JP2004364496A - 瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及び当該方法を実行するための記憶媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】 広い動的範囲を有し、且つ或る一定の高調波が存在しないようにする。
【解決手段】 ２つの連続の調整時点間の時間間隔Ｔが電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように当該時間間隔Ｔを決定し（ステップ８６）、入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算し（ステップ９９）、入力設定点の関数として形成されたパルス幅変調プロセスを用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令（ステップ１１２）して、インバータにより発生された電圧及び電流により多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する。
【選択図】 図４

Description

本発明は、多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する方法及びシステム、及びこの方法を実行するための情報記憶媒体に関する。
より正確には、本発明は、多相回転電気機械には、スイッチングが制御可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び／又はロータ巻線が装備され、
インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、インバータのスイッチのスイッチングを指令するステップであって、パルス幅変調が入力設定点の関数として形成されている、上記指令するステップと、
入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算するステップとを備える調整方法に関する。

本明細書においては、用語「モータ」及び「トルク」はそれぞれ、多相回転電気機械及びこの種の機械の電磁トルクを意味する。更に、用語「基本波」及び「高調波」はそれぞれ、信号の最低周波数を持つ正弦波成分及び当該信号の第２次又はそれより高次の高調波を意味する。

従って、本明細書で用いられる用語「高調波」は、第２次又はそれより高次の高調波のみに言う。

モータの瞬時トルクを調整する方法は、多くの分野で、例えば圧延機駆動モータを制御ため等で用いられている。
インバータを用いて直流電圧をチョッピングして多相交流電圧を生成する多くの方法が存在する。そのような方法のうちで、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いる方法が最も広く用いられている。パルス幅変調は、「非同期型」及び「同期型」の２つの系統に分けられる。

非同期パルス幅変調は、インバータのスイッチのスイッチング時点を、インバータにより発生された電圧の基本波の周波数に対して同期されてない高周波数キャリアと要求されるステータ周波数での変調制限曲線との交点から決定する。

他方、同期パルス幅変調は、インバータにより発生された電圧の基本周波数に同期されており、そして発生された電圧の各基本周期中でのスイッチング動作の発生時点を定義する角度及びその数により定義される。典型的には、同期パルス幅変調の各形態がインバータにより発生された特定の電圧に対応するので、制御ユニットは、同期パルス幅変調の幾つかの形態を採用するよう適合されている。現在の文脈において、同期パルス幅変調の各形態は、それを構成するため用いられる角度の特定の値により定義される。従って、本明細書においては、異なる角度値を有する同期パルス幅変調の２つの形態はそれぞれ、パルス幅変調の異なる形態に対応する。

調整プロセス中に、制御ユニットは、例えばインバータが発生しなければならない電圧の振幅の関数として用いるためのパルス幅変調の形態を選択する。
変調の各形態に対して、用いられる角度の値は、一般的に、或る一定の事前定義された高調波を排除するよう事前に計算され、それは、同期パルス幅変調の１つの利点である。

モータの瞬時トルクを調整する方法のケースにおいては、変調の形態は、特に瞬時トルク設定点の関数として選択される。この種の制御方法は、同期パルス幅変調の使用と関連した有利な点をあったとしても部分的にしか達成することができない。これは、変調の各形態が或る一定の高調波を排除するよう構成されるにも拘わらず、このことは、あったとしても部分的にのみ生じるからである。

従って、本発明は、この問題を、同期パルス幅変調制御を用いそして非同期パルス幅変調を用いることに関連した利点を残しているモータの瞬時トルクを調整する方法を提案することにより解決することを意図する。

従って、本発明は、上記に記載のような調整方法において、瞬時トルク設定点が一定である限り、２つの連続の調整時点間の時間間隔（Ｔ）がインバータにより発生された電圧及び／又は電流の第２次又はそれより高次の高調波により生じた電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように当該時間間隔（Ｔ）を決定するステップを備える調整方法を提供する。

様々なタイプの変調が、インバータにより発生された電圧の或る一定の高調波を排除するよう構成されている。しかしながら、高調波の全てが排除されるのではなく、その高調波は瞬時トルクの振動を生じさせる。より正確には、瞬時トルクは、電圧の基本周波数により生成された実質的に一定の基本トルクとその電圧の高調波により生成された脈動トルクとの重畳から生じる。この脈動トルクは、電圧の基本周波数の各周期で幾らかの回数振動する。

