值的调制信号。复合调制信号被调节成使得调节的信号可以由相对较便宜的功率放大器被忠实地放大，否则不能忠实地再现不希望的高的峰值-平均功率比值。
虽然已具体示出并描述了本发明的最佳实施例，但对于本领域技术人员来说显然可以在此进行各种修改而不脱离本发明的精神或所附权利要求书的范畴。例如，本发明可适用于许多类型的调制。而且，虽然以上讨论的最佳实施例讨论生成被加到数字调制信号上的约束包络误差信号，但本领域技术人员可容易地把本发明的教导应用于模拟信号。这些和其他改变与修正都包括在所附权利要求书的范围内。

Claims (9)

1.一种约束包络数字通信发射机电路，包括：
调制信号生成器，用于生成第一调制信号，所述第一调制信号传送待通信的数据、具有第一带宽并具有第一峰值-平均振幅比；
约束包络生成器，用于响应于所述第一调制信号而生成约束带宽误差信号；
组合电路，用于组合所述约束带宽误差信号与所述第一调制信号，以产生传送所述待通信的数据的第二调制信号，所述第二调制信号具有所述第一带宽和第二峰值-平均振幅比，所述第二峰值-平均振幅比小于所述第一峰值-平均振幅比；
线性化器，被配置为将所述第二调制信号预失真为预失真信号；和
射频放大电路，被配置为根据所述预失真信号生成射频广播信号，
其中所述调制信号生成器是码分多址CDMA调制器，以及所述第一调制信号传送多个代码信道的所述待通信的数据。
2.如权利要求1所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述约束包络生成器被配置，以致于所述约束带宽误差信号呈现的带宽等于或小于所述第一带宽。
3.如权利要求1所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述CDMA调制器包括提供所述第一调制信号的奈奎斯特型脉冲扩展滤波器。
4.如权利要求1所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述约束包络生成器包括：
脉冲生成器，响应于所述第一调制信号；和
滤波器，具有耦合到所述脉冲生成器的输入，并被配置为生成所述约束带宽误差信号。
5.如权利要求4所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述脉冲生成器被配置为在所述第一调制信号呈现大于门限值的幅度时生成脉冲。
6.如权利要求5所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述脉冲生成器还被进一步配置，使得所述脉冲响应于一个值而呈现振幅，通过所述一个值，所述第一调制信号呈现大于所述门限值的所述幅度。
7.如权利要求1所述的约束包络数字通信发射机电路，其中所述线性化器是数字线性化器，并且所述发射机电路另外包括耦合在所述数字线性化器与所述射频放大电路之间的数字-模拟变换器。
8.数字通信系统中用于发送约束包络通信信号的一种方法，包括：
生成第一调制信号，所述第一调制信号传送待通信的数据，并具有第一带宽和第一峰值-平均振幅比；
响应于所述第一调制信号，生成约束带宽误差信号；
组合所述约束带宽误差信号与所述第一调制信号，以产生传送所述待通信的数据的第二调制信号，所述第二调制信号具有所述第一带宽和第二峰值-平均振幅比，所述第二峰值-平均振幅比小于所述第一峰值-平均振幅比；
线性化所述第二调制信号，以产生预失真信号；
放大所述预失真信号，以生成呈现约束包络的通信信号；和
发送所述通信信号，
其中所述第一调制信号生成活动将所述第一调制信号配置为传送多个代码信道的所述待通信的数据的码分多址CDMA信号。
9.如权利要求8所述的方法，其中所述约束带宽误差信号呈现的带宽等于或低于所述第一带宽。
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