図１は、同期パルス幅変調により制御されたインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期Ｔ′の間のモータの瞬時トルクの進展を表す。曲線４及び６は、同期パルス幅変調の第１の形態ＭＬＩ_１と異なる同期パルス幅変調の第２の形態ＭＬＩ_２とを用いた場合の時間につれての瞬時トルクΓ_Ｓの進展を表す。これらの曲線のそれぞれは、それぞれの破線の水平軸Γ_ｍ１及びΓ_ｍ２により表される平均値の周りでの振動を特徴として持っている。図１を単純化して示すため、変調ＭＬＩ_１及び変調ＭＬＩ_２により発生された瞬時トルクの振動の周期（Ｔで示す）が同一であるとして示されている。また、以降に与えられる説明を単純化するため、これらの振動は、位相があっているものとして表されている。瞬時トルク設定点は、細い水平線Γ_ＣＳにより表されている。

この例では、曲線４の各最小及び曲線６の各最大が、細い水平線Γ_ＣＳ上に位置している。
ここで、調整方法が、瞬時トルク設定点に次の調整時点で到達するような正確な応答制御動作を採用する方法であると仮定する。

上記の方法が前述した問題を解決する仕方を一層良く説明するため、まず第１に、調整間隔を任意に選定する従来技術の調整方法を用いると仮定して、問題の原因を以下により詳細に説明する。この例では、説明を単純化するため、任意に選定された調整間隔がＴ／２であると仮定する。

この状況において、時点０で、正確な応答制御方法は、設定点Γ_ＣＳに次の調整時点で到達するよう変調ＭＬＩ_１を選択する。
次の調整時点Ｔ／２において、正確な応答制御方法は、設定点Γ_ＣＳに時点Ｔで到達するよう変調ＭＬＩ_２を選択する。

従って、図１の純粋に例示的文脈において、同じ一定瞬時トルク設定点Γ_ＣＳに関して、正確な応答制御方法は、変調ＭＬＩ_１及び変調ＭＬＩ_２を交互に選択する。ここで、変調の各変更は、変調ＭＬＩ_１及び変調ＭＬＩ_２の構成により限定されない高調波を生成する。

このことが、瞬時トルクを調整する従来技術方法の文脈において同期パルス幅変調を用いるとき、同期パルス幅変調を使用する利点が得られない理由を説明する。
この問題を解決するため、上記の方法は、調整時間が電流及び電圧の高調波により生じた瞬時トルク振動の周期の整数倍であるように、調整時間を決定することを提案する。従って、図１の特定のケースにおいては、決定された調整時間は周期Ｔの整数倍である。従って、設定点Γ_ＣＳが一定であるという条件では、正確な応答制御動作は、各調整時間でパルス幅変調の同じ形態、例えば、この例では変調ＭＬＩ_２を選択することにつながる。これは、変調のタイプの変更数を大幅に低減し、そして各変調タイプが、排除されねばならない高調波を排除するに十分に長い時間の間選択される。

本発明による方法の他の特徴に従って、本方法は、
−上記計算するステップが、上記瞬時トルク設定点が第１の調整時点に到達されるような正確な応答制御方法を用い、
−上記時間間隔が更に、瞬時トルク設定点、位置、及び前記電気機械のロータの角速度の関数として決定され、
−上記時間間隔（Ｔ）が、平滑な磁極を有する同期機械のため、
次の式

を用いて決定され、ここで、
−Φ_ａが磁石のロータ磁束であり、
−Ｌがモータのステータ・インダクタンスであり、
−Ｘが式Ｘ＝Ｌ・ωにより定義され（但し、ωが前記ロータの角速度である。）、
−Ｚが式

により定義され（但し、Ｒが前記機械のステータ抵抗である。）、
−Ｉ_ｄ（０）及びＩ_ｑ（０）が、ロータ磁束に対して固定された軸ｄ，ｑの回転系において上記調整時点で測定された瞬時電流ベクトルの成分であり、上記のｄ軸が上記ロータ磁束と整列されており、
−Ｉ_ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ（Ｔ）が、軸ｄ，ｑの系における瞬時トルク設定点に対応する電流ベクトル設定点の成分であり、
−ρ_ｏが、軸ｄ，ｑの系と、ステータ巻線に対して固定されている軸α，βの固定した系との間の角度であり、
−上記調整時点が、Ｔ′／２ｐに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、ｐは上記機械の相数であり、Ｔ′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、
−上記調整時点が、インバータにより発生された電圧の基本波の位相がｋΠ／ｐ（但し、ｋは整数である。）に等しい時間に正確に対応するよう選定され、
−上記方法は、
決定された時間間隔が事前定義された時間間隔が事前定義された時間スレッショルドを横切る場合瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
当該補正するステップが、
ａ）横切った上記スレッショルドの値を上記時間間隔の値として取る動作と、
ｂ）前記動作ａ）の間に確立された時間間隔値を用いて、到達されることができる一時的瞬時トルク設定点を確立する動作と
を備え、
−上記方法は、上記の制御するステップの間に用いられるべき入力設定点が事前定義された設定点限界を横切る場合、瞬時トルク設定点を補正するステップを含み、
−この第２の補正するステップが、前記事前定義された設定点限界に適合する新しい一時的瞬時トルク設定点を確立する動作を備え、
上記事前定義された設定点限界が、各調整時間において測定された前記事前定義された電流調整時点で測定される
ことを特徴とする。

本発明はまた、命令が電子コンピュータにより実行されるとき、本発明に適合する瞬時トルク調整方法を実行するための上記命令を備えることを特徴とする情報記憶媒体で構成される。

本発明はまた、スイッチングが指令可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時トルクを調整するシステムであって、
−上記インバータにより発生された電圧の基本周波数、及び入力設定点の関数として形成された同期パルス幅変調の形式を用いて、当該インバータのスイッチのスイッチングを指令するユニットと、
−上記入力設定点を瞬時トルク設定点から計算するユニットとを備えるシステムにおいて、
瞬時トルク設定点が一定である限り、２つの連続した調整時点間の時間間隔が上記インバータにより発生された電圧及び／又は電流の第２次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように上記時間間隔を決定するユニットを備えることを特徴とするシステムにある。

本発明は、例示としてのみ且つ図面を参照して与えられる以下の説明を読めばより良く理解されるであろう。

図２は、ステータ及びロータを有するモータ４の瞬時電磁トルクを調整するシステム２を示す。以下では、モータ４がロータの表面に取り付けられた永久磁石を備える平滑な磁極３相同期モータである特定の状況に言及する。モータ４には、ステータ巻線が装備されている。

このため、システム２は、その入力で、瞬時トルク設定点Γ_ＣＳを受け取るよう、且つその出力で、従来の３相インバータ８のための制御信号を供給するよう適合されている。３相インバータ８は、電力を直流電圧源１０により供給される。

３相インバータ８は、従来通り、それぞれが中心点を介して直列に接続された２つのスイッチから形成されており且つ「脚部」として知られている３つの分岐を備える。各脚部の中心点は、モータ４のステータ巻線に接続されて、当該モータ４の各相に電圧及び電流を供給する。

システム２は、３相インバータ８を入力設定点の関数として制御する制御ユニット２０と、その入力設定点を瞬時トルク設定点Γ_ＣＳの関数として計算するユニット２２とを含む。この例では、入力設定点は、ステータに対して固定された軸α，βの固定直交系（ｆｉｘｅｄ ｏｒｔｈｏｎｏｍｉｃ ｓｙｓｔｅｍ）における、そのモジュラス（ｍｏｄｕｌｕｓ）

及び角度β_０により定義される電圧ベクトルＶ^→（本明細書では、記号「Ｘ^→」は記号Ｘの上に→を付した記号を表す。）である。角度β_０は、この軸の系の軸αに対して定義される。この軸の系は、頻繁に用いられており、詳細には説明しない。

制御ユニット２０は、パルス幅変調を用いて、３相インバータ８のスイッチのスイッチングを制御するモジュール２６、及び変調選択器モジュール２８を含む。
モジュール２６は、３相インバータ８のスイッチのスイッチングを、角度β_０の値と変調選択器モジュール２８により選択された角度α_ｉの値との関数として指令するよう適合されている。このため、モジュール２６は、３相インバータ８により発生された電圧の基本周波数を有する従来の同期パルス幅変調プロセスを用いる。図３は、モジュール２６により発生された制御信号の１例を表す。

図３は、３相インバータ８の１つの脚部の上側スイッチの制御信号を時間の関数として表す。ここで、例えば、制御信号の値０は、スイッチの開きを指令することを示し、その値１は、スイッチの閉じを指令することを示す。図３は、調整時間を、３相インバータ８により発生された電圧の基本周波数の位相の関数として表す。範囲［０，２Π］が、等しい大きさの４つの副範囲Π_１，Π_２，Π_３及びΠ_４に分割される。範囲Π_１においては、スイッチのスイッチング時間が、角度α_ｉにより定義される。この例では、７つの角度α_ｉが、間隔Π_１の間におけるスイッチのスイッチングを定義するため必要であり、従って、ここに表されたパルス幅変調の形態は、「７角度（ｓｅｖｅｎ−ａｎｇｌｅ）」形態である。間隔Π_２からΠ_４におけるスイッチング時間は、従来の変換により間隔Π_１に対して定義されたスイッチング時間から推論される。他のスイッチの制御信号は、図２からの信号を２Π／ｐだけシフトすることにより図２の信号から推論される。なお、ｐは、モータ４の相数である。

偶数高調波、及び高調波の次数が３の倍数である高調波を排除するため、制御信号は、ここで、２つの対称軸を横座標Π／２及び３Π／２に、且つ対称点Ｐ横座標Πに有する。
従って、変調の形態は、一度角度α_ｉの値が知られると、定義される。

角度α_ｉの値は、３相インバータ８により発生された電圧の基本周波数のモジュラスを、従って３相インバータ８の平均トルクを固定する。
変調選択器モジュール２８は、上記入力で受け取られた電圧モジュラス

の値に対応する角度α_ｉの値を選択し供給するよう適合されている。このため、変調選択器モジュール２８は、次の形式の表ＴＰを含むメモリ３２と関連付けられている。

この表ＴＰは、電圧モジュラス

の各正規化された値

と関連し、角度α_ｉｋの値は、３相インバータ８が、基本周波数の電圧モジュラスが電圧モジュラス

に等しい電圧を発生するのを可能にする。電圧モジュラス

の正規化された値からモジュール２４により生成される値に変える式は、次のとおりである。

ここで、Ｖ＾_Ｍは、直流電圧源１０の端子での電圧の瞬時値である。
正規化された値

が表ＴＰの中に事前に格納された２つの値の間である場合、選択モジュール２８は、直線補間により角度α_ｉの対応する値を計算することができる。
計算ユニット２２は、変換モジュール４０及び正確な応答制御モジュール４２を含む。

変換モジュール４０は、瞬時トルク設定点Γ_ＣＳを電流設定点Ｉ^→（Ｔ）に従来の方法で変換するよう適合されている。電流設定点Ｉ^→（Ｔ）は、本明細書においては、ロータ磁束に対して固定されている軸ｄ，ｑの回転直交系におけるその成分Ｉ_ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ（Ｔ）により定義される。なお、軸ｄはロータ磁束と整列されている。この軸のｄ，ｑ系は、従来のものであり、そして軸のα，β系で表される座標を軸のｄ，ｑ系で表される座標へ変更することは、単純に、基準軸を回転することにより実行される。

応答制御モジュール４２は、その入力で成分Ｉ_ｑ（Ｔ）及びＩ_ｄ（Ｔ）を受け取り、そしてその出力において制御ユニット２０へモジュラス

の値、及び電圧ベクトルの角度β_０を供給する。
応答制御モジュール４２は、電流設定点Ｉ^→（Ｔ）に対応する瞬時トルク設定点が次の調整時点に到達されるように電圧ベクトルＶ^→の値を計算するよう適合されている。このため、モジュール２４は、「速示制御プロセス（ｄｅａｄｂｅａｔ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｒｏｃｅｓｓ）」としても知られている正確な応答制御プロセスを用いる。本明細書で用いられるプロセスは、例えば、特許出願ＥＰ−Ａ−１２３３５ ０６に記載されている。従って、電圧ベクトルＶ^→の値を電流設定点Ｉ^→（Ｔ）の関数として計算するため用いられる式は次のとおりであると言えば十分である。

ここで、

及び

は、前の電流測定及び調整時点におけるステータ電流の元の状態から調整間隔Ｔを経た後に短絡されたときのモータのステータの瞬時電流の自然進展（ｎａｔｉｏｎａｌ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）である。

Ｔは現在の調整時点と次の調整時点との間の時間間隔であり、Ｒはモータのステータ抵抗であり、Ｌはモータのステータ・インダクタンスであり、τはステータ時定数（τ＝Ｌ／Ｒ）である。

角度β_０が、制御モジュール２６に直接送信され、そしてモジュラス

が、選択モジュール２８に送信される。
電圧ベクトルＶ^→を確立するため、応答制御モジュール４２は、２つの調整時点間の時間間隔Ｔを知る必要があることに注目すべきである。

このため、システム２は、時間間隔の値を電流設定点Ｉ^→（Ｔ）の関数として決定するよう適合されているユニット４４を含む。
ここで説明される特定の実施形態において、システム２はまた、瞬時トルク設定点がシステム２又は３相インバータ８の機能的限界故に次の調整時点に到達されない場合当該瞬時トルク設定点を補正するユニット４６を含む。より正確には、ユニット４６は、ユニット４４により決定された時間間隔Ｔが事前定義されたスレッショルドＴ_ｍｉｎ及びＴ_ｍａｘを超えた場合瞬時トルク設定点を補正するモジュール４８を含む。ユニット４６はまた、応答制御モジュール４２により供給されたモジュラス

が事前定義された最大直流電圧限界Ｖ_Ｍの限界を定める場合瞬時トルク設定点を補正するモジュール４９を含む。このため、ユニット４６は、それが時間間隔Ｔの値を知るようにユニット４４に接続され、そしてそれが

の値を知るように応答制御モジュール４２の出力に接続される。ユニット４６がまた、応答制御モジュール４２の出力に直接接続され、それによりユニット４６が応答制御モジュール４２に、補正された瞬時トルク設定点を電流設定点の形式で供給することができる。

より正確には、ユニット４４及び４６は、図４を参照して説明されることになる計算を実行するよう適合されている。
最後に、システム２は、ステータ巻線の電流Ｉ^→（０）に関するセンサ５０、直流電圧源１０により発生された直流電圧Ｖ_Ｍに関するセンサ５２、モータ４のロータの角速度ωに関するセンサ５４、及びモータ４のロータの角度位置ρ_０に関するセンサ５６を含む。

センサ５０は、複数の個別電流センサから形成され、各電流センサは、瞬時電流ベクトルを測定するため、モータ４の１つの相のステータ巻線の電流を測定するよう適合されている。このセンサ５０は更に、多相システムに対して一般化されたコンコルディア変換（Ｃｏｎｃｏｒｄｉａ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）により測定された瞬時電流ベクトルを変換し、それにより、直接その出力において瞬時電流ベクトルの２つの成分Ｉ_ｄ（０）及びＩ_ｑ（０）を供給するよう適合されている。

これらのセンサは、特に、ユニット４４及び４６に接続されている。しかしながら、図２を単純化するため、これらの接続は図示されてない。
システム２は、典型的には、情報記憶媒体に格納された命令を実行するよう適合されている従来のプログラム可能電子コンピュータに基づいている。このため、システム２は、図４の方法を実行するための命令を含むメモリ６０と関連付けられる。

次に、システム２の動作を図４の方法と関連して説明する。
その方法は、２つの主要段階、即ち調整段階７２が続く初期化段階７０を備える。
段階７０の間に、様々な形式の変調が、動作７４の間に構成されて、或る一定の事前定義された高調波を排除する。例えば、動作７４は、３相インバータ８及びモータ４のディジタル・モデルをシミュレートするソフトウエアを利用して実行される。変調の各形式に対して角度α_ｉの値が、この動作７４の間に決定される。

動作７４の終わりに、決定された角度値α_ｉの組が、動作７６の間に、メモリ３２格納され、そこにおいて、それら角度値α_ｉは、表ＴＰの形態に対応するモジュラス

の正規化された値と関連付けられる。
この段階７０の間に、モータ４の様々な一定パラメータがまた、決定され、そして動作７８の間にメモリ６０に格納される。例えば、この動作７０中に、モータ４のステータ・インダクタンスＬ及びステータ抵抗Ｒの値、及び磁束Φ_ａの値が、メモリ６０に格納される。

一度初期化段階が完了すると、調整段階が始まる。
現在の調整時点で、電流Ｉ^→（０）、直流電圧Ｖ_Ｍ、角度位置ρ_０及び角速度ωが、それぞれセンサ５０、５２、５６及び５４によりステップ８０の間に測定される。

次いで、変換モジュール４０は、瞬時トルク設定点Γ_ＣＳの値を獲得し、そして従来の方法でその瞬間トルク設定点Γ_ＣＳを電流設定点Ｉ^→（Ｔ）にステップ８２の間に変換する。

次いで、ステップ８６の間に、ユニット４４は、現在の調整時点と次の電流調整時点との間の時間間隔Ｔの値を決定する。このステップは、動作９０で始まり、その動作９０の間に、ユニット４４は、次の式を用いて、パラメータＩ_ｄ ^Ｄ（０）、Ｉ_ｑ ^Ｄ（０）、Ｉ_ｄ ^Ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ ^Ｄ（Ｔ）の値を確立する。

ここで、
−Φ_ａが磁石からのロータ磁束であり、
−Ｌがモータ４のステータ・インダクタンスであり、
−Ｘが式Ｘ＝Ｌ・ωにより定義され（但し、ωは、この調整時点に測定された角速度である。）、
−Ｚが式

により定義され（但し、Ｒがモータ４のステータ抵抗である。）、
−Ｉ_ｄ（０）及びＩ_ｑ（０）が、センサ５０によりこの調整時点に測定された瞬時電流ベクトルＩ^→（０）の軸ｄ，ｑの系における座標であり、
−Ｉ_ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ（Ｔ）が、変換モジュール４０により供給される電流ベクトル設定点の成分である。

動作９０の間に確立されたパラメータＩ_ｄ ^Ｄ（０）、Ｉ_ｑ ^Ｄ（０）、Ｉ_ｄ ^Ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ ^Ｄ（Ｔ）の値から、ユニット４４は、次式を用いて、角度φ_ｄ及びφ_０の値を確立する。

そこにおいて、記号

は、ベクトルのモジュラスを表す。
上記で説明したように、瞬時トルクは、実質的に一定のトルクΓ_ｍ及び脈動トルクにより構成される。これがそうである場合、パルス幅変調の形態は、偶数次高調波及び３ｎ次の高調波を排除するよう構成される（ここで、ｎは整数である。）。それは、脈動トルクの周期がＴ′／２ｐであることが確立されたからである。なお、Ｔ′はインバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であり、ｐはモータ４の相数である。より正確には、瞬時トルクは、電圧ベクトルＶ^→が軸α，βの系の軸αに対して角度ｋΠ／ｐにある時点毎に繰り返すことが分かった。

このため、時間間隔Ｔを決定するため、式（１）の系に、電圧ベクトルＶ^→の位相がｋ×Π／３の倍数でなければならないことを表す更なる式が追加される。例えば、これは、次の数学的関係式により表される。

ここで、Ｖ_α及びＶ_βは、軸α，βの系における電圧ベクトルＶ^→の座標である。
式（１）の系が３つの未知数（Ｔ，Ｖ_ｄ及びＶ_ｑ）における２つの式の系であること、従って、たとえ追加の制約が上記未知数Ｖ_ｄ及びＶ_ｑに追加されても、式（１）の系に対する解を見つけることが常に可能であるが注目されるであろう。

式（４）が追加される式（１）の系に対する解析的解法は、次の式により表される。

ここで、
−ρ_０は軸α，βの系に対する軸ｄ，ｑの系の角度であり、この角度ρ_０はセンサ５６により測定され、そして
−ｋは、集合｛０，１，２，３，４，５｝からの１つの整数である。

上記の式の他の変数は、既に動作９０及び９２に関係して定義され済みである。
ユニット４４は、式（５）を連続的反復法により解くことにより時間間隔Ｔの値を決定する。より正確には、動作９４の間に、ユニット４４は、時間間隔Ｔに対する初期値Ｔ_Ｓを設定し、そしてこの値Ｔ_Ｓに対して式（５）の右辺の要素（ｒｉｇｈｔ−ｈａｎｄ ｍｅｍｂｅｒ）を計算する。結果に向けての早い収束を得るため、値Ｔ_Ｓが１／（６・Ｎ_Ｐ・Ｆ_ｍ）に等しくされ、ここで、Ｎ_Ｐはモータ４の磁極の対数であり、そしてＦ_ｍはセンサ５４により測定されたモータ４のロータの機械的周波数である。

次いで、動作９６の間に、ユニット４４は、動作９４の間の右辺の要素のため確立された値に一致するため左辺の要素に関する時間間隔Ｔの値を計算する。
次いで、ユニット４４は、動作９４に戻り、動作９６の間に時間間隔Ｔに関して確立された初期値Ｔ_Ｓを選定する。

こうして、動作９４及び９６は、時間間隔Ｔの値が十分な精度で確立されるまで、反復される。
次いで、動作９８の間に、時間間隔Ｔの値は、時間スレッショルドＴ_ｍｉｎ及びＴ_ｍａｘと比較される。スレッショルドＴ_ｍｉｎより下では、時間間隔Ｔは計算を実時間で実行するには短すぎる。スレッショルドＴ_ｍａｘより上では、調整時点同士が余りに離れ過ぎ、それは、モータ４を余りに長い時間制御外に留めて置く。

時間間隔Ｔの値が２つのスレッショルドＴ_ｍｉｎとＴ_ｍａｘとの間にある場合、モジュラス

及び角度β_０を計算するステップ９９が実行される。
比較動作９８の間に、前に確立された時間間隔Ｔの値がこれらのスレッショルドのうちの１つを超えた場合、モジュール４８は、瞬時トルク設定点を補正する第１のステップ１００を実行する。

ステップ１００を開始して、動作１０２の間に、時間間隔Ｔの値は、超えられたスレッショルドの値、即ちスレッショルドＴ_ｍｉｎ又はスレッショルドＴ_ｍａｘの値に設定される。

次いで、動作１０４の間に、動作１０２中に固定された時間間隔Ｔに到達され得る新しい一時的瞬時トルク設定点が確立される。このため、関係式（５）は、時間間隔Ｔの値が動作１０２の間に且つ且つＩ_ｄ（Ｔ）又はＩ_ｑ（Ｔ）のいずれかの値を固定することにより確立された時間間隔Ｔの値である状況に対して解かれる。例えば、目的がトルクを維持することにある場合、Ｉ_ｑ（Ｔ）の値は、変換モジュール４０により確立されたＩ_ｑ（Ｔ）の値に等しくされ、そして値Ｉ_ｄ（Ｔ）は未知数である。従って、式（５）は、次の形式で書ける。

ここで、Ｔ_ｍは、動作１０２の間に固定された時間間隔Ｔの値である。
目的が逆励起（ｄｅ−ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ）を維持することにある場合、Ｉ_ｄ（Ｔ）の値は、変換モジュール４０により確立されたＩ_ｄ（Ｔ）の値に設定され、そしてＩ_ｄ（Ｔ）の値は、次の式を用いて確立される。

ユニット４４は、動作９４及び９６を参照して説明したのと似た要領で連続的反復法により式（６）又は式（７）を解く。
ステップ１００の終わりに、この方法はステップ９９に進む。

ステップ９９の間に、正確な応答制御方法が実行されて、電圧ベクトルＶ^→を電流設定点Ｉ^→（Ｔ）及び時間間隔Ｔの値から確立する。この方法は特許ＥＰＡ １２３ ３５ ０６に説明されているので、それをここで詳細に説明することは必要でない。

ステップ１１０の間に、ユニット４６は、応答制御モジュール４２により発生されたモジュラス

を、センサ５２により測定された電圧限界値Ｖ_Ｍと比較する。モジュラス

が電圧限界値Ｖ_Ｍ以下である場合、この方法は、３相インバータ８のスイッチのスイッチングを指令するステップ１１２を継続する。
さもなければ、ユニット４６は、瞬時トルク設定点を補正するステップ１１４を実行する。

一時的瞬時トルク設定点が、ステップ１１４の間に計算される。この目的のため、式（５）は、それによりモジュラス

が電圧限界値Ｖ_Ｍを超えないようにし得る追加の制約を入れて解かれる。この追加の制約は、次の式により表される。

ここで、Ｉ_ｄ ^０Ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ ^０Ｄ（Ｔ）は、ヌル電圧に対するモータの自然の進展を表し、そして特許出願ＥＰＡ １２３３５０６に定義されている。
式（５）及び（８）から成る式の系は、等しく次の形式で書き得る。

式（９）の系は２つの式から成り、その２つの式の両方が、時間間隔Ｔを電流設定点Ｉ^→（Ｔ）の座標から計算するのを可能にする。電圧限界値Ｖ_Ｍに到達する場合、一般的にもはや、Ｉ_ｑ（Ｔ）、Ｉ_ｄ（Ｔ）、及び時間間隔Ｔの対応の値を課すのは可能でない。従って、電圧限界値Ｖ_Ｍに到達することにより、１自由度が失われる。動作１１６の間に、系（９）を解くため、モジュール４９は、電流ベクトルＩ^→（Ｔ）の２つの成分のうちの１つを固定し、そして系（９）の２つの式のうちの１つを用いて時間間隔Ｔを計算する。次いで、動作１１８の間に、系２６の他の式、及び動作１１６中に計算された時間間隔値Ｔを用いて、電流設定点ベクトルＩ^→（Ｔ）の他の座標の値が計算される。

例えば、成分Ｉ_ｑ（Ｔ）の値が応答制御モジュール４２の入力に印加される値に等しくされる場合、時間間隔Ｔの値は、次の式により定義される。

別の可能性は、成分Ｉ_ｄ（Ｔ）の値を設定し、且つ次の式を用いて時間間隔Ｔを計算することである。

ステップ１１４の終わりに、この方法は、時間間隔Ｔの値をスレッショルドＴ_ｍｉｎ及びＴ_ｍａｘと比較するステップ９８に戻る。
ステップ１１２において、動作１３０の間に、選択モジュール２８は、メモリ３２の中で、モジュラス

に対応する角度α_ｉの値を選択し、そしてそれらの角度をモジュール２６に供給する。
次いで、動作１３２の間に、モジュール２６は、受け取られた角度α_ｉにより定義されるパルス幅変調の形式を用いて、３相インバータ８のスイッチのスイッチングを指令する。

次の調整時点まで、モジュール２６は、同じ形式の変調を用いて３相インバータ８のスイッチを指令し続ける。
ステップ１１２の終わりで、且つ次の調整時点に、この方法はステップ８０に戻る。

こうして、上記の方法は、電圧ベクトルＶ^→の位相が軸α，βの系の軸αに対して角度ｋ×Π／３である時点でのみ瞬時トルクを調整する。この特性のおかげで、瞬時トルクは、電圧高調波により発生された瞬時トルクの発振の周期の整数倍でのみ調整される。図１を参照して説明されたように、これは、変調の変化（変更）、従って無制御の高調波の発生を制限する。

こうして、図４の方法は、正確な応答制御方法の利点と、同期パルス幅変調の使用と関連した利点とを組み合わせる。特に、この方法は、広い動的範囲を有し、そして或る一定の高調波の不在を保証する。

図１は、瞬時トルクを時間の関数として表すグラフである。 図２は、本発明に従った調整システムを表す図である。 図３は、図２により発生されたスイッチ制御信号を時間の関数として表すグラフである。 図４は、本発明に従った調整方法のフロー・チャートである。

符号の説明

２ システム
４ モータ
８ ３相インバータ
１０ 直流電圧源
２２ 計算ユニット
２０ 制御ユニット
２６ モジュール
２８ 変調選択器モジュール
３２ メモリ
４０ 変換モジュール
４２ 応答制御モジュール
４４，４６，４８，４９ ユニット
５０，５２，５４，５６ センサ
６０ メモリ

Claims (11)

1. スイッチングが制御可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整する方法であって、
   −前記インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、前記インバータのスイッチのスイッチングを指令するステップ（１１２）であって、前記パルス幅変調が入力設定点の関数として形成されている、前記指令するステップ（１１２）と、
   −入力設定点を各調整時点における瞬時トルク設定点から計算するステップ（９９）と、を備える方法において、
   瞬時トルク設定点が一定である限り、２つの連続の調整時点間の時間間隔（Ｔ）が前記インバータにより発生された電圧及び／又は電流の第２次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように前記時間間隔（Ｔ）を決定するステップ（８６）を備えることを特徴とする方法。
2. 前記計算するステップが、前記瞬時トルク設定点が第１の調整時点に到達されるように正確な応答制御方法を用いることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. ロータを装備した機械のための請求項１又は２記載の方法であって、
   前記時間間隔が更に、瞬時トルク設定点（Γ_ＣＳ）、位置（ρ_ｏ）、及び前記機械のロータの角速度（ω）の関数として決定されることを特徴とする方法。
4. 前記時間間隔（Ｔ）が、平滑な磁極を有する同期機械のため、
   次の式
   

   

   を用いて決定され、ここで、
   −Φ_ａが磁石のロータ磁束であり、
   −Ｌがモータのステータのインダクタンスであり、
   −Ｘが式Ｘ＝Ｌ・ωにより定義され（但し、ωは前記ロータの角速度である。）、
   −Ｚが式
   

   

   により定義され（但し、Ｒが前記機械のステータ抵抗である。）、
   −Ｉ_ｄ（０）及びＩ_ｑ（０）が、ロータ磁束に対して固定された軸ｄ，ｑの回転系において前記調整時点で測定された瞬時電流ベクトルの成分であり、前記のｄ軸が前記ロータ磁束と整列されており、
   −Ｉ_ｄ（Ｔ）及びＩ_ｑ（Ｔ）が、前記の軸ｄ，ｑの系における瞬時トルク設定点に対応する電流ベクトル設定点の成分であり、
   −ρ_ｏが、前記の軸ｄ，ｑの系と、前記ステータ巻線に対して固定されている軸α，βの固定された系との間の角度である
   ことを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記調整時点がＴ′／２ｐに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、ｐは前記機械の相数であり、Ｔ′は前記インバータにより発生された電圧の基本周波数の周期であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記調整時点が、前記インバータにより発生された電圧の基本周波数の位相がｋΠ／ｐ（但し、ｋは整数である。）に等しい時点に正確に対応するよう選定されることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 決定された時間間隔（Ｔ）が事前定義された時間スレッショルドを横切る場合瞬時トルク設定点を補正するステップ（１００）を含み、
   当該補正するステップが、
   ａ）横切られた前記スレッショルドの値を前記時間間隔の値として取る動作（１０２）と、
   ｂ）前記動作ａ）の間に確立された時間間隔値を用いて、到達されることができる一時的瞬時トルク設定点を確立する動作（１０４）と
   を備える
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記の制御ステップ（１１２）の間に用いられるべき入力設定点が事前定義された設定点限界を横切る場合、瞬時トルク設定点を補正するステップ（１１４）を含み、
   この第２の補正するステップが、前記事前定義された設定点限界に適合する新しい一時的瞬時トルク設定点を確立する動作（１１８）を有する
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記事前定義された設定点限界が、各電流調整時点で測定される（動作８０）ことを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 命令が電子コンピュータにより実行されるとき請求項１から９のいずれか一項に記載の方法に適合する調整方法を実行するための前記命令を備える情報記憶媒体（６０）。
11. スイッチングが指令可能であるスイッチから形成されたインバータにより発生された電圧及び電流が供給されるステータ巻線及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の瞬時電磁トルクを調整するシステムであって、
    −前記インバータにより発生された電圧の基本周波数と同期したパルス幅変調を用いて、前記インバータのスイッチのスイッチングを指令するユニット（２０）であって、前記パルス幅変調が入力設定点の関数として形成される、前記ユニット（２０）と、
    −前記入力設定点を瞬時トルク設定点から計算するユニット（２２）と、を備えるシステムにおいて、
    瞬時トルク設定点が一定である限り、２つの連続の調整時点間の時間間隔（Ｔ）が前記インバータにより発生された電圧及び／又は電流の第２次又はそれより高次の高調波により生じた前記電気機械の瞬時トルクの振動周期の整数倍に対応するように前記時間間隔（Ｔ）を決定するユニット（４４）を備えることを特徴とするシステム。

